JP2885713B2 - 送信機 - Google Patents
送信機Info
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- JP2885713B2 JP2885713B2 JP8225377A JP22537796A JP2885713B2 JP 2885713 B2 JP2885713 B2 JP 2885713B2 JP 8225377 A JP8225377 A JP 8225377A JP 22537796 A JP22537796 A JP 22537796A JP 2885713 B2 JP2885713 B2 JP 2885713B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル移動通信
システム用等の無線装置に使用される送信機に関し、特
に直交変調器が出力する直交変調信号の搬送波信号の漏
洩（以下、搬送波リークと称す）を自動抑圧する機能を
有する送信機に関する。
システム用等の無線装置に使用される送信機に関し、特
に直交変調器が出力する直交変調信号の搬送波信号の漏
洩（以下、搬送波リークと称す）を自動抑圧する機能を
有する送信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、マルチキャリア伝送等に用いる直
交変調器の直交性の不完全さを補償する手法として、公
開特許公報，特開平４−２７４６４２号（発明の名称：
直交変調回路）及び特開平４−２７５７４５（発明の名
称：直交変調回路）に開示された技術がある。これらの
公報では、他チャネルへの干渉となり得るイメージ信号
成分を低減するために、直交変調回路の出力を直接ベー
スバンド帯信号に周波数変換し，このベースバンド帯信
号と波形整形回路からの基本ベースバンド信号とを乗算
してイメージ信号成分を抽出し、このイメージ信号成分
から直交位相誤差の補償値を演算し、直交変調回路の直
交性を補償制御している。上述のとおり、この直交性補
償は、直交変調回路出力からベースバンド帯の直交変調
データを抜き取り、この直交変調データからデジタル処
理により補償制御するものである。上述の直交性補償を
行うと、直交変調回路の直交誤差による搬送波リークも
補償できると考えられる。
交変調器の直交性の不完全さを補償する手法として、公
開特許公報，特開平４−２７４６４２号（発明の名称：
直交変調回路）及び特開平４−２７５７４５（発明の名
称：直交変調回路）に開示された技術がある。これらの
公報では、他チャネルへの干渉となり得るイメージ信号
成分を低減するために、直交変調回路の出力を直接ベー
スバンド帯信号に周波数変換し，このベースバンド帯信
号と波形整形回路からの基本ベースバンド信号とを乗算
してイメージ信号成分を抽出し、このイメージ信号成分
から直交位相誤差の補償値を演算し、直交変調回路の直
交性を補償制御している。上述のとおり、この直交性補
償は、直交変調回路出力からベースバンド帯の直交変調
データを抜き取り、この直交変調データからデジタル処
理により補償制御するものである。上述の直交性補償を
行うと、直交変調回路の直交誤差による搬送波リークも
補償できると考えられる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術を用い
る直交変調回路は、直交位相に加えて搬送波リークも含
めて補償できるので、直交位相誤差の補償補償精度は高
いと考えられるが、複雑な制御処理を伴う上に回路の大
規模化を招いており実用的ではないという欠点がある。
このような大規模化した直交変調回路を用いる送信機
は、小型化が困難であるという欠点を生じることにな
る。
る直交変調回路は、直交位相に加えて搬送波リークも含
めて補償できるので、直交位相誤差の補償補償精度は高
いと考えられるが、複雑な制御処理を伴う上に回路の大
規模化を招いており実用的ではないという欠点がある。
このような大規模化した直交変調回路を用いる送信機
は、小型化が困難であるという欠点を生じることにな
る。
【０００４】従って、本発明の目的は、直交変調器が生
成する直交変調信号の搬送波リークの抑圧機能を有する
送信機において、回路の大規模化を招くことのない簡単
な回路構成で上記搬送波リークを自動抑圧できる送信機
を提供することにある。
成する直交変調信号の搬送波リークの抑圧機能を有する
送信機において、回路の大規模化を招くことのない簡単
な回路構成で上記搬送波リークを自動抑圧できる送信機
を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明による送信機は、
第１の周波数の搬送波信号を発生する搬送波発生器と、
第１の変調端子に供給される第１のベースバンド信号と
第２の変調端子に供給される第２のベースバンド信号と
で前記搬送波信号を直交位相変調して変調波信号を生じ
る直交変調器と、前記変調波信号を増幅する増幅回路
と、第２の周波数の局部発振信号を生じる局部発振器
と、増幅された前記変調波信号と前記局部発振信号とを
乗算して乗算信号を生じる乗算器と、前記乗算信号の低
周波数成分を整流・平滑して検波電圧を生じる検波器
と、前記検波電圧が所望値以下になるように前記直交変
調器の第１の変調端子および第２の変調端子に適切な値
の第１の直流バイアスおよび第２の直流バイアスをそれ
ぞれ与える演算部とを有する。
第１の周波数の搬送波信号を発生する搬送波発生器と、
第１の変調端子に供給される第１のベースバンド信号と
第２の変調端子に供給される第２のベースバンド信号と
で前記搬送波信号を直交位相変調して変調波信号を生じ
る直交変調器と、前記変調波信号を増幅する増幅回路
と、第２の周波数の局部発振信号を生じる局部発振器
と、増幅された前記変調波信号と前記局部発振信号とを
乗算して乗算信号を生じる乗算器と、前記乗算信号の低
周波数成分を整流・平滑して検波電圧を生じる検波器
と、前記検波電圧が所望値以下になるように前記直交変
調器の第１の変調端子および第２の変調端子に適切な値
の第１の直流バイアスおよび第２の直流バイアスをそれ
ぞれ与える演算部とを有する。
【０００６】前記送信機の第１は、前記第１の周波数と
前記第２の周波数とが、互いに近接している周波数であ
る構成をとることができる。
前記第２の周波数とが、互いに近接している周波数であ
る構成をとることができる。
【０００７】前記送信機の第２は、前記検波器が、前記
乗算信号に含まれる前記第１のベースバンド信号，前記
第２のベースバンド信号，前記搬送波信号および前記局
部発振信号の基本波および高調波成分をそれぞれ除去
し、前記搬送波信号と前記局部発振信号とのビート信号
のみを抽出するろ波器を備える構成をとることができ
る。
乗算信号に含まれる前記第１のベースバンド信号，前記
第２のベースバンド信号，前記搬送波信号および前記局
部発振信号の基本波および高調波成分をそれぞれ除去
し、前記搬送波信号と前記局部発振信号とのビート信号
のみを抽出するろ波器を備える構成をとることができ
る。
【０００８】前記送信機の第３は、前記演算部が、予め
記憶されたしきい値以下の前記検波電圧を受けていると
きには前記第１の直流バイアスおよび前記第２の直流バ
イアスを固定出力し、前記しきい値を越える前記検波電
圧を受けているときには前記第１の直流バイアスおよび
前記第２の直流バイアスを交互に変化させることにより
前記検波電圧を前記しきい値以下になるように制御する
構成をとることができる。
記憶されたしきい値以下の前記検波電圧を受けていると
きには前記第１の直流バイアスおよび前記第２の直流バ
イアスを固定出力し、前記しきい値を越える前記検波電
圧を受けているときには前記第１の直流バイアスおよび
前記第２の直流バイアスを交互に変化させることにより
前記検波電圧を前記しきい値以下になるように制御する
構成をとることができる。
【０００９】前記送信機の第４は、前記直交変調器が、
前記第１の直流バイアスおよび前記第２の直流バイアス
によって直流オフセット補正される構成をとることがで
きる。
前記第１の直流バイアスおよび前記第２の直流バイアス
によって直流オフセット補正される構成をとることがで
きる。
【００１０】本発明による送信機は、直交変調器が第１
の周波数の搬送波信号に第１および第２のベースバンド
信号で直交変調を行って変調波信号を得る。乗算器は、
第１の周波数に非常に近接した第２の周波数の局部発振
信号と搬送波信号との乗算を行い、第１の周波数と第２
の周波数との差周波数を有するビート信号を抽出する。
なお、第２の周波数は、第１の周波数との周波数差がベ
ースバンド信号の伝送レート，つまり繰り返し周波数よ
り充分小さい値となるように設定することができる。検
波器は上記ビート信号を整流，平滑して直流電圧である
検波電圧に変換し、この検波電圧を演算部に入力する。
検波電圧の値，つまりビート信号のレベルは搬送波リー
クの大きさと比例関係にある。
の周波数の搬送波信号に第１および第２のベースバンド
信号で直交変調を行って変調波信号を得る。乗算器は、
第１の周波数に非常に近接した第２の周波数の局部発振
信号と搬送波信号との乗算を行い、第１の周波数と第２
の周波数との差周波数を有するビート信号を抽出する。
なお、第２の周波数は、第１の周波数との周波数差がベ
ースバンド信号の伝送レート，つまり繰り返し周波数よ
り充分小さい値となるように設定することができる。検
波器は上記ビート信号を整流，平滑して直流電圧である
検波電圧に変換し、この検波電圧を演算部に入力する。
検波電圧の値，つまりビート信号のレベルは搬送波リー
クの大きさと比例関係にある。
【００１１】演算部は上記検波電圧を予め記憶されたし
きい値（所望値）と常時比較し、検波電圧がしきい値以
下であれば直交変調器の第１の変調端子および第２の変
調端子にそれぞれ供給されている第１の直流バイアスお
よび第２の直流バイアスは変化させず現在の直流バイア
ス値を維持する。一方、検波電圧がしきい値以上である
と、演算部は上記検波電圧が上記しきい値以下になるよ
うに上記直交変調器の第１の変調端子および第２の変調
端子にそれぞれ供給する直流バイアス値を制御する。例
えば、演算部は、最初に第１の直流バイアス，次に第２
の直流バイアスというように、上記直流バイイアスを交
互に可変制御することにより検波電圧すなわちビート信
号のレベルがしきい値以下になるように補償制御する。
きい値（所望値）と常時比較し、検波電圧がしきい値以
下であれば直交変調器の第１の変調端子および第２の変
調端子にそれぞれ供給されている第１の直流バイアスお
よび第２の直流バイアスは変化させず現在の直流バイア
ス値を維持する。一方、検波電圧がしきい値以上である
と、演算部は上記検波電圧が上記しきい値以下になるよ
うに上記直交変調器の第１の変調端子および第２の変調
端子にそれぞれ供給する直流バイアス値を制御する。例
えば、演算部は、最初に第１の直流バイアス，次に第２
の直流バイアスというように、上記直流バイイアスを交
互に可変制御することにより検波電圧すなわちビート信
号のレベルがしきい値以下になるように補償制御する。
【００１２】上述のとおり、本発明の送信機は、簡単な
回路構成で上記ビート信号を抑圧して直交変調器が生じ
る搬送波リークを自動抑圧できるという特徴がある。
回路構成で上記ビート信号を抑圧して直交変調器が生じ
る搬送波リークを自動抑圧できるという特徴がある。
【００１３】
【発明の実施の形態】次に、本発明について図面を参照
して説明する。
して説明する。
【００１４】図１は本発明による送信機の一実施の形態
を示すブロック図である。図２は図１の送信機の乗算器
６に供給される変調波信号Ｓ４ｂのスペクトラム図であ
る。また、図３は図１の送信機の低域ろ波器７の出力信
号であるビート信号Ｓ７の波形図である。
を示すブロック図である。図２は図１の送信機の乗算器
６に供給される変調波信号Ｓ４ｂのスペクトラム図であ
る。また、図３は図１の送信機の低域ろ波器７の出力信
号であるビート信号Ｓ７の波形図である。
【００１５】図１を参照すると、この送信機の直交変調
器（Ｑ−ＭＯＤ）１の変調端子１Ａにはベースバンド信
号Ｓｉが供給され、変調端子１Ｂにはベースバンド信号
Ｓｑが供給される。搬送波発生器２は、この送信機が結
合器４の出力端子４Ａから出力する変調波信号Ｓ４ａの
搬送波である周波数ｆ１の搬送波信号Ｓ２を生じる。直
交変調器１はベースバンド信号ＳｉおよびＳｑで搬送波
信号Ｓ２を直交位相変調して変調波信号Ｓ１を生じる。
ここで、ベースバンド信号ＳｉおよびＳｑは一次または
二次変調されたデジタル信号であり、一般にビットレー
ト，つまりビット繰り返し周波数は同じ周波数ｆｂであ
る。ベースバンド信号Ｓｉは、変調波信号Ｓ１の同相
（Ｉ相）成分を生じる信号であり、以下ＩデータＳｉと
称する。また、ベースバンド信号Ｓｑは、変調波信号Ｓ
１の直交相（Ｑ相）成分を生じる信号であり、以下Ｑデ
ータＳｑと称する。
器（Ｑ−ＭＯＤ）１の変調端子１Ａにはベースバンド信
号Ｓｉが供給され、変調端子１Ｂにはベースバンド信号
Ｓｑが供給される。搬送波発生器２は、この送信機が結
合器４の出力端子４Ａから出力する変調波信号Ｓ４ａの
搬送波である周波数ｆ１の搬送波信号Ｓ２を生じる。直
交変調器１はベースバンド信号ＳｉおよびＳｑで搬送波
信号Ｓ２を直交位相変調して変調波信号Ｓ１を生じる。
ここで、ベースバンド信号ＳｉおよびＳｑは一次または
二次変調されたデジタル信号であり、一般にビットレー
ト，つまりビット繰り返し周波数は同じ周波数ｆｂであ
る。ベースバンド信号Ｓｉは、変調波信号Ｓ１の同相
（Ｉ相）成分を生じる信号であり、以下ＩデータＳｉと
称する。また、ベースバンド信号Ｓｑは、変調波信号Ｓ
１の直交相（Ｑ相）成分を生じる信号であり、以下Ｑデ
ータＳｑと称する。
【００１６】ＩデータＳｉおよびＱデータＳｑによって
直交位相変調された変調波信号Ｓ１は増幅器（ＡＭＰ）
３に供給される。増幅器３は変調波信号Ｓ１を所望レベ
ルまで直線増幅して結合器（ＣＯＵＰ）４に供給する。
結合器４は増幅器８によって増幅された変調波信号を損
失少なく出力端子４Ａに変調波信号Ｓ４ａとして伝送す
るとともに，変調波信号Ｓ４ａとほぼ同じスペクトラム
分布で且つレベルの低い変調波信号Ｓ４ｂを結合端子４
Ｂに生じる。なお、本発明による送信機は増幅器３を省
くことがある。
直交位相変調された変調波信号Ｓ１は増幅器（ＡＭＰ）
３に供給される。増幅器３は変調波信号Ｓ１を所望レベ
ルまで直線増幅して結合器（ＣＯＵＰ）４に供給する。
結合器４は増幅器８によって増幅された変調波信号を損
失少なく出力端子４Ａに変調波信号Ｓ４ａとして伝送す
るとともに，変調波信号Ｓ４ａとほぼ同じスペクトラム
分布で且つレベルの低い変調波信号Ｓ４ｂを結合端子４
Ｂに生じる。なお、本発明による送信機は増幅器３を省
くことがある。
【００１７】変調波信号Ｓ４ｂはダイオードミクサ等を
用いる乗算器６に供給され、乗算器６は変調波信号Ｓ４
ｂと局部発振器５が発生する局部発振信号Ｓ５とを乗算
して乗算信号Ｓ６を生じる。ここで、局部発振信号Ｓ５
の周波数ｆ２は、搬送波信号Ｓ２の周波数ｆ１に非常に
近接した周波数に、つまり周波数差Δｆ｛＝絶対値（ｆ
１−ｆ２）｝がＩデータＳｉおよびＱデータＳｑの繰り
返し周波数ｆｂより十分低くなるように，例えば数１０
Ｈｚに設定しておく。乗算信号Ｓ６は低域ろ波器１６に
供給される。低域ろ波器７は、乗算信号Ｓ６から搬送波
信号Ｓ２の基本波および高調波成分，つまり周波数ｆ
１，２ｆ１，…の成分、局部発振信号Ｓ５の基本波およ
び高調波成分，つまり周波数ｆ２，２ｆ２，…の成分、
ＩデータＳｉ，ＱデータＳｑの基本波および高調波成
分，つまり周波数ｆｂ，２ｆｂ，…の成分をそれぞれ除
去し、乗算信号Ｓ６から周波数ｆ１と周波数ｆ２との周
波数差の交流成分（ビート成分）Δｆ（＝｜ｆ１−ｆ２
｜）のみを抽出してビート信号Ｓ７を生じる。上述の性
能を得るためには、低域ろ波器７のカットオフ周波数ｆ
ｃをＩデータＳｉおよびＱデータＳｑの繰り返し周波数
ｆｂより十分低く設定しておけばよい。
用いる乗算器６に供給され、乗算器６は変調波信号Ｓ４
ｂと局部発振器５が発生する局部発振信号Ｓ５とを乗算
して乗算信号Ｓ６を生じる。ここで、局部発振信号Ｓ５
の周波数ｆ２は、搬送波信号Ｓ２の周波数ｆ１に非常に
近接した周波数に、つまり周波数差Δｆ｛＝絶対値（ｆ
１−ｆ２）｝がＩデータＳｉおよびＱデータＳｑの繰り
返し周波数ｆｂより十分低くなるように，例えば数１０
Ｈｚに設定しておく。乗算信号Ｓ６は低域ろ波器１６に
供給される。低域ろ波器７は、乗算信号Ｓ６から搬送波
信号Ｓ２の基本波および高調波成分，つまり周波数ｆ
１，２ｆ１，…の成分、局部発振信号Ｓ５の基本波およ
び高調波成分，つまり周波数ｆ２，２ｆ２，…の成分、
ＩデータＳｉ，ＱデータＳｑの基本波および高調波成
分，つまり周波数ｆｂ，２ｆｂ，…の成分をそれぞれ除
去し、乗算信号Ｓ６から周波数ｆ１と周波数ｆ２との周
波数差の交流成分（ビート成分）Δｆ（＝｜ｆ１−ｆ２
｜）のみを抽出してビート信号Ｓ７を生じる。上述の性
能を得るためには、低域ろ波器７のカットオフ周波数ｆ
ｃをＩデータＳｉおよびＱデータＳｑの繰り返し周波数
ｆｂより十分低く設定しておけばよい。
【００１８】ここで、図２および図３を図１と併せ参照
して、変調波信号Ｓ４ｂから搬送波リークを検出する動
作について説明する。
して、変調波信号Ｓ４ｂから搬送波リークを検出する動
作について説明する。
【００１９】図２においては、周波数ｆ１における線ス
ペクトラムが常に固定位相の搬送波リークを示してい
る。図２（ａ）は、直交変調器１の直流オフセット誤差
が小さく、変調波信号Ｓ４ｂの直交性が維持されている
場合のスペクトラム図を示している。この図では変調波
信号Ｓ４ｂの直交性が維持されているので、搬送波リー
クが変調波成分より遥かに少くなっている。一方、図２
（ｂ）は、直交変調器１の直流オフセット誤差が大き
く、変調波信号４ｂの直交性が不完全な場合のスペクト
ラム図を示している。この図では、変調波信号Ｓ４ｂの
ＩＱ平面上の軸が理想的な原点からずれて直交性が不完
全になっているため、搬送波リークが変調波成分の最大
値近くになっている。
ペクトラムが常に固定位相の搬送波リークを示してい
る。図２（ａ）は、直交変調器１の直流オフセット誤差
が小さく、変調波信号Ｓ４ｂの直交性が維持されている
場合のスペクトラム図を示している。この図では変調波
信号Ｓ４ｂの直交性が維持されているので、搬送波リー
クが変調波成分より遥かに少くなっている。一方、図２
（ｂ）は、直交変調器１の直流オフセット誤差が大き
く、変調波信号４ｂの直交性が不完全な場合のスペクト
ラム図を示している。この図では、変調波信号Ｓ４ｂの
ＩＱ平面上の軸が理想的な原点からずれて直交性が不完
全になっているため、搬送波リークが変調波成分の最大
値近くになっている。
【００２０】変調波信号Ｓ４ｂには上述の搬送波リーク
を多かれ少なかれ有するので、乗算器６は周波数Δｆ
（＝｜ｆ１−ｆ２｜）のビート成分、搬送波信号Ｓ２の
基本波および高調波成分と見なせる周波数ｆ１，２ｆ
１，…，の成分、局部発振信号Ｓ５の基本波および高調
波成分と見なせる周波数ｆ２，２ｆ２，…，の成分、Ｉ
データＳｉおよびＱデータＳｑの基本波および高調波成
分と見なせる周波数ｆｂ，２ｆｂ，…の成分を有する乗
算信号Ｓ６を生じる。そして、低域ろ波器７は、周波数
Δｆのビート信号Ｓ７のみを抽出して検波器８に供給す
る。なお、低域ろ波器７は、上述のとおり周波数Δｆの
ビート信号Ｓ７のみを抽出すればよく、周波数Δｆを通
過させる帯域通過ろ波器に置き換えてよいことは勿論で
ある。
を多かれ少なかれ有するので、乗算器６は周波数Δｆ
（＝｜ｆ１−ｆ２｜）のビート成分、搬送波信号Ｓ２の
基本波および高調波成分と見なせる周波数ｆ１，２ｆ
１，…，の成分、局部発振信号Ｓ５の基本波および高調
波成分と見なせる周波数ｆ２，２ｆ２，…，の成分、Ｉ
データＳｉおよびＱデータＳｑの基本波および高調波成
分と見なせる周波数ｆｂ，２ｆｂ，…の成分を有する乗
算信号Ｓ６を生じる。そして、低域ろ波器７は、周波数
Δｆのビート信号Ｓ７のみを抽出して検波器８に供給す
る。なお、低域ろ波器７は、上述のとおり周波数Δｆの
ビート信号Ｓ７のみを抽出すればよく、周波数Δｆを通
過させる帯域通過ろ波器に置き換えてよいことは勿論で
ある。
【００２１】図３は低域ろ波器７によって抽出されたビ
ート信号Ｓ７の波形を示す。図３（ａ）は図２（ａ）に
対応して搬送波リークが小さい場合、図３（ｂ）は図２
（ｂ）に対応して搬送波リークが大きい場合を示してい
る。即ち、ビート信号Ｓ７のレベル（交流電圧の大き
さ）は変調波信号Ｓ４ｂが含む搬送波リークの大きさに
比例して現れる。
ート信号Ｓ７の波形を示す。図３（ａ）は図２（ａ）に
対応して搬送波リークが小さい場合、図３（ｂ）は図２
（ｂ）に対応して搬送波リークが大きい場合を示してい
る。即ち、ビート信号Ｓ７のレベル（交流電圧の大き
さ）は変調波信号Ｓ４ｂが含む搬送波リークの大きさに
比例して現れる。
【００２２】再び図１を参照すると、ビート信号Ｓ７は
検波器（ＤＥＴ）８に供給され、検波器８はビート信号
Ｓ７を整流および平滑して直流電圧である検波電圧Ｓ８
を生じる。検波電圧Ｓ８は演算部（ＣＯＮＴ）９に供給
される。演算部２０は、検波電圧Ｓ８に応答して演算処
理を実行し、供給される検波電圧Ｓ８が所望のしきい値
以下になるように直交変調器１の変調端子１Ａに直流バ
イアスＳ９ａを与え，変調端子１Ｂに直流バイアスＳ９
ｂを与える。ここで、演算部９は、変調波信号Ｓ１の大
きさが予め指定した範囲内に収まるように、直流バイア
スＳ９ａおよびＳ９ｂのバイアス増減範囲を設定してお
く。直交変調器１では、直流バイアスＳ９ａの値により
変調波信号Ｓ１のＩ相成分の直流オフセットレベルが変
化し、直流バイアスＳ９ｂの値により変調波信号Ｓ１の
Ｑ相成分の直流オフセットレベルが変化する。この変調
波信号Ｓ１のＩ相成分およびＱ相成分の直流オフセット
レベルをそれぞれ適切に制御することにより変調波信号
Ｓ１のＩＱ平面上の軸の補正がされ、変調波信号Ｓ１か
らの搬送波リークが低減される。
検波器（ＤＥＴ）８に供給され、検波器８はビート信号
Ｓ７を整流および平滑して直流電圧である検波電圧Ｓ８
を生じる。検波電圧Ｓ８は演算部（ＣＯＮＴ）９に供給
される。演算部２０は、検波電圧Ｓ８に応答して演算処
理を実行し、供給される検波電圧Ｓ８が所望のしきい値
以下になるように直交変調器１の変調端子１Ａに直流バ
イアスＳ９ａを与え，変調端子１Ｂに直流バイアスＳ９
ｂを与える。ここで、演算部９は、変調波信号Ｓ１の大
きさが予め指定した範囲内に収まるように、直流バイア
スＳ９ａおよびＳ９ｂのバイアス増減範囲を設定してお
く。直交変調器１では、直流バイアスＳ９ａの値により
変調波信号Ｓ１のＩ相成分の直流オフセットレベルが変
化し、直流バイアスＳ９ｂの値により変調波信号Ｓ１の
Ｑ相成分の直流オフセットレベルが変化する。この変調
波信号Ｓ１のＩ相成分およびＱ相成分の直流オフセット
レベルをそれぞれ適切に制御することにより変調波信号
Ｓ１のＩＱ平面上の軸の補正がされ、変調波信号Ｓ１か
らの搬送波リークが低減される。
【００２３】上述のとおり、本実施の形態による送信機
は、検波電圧Ｓ８がしきい値を越えないように，つまり
ビート信号Ｓ８が上記しきい値に対応する所定値を越え
ないように演算部９が直流バイアスＳ９ａおよびＳ９ｂ
を制御することにより、変調波信号Ｓ４ｂおよびＳ４ａ
が含む搬送波リークを所望の値以下に自動抑圧すること
ができる。
は、検波電圧Ｓ８がしきい値を越えないように，つまり
ビート信号Ｓ８が上記しきい値に対応する所定値を越え
ないように演算部９が直流バイアスＳ９ａおよびＳ９ｂ
を制御することにより、変調波信号Ｓ４ｂおよびＳ４ａ
が含む搬送波リークを所望の値以下に自動抑圧すること
ができる。
【００２４】図４は図１の送信機に用いた直交変調器１
の詳細ブロック図である。また、図５は図４の直交変調
器１の動作説明図であり、（ａ）は直流オフセット補正
前のダブルバランスミクサ１１および１２のＩデータＳ
ｉおよびＱデータＳｑと出力変調波信号レベルとの関係
を示す図、（ｂ）は（ａ）の直流オフセットＶ１および
Ｖ２を変調波信号Ｓ１のＩＱ平面上で示す図、（ｃ）は
直流オフセット補正後のダブルバランスミクサ１１およ
び１２のＩデータＳｉおよびＱデータＳｑと出力変調波
信号レベルとの関係を示す図である。
の詳細ブロック図である。また、図５は図４の直交変調
器１の動作説明図であり、（ａ）は直流オフセット補正
前のダブルバランスミクサ１１および１２のＩデータＳ
ｉおよびＱデータＳｑと出力変調波信号レベルとの関係
を示す図、（ｂ）は（ａ）の直流オフセットＶ１および
Ｖ２を変調波信号Ｓ１のＩＱ平面上で示す図、（ｃ）は
直流オフセット補正後のダブルバランスミクサ１１およ
び１２のＩデータＳｉおよびＱデータＳｑと出力変調波
信号レベルとの関係を示す図である。
【００２５】図４を参照すると、直交変調器１のダブル
バランスドミクサ１１（以下、ＤＢＭ１１）は、変調端
子１ＡからＩデータＳｉを受け、局発入力端子から搬送
波信号Ｓ２を受け、搬送波信号Ｓ２をＩデータＳｉで２
相位相変調する。また、ダブルバランスドミクサ１２
（以下、ＤＢＭ１２）は、変調端子１ＢからＱデータＳ
ｑを受け、局発入力端子から搬送波信号Ｓ２を受け、搬
送波信号Ｓ２をＱデータＳｑで２相位相変調する。ＤＢ
Ｍ１１および１２はダイオードブリッジおよびトランス
で構成される周知のリング変調器を使用することができ
る。ここで、搬送波発生器２からの搬送波信号Ｓ２は０
度ハイブリッド等を用いる０度分配器（Ｈ）１３により
二分配されている。分配された搬送波信号Ｓ２の一方は
９０度移相作用を有する９０度移相器１４を介してＤＢ
Ｍ１１の局発入力端子に供給され、分配された搬送波信
号Ｓ２の他方はＤＢＭ１２の局発入力端子に直接供給さ
れる。従って、ＩデータＳｉで２相位相変調された変調
波信号とＱデータＳｑで２相位相変調された変調波信号
とは、互いに直交位相をなす。ＤＢＭ１１からの変調波
信号とＤＢＭ１２からの変調波信号とは０度ハイブリッ
ド等を用いる０度合成器（Ｈ）１５により同相合成さ
れ、４相位相変調された変調波信号Ｓ１が生じる。
バランスドミクサ１１（以下、ＤＢＭ１１）は、変調端
子１ＡからＩデータＳｉを受け、局発入力端子から搬送
波信号Ｓ２を受け、搬送波信号Ｓ２をＩデータＳｉで２
相位相変調する。また、ダブルバランスドミクサ１２
（以下、ＤＢＭ１２）は、変調端子１ＢからＱデータＳ
ｑを受け、局発入力端子から搬送波信号Ｓ２を受け、搬
送波信号Ｓ２をＱデータＳｑで２相位相変調する。ＤＢ
Ｍ１１および１２はダイオードブリッジおよびトランス
で構成される周知のリング変調器を使用することができ
る。ここで、搬送波発生器２からの搬送波信号Ｓ２は０
度ハイブリッド等を用いる０度分配器（Ｈ）１３により
二分配されている。分配された搬送波信号Ｓ２の一方は
９０度移相作用を有する９０度移相器１４を介してＤＢ
Ｍ１１の局発入力端子に供給され、分配された搬送波信
号Ｓ２の他方はＤＢＭ１２の局発入力端子に直接供給さ
れる。従って、ＩデータＳｉで２相位相変調された変調
波信号とＱデータＳｑで２相位相変調された変調波信号
とは、互いに直交位相をなす。ＤＢＭ１１からの変調波
信号とＤＢＭ１２からの変調波信号とは０度ハイブリッ
ド等を用いる０度合成器（Ｈ）１５により同相合成さ
れ、４相位相変調された変調波信号Ｓ１が生じる。
【００２６】図５（ａ）を参照すると、上述のＤＢＭ１
１および１２は、変調端子１Ａおよび１Ｂに印加される
ＩデータＳｉおよびＱデータＳｑの大きさに従って，出
力する変調波信号のレベルがそれぞれ変化する。ここ
で、ＤＢＭ１１および１２は、固有の直流オフセット電
圧Ｖ１およびＶ２をそれぞれ有する。つまり、Ｉデータ
ＳｉおよびＱデータＳｑの大きさが直流オフセット電圧
Ｖ１およびＶ２をそれぞれ越える値になるまで、ＤＢＭ
１１および１２は殆ど変調波信号を生じない。Ｉデータ
ＳｉおよびＱデータＳｑが直流オフセットＶ１およびＶ
２を越えると、ＤＢＭ１１および１２は線形変調領域内
においてはＩデータＳｉおよびＱデータＳｑにそれぞれ
ほぼ比例するレベルの変調波信号を生じる。上述の直流
オフセットＶ１およびＶ２は、ＤＢＭ１１および１２を
構成する変調素子，例えばリング変調器を構成するダイ
オードの素子バラツキによって生じ、一般に数ｍＶの値
である。
１および１２は、変調端子１Ａおよび１Ｂに印加される
ＩデータＳｉおよびＱデータＳｑの大きさに従って，出
力する変調波信号のレベルがそれぞれ変化する。ここ
で、ＤＢＭ１１および１２は、固有の直流オフセット電
圧Ｖ１およびＶ２をそれぞれ有する。つまり、Ｉデータ
ＳｉおよびＱデータＳｑの大きさが直流オフセット電圧
Ｖ１およびＶ２をそれぞれ越える値になるまで、ＤＢＭ
１１および１２は殆ど変調波信号を生じない。Ｉデータ
ＳｉおよびＱデータＳｑが直流オフセットＶ１およびＶ
２を越えると、ＤＢＭ１１および１２は線形変調領域内
においてはＩデータＳｉおよびＱデータＳｑにそれぞれ
ほぼ比例するレベルの変調波信号を生じる。上述の直流
オフセットＶ１およびＶ２は、ＤＢＭ１１および１２を
構成する変調素子，例えばリング変調器を構成するダイ
オードの素子バラツキによって生じ、一般に数ｍＶの値
である。
【００２７】図５（ｂ）を参照すると、変調波信号Ｓ１
のＩＱ平面上に示したＤＢＭ１１の直流オフセットＶ１
とＤＢＭ１２の直流オフセットＶ２との合成ベクトルＶ
の先端は、ＩＱ平面の原点から大きくずれている。この
合成ベクトルＶの先端が変調波信号Ｓ１の中心点（ＩＱ
平面上の軸）である。変調波信号Ｓ１が含む搬送波リー
クの大きさは合成ベクトルＶの大きさに比例し、ＩＱ平
面上における搬送波リークの位相は直流オフセットＶ１
とＶ２との比できまる常時固定位相となる。
のＩＱ平面上に示したＤＢＭ１１の直流オフセットＶ１
とＤＢＭ１２の直流オフセットＶ２との合成ベクトルＶ
の先端は、ＩＱ平面の原点から大きくずれている。この
合成ベクトルＶの先端が変調波信号Ｓ１の中心点（ＩＱ
平面上の軸）である。変調波信号Ｓ１が含む搬送波リー
クの大きさは合成ベクトルＶの大きさに比例し、ＩＱ平
面上における搬送波リークの位相は直流オフセットＶ１
とＶ２との比できまる常時固定位相となる。
【００２８】図５（ｃ）を参照すると、変調端子１Ａお
よび１Ｂに電圧Ｖ１の直流バイアスＳ９ａおよび電圧Ｖ
２の直流バイアスＳ９ｂをそれぞれ印加し、直流オフセ
ット補正した状態でのＤＢＭ１１および１２のＩデータ
ＳｉおよびＱデータＳｑと出力変調波信号レベルとの関
係を示している。直流バイアスＳ９ａおよびＳ９ｂによ
る直流オフセット補正を行うと、ＤＢＭ１１および１２
は０Ｖを基点にしてＩデータＳｉおよびＱデータＳｑに
それぞれほぼ比例するレベルの変調波信号を生じる。図
の状態では、ＤＢＭ１１および１２の直流オフセットＶ
１およびＶ２が０Ｖに補償されて合成ベクトルＶの先端
が変調波信号Ｓ１におけるＩＱ平面上の原点に戻されて
おり、変調波信号Ｓ１が含む搬送波リークを十分に低減
できている。
よび１Ｂに電圧Ｖ１の直流バイアスＳ９ａおよび電圧Ｖ
２の直流バイアスＳ９ｂをそれぞれ印加し、直流オフセ
ット補正した状態でのＤＢＭ１１および１２のＩデータ
ＳｉおよびＱデータＳｑと出力変調波信号レベルとの関
係を示している。直流バイアスＳ９ａおよびＳ９ｂによ
る直流オフセット補正を行うと、ＤＢＭ１１および１２
は０Ｖを基点にしてＩデータＳｉおよびＱデータＳｑに
それぞれほぼ比例するレベルの変調波信号を生じる。図
の状態では、ＤＢＭ１１および１２の直流オフセットＶ
１およびＶ２が０Ｖに補償されて合成ベクトルＶの先端
が変調波信号Ｓ１におけるＩＱ平面上の原点に戻されて
おり、変調波信号Ｓ１が含む搬送波リークを十分に低減
できている。
【００２９】再び図１を参照すると、変調波信号Ｓ１あ
るいはＳ４ｂのＩＱ平面上において上記合成ベクトルＶ
の大きな中心点ずれが発生し，図２（ｂ）および図３
（ｂ）に示すような高搬送波リークの状態が発生した場
合には、検波電圧Ｓ８が演算部９の設定しきい値以上に
なる。すると、演算部９は、例えば最初に直流バイアス
Ｓ９ａを増減させ、続いて直流バイアスＳ９ｂを増減さ
せるというように、直流バイイアスＳ９ａおよびＳ９ｂ
を交互に可変制御することにより、検波電圧Ｓ８のしき
い値，すなわちビート信号Ｓ７のレベルが所望値以下に
なるように補償制御する。この結果、変調波信号Ｓ４ｂ
の含む搬送波リークが図２（ａ）に示すごとく所望の値
以下に抑圧制御される。
るいはＳ４ｂのＩＱ平面上において上記合成ベクトルＶ
の大きな中心点ずれが発生し，図２（ｂ）および図３
（ｂ）に示すような高搬送波リークの状態が発生した場
合には、検波電圧Ｓ８が演算部９の設定しきい値以上に
なる。すると、演算部９は、例えば最初に直流バイアス
Ｓ９ａを増減させ、続いて直流バイアスＳ９ｂを増減さ
せるというように、直流バイイアスＳ９ａおよびＳ９ｂ
を交互に可変制御することにより、検波電圧Ｓ８のしき
い値，すなわちビート信号Ｓ７のレベルが所望値以下に
なるように補償制御する。この結果、変調波信号Ｓ４ｂ
の含む搬送波リークが図２（ａ）に示すごとく所望の値
以下に抑圧制御される。
【００３０】図６は図１の送信機に用いた演算部９の詳
細ブロック図である。
細ブロック図である。
【００３１】Ａ／Ｄコンバータ９１は検波電圧Ｓ８を対
応するデジタルデータＳ９１に変換してマイクロプロセ
ッサ（ＣＰＵ）９３に入力する。ＣＰＵ９３は検波電圧
Ｓ８のしきい値等のデータを記憶しているＲＯＭ９２を
接続している。ＣＰＵ９３は、入力されるデジタルデー
タＳ９１をＲＯＭ９２に記憶されているしきい値と対照
して常時監視し、この監視結果に基づいて所定の演算処
理を行って補正データＳ９３ａおよびＳ９３ｂを作成す
る。Ｄ／Ａコンバータ９４は補正データＳ９３ａに対応
した直流バイアスＳ９ａを生じ、Ｄ／Ａコンバータ９５
は補正データ９３ｂに対応した直流バイアスＳ９ｂを生
じる。ＣＰＵ９３は、最初に補正電圧Ｓ９３ａを増減さ
せ、続いて補正電圧Ｓ９３ｂを増減させると、上述の直
流バイイアスＳ９ａおよびＳ９ｂを交互に可変制御する
ことになる。なお、演算部９はμＰＤ７８Ｋ／２シリー
ズ（日本電気（株）製）に代表される８ビットシングル
マイクロコンピュータにより容易に実現することができ
る。
応するデジタルデータＳ９１に変換してマイクロプロセ
ッサ（ＣＰＵ）９３に入力する。ＣＰＵ９３は検波電圧
Ｓ８のしきい値等のデータを記憶しているＲＯＭ９２を
接続している。ＣＰＵ９３は、入力されるデジタルデー
タＳ９１をＲＯＭ９２に記憶されているしきい値と対照
して常時監視し、この監視結果に基づいて所定の演算処
理を行って補正データＳ９３ａおよびＳ９３ｂを作成す
る。Ｄ／Ａコンバータ９４は補正データＳ９３ａに対応
した直流バイアスＳ９ａを生じ、Ｄ／Ａコンバータ９５
は補正データ９３ｂに対応した直流バイアスＳ９ｂを生
じる。ＣＰＵ９３は、最初に補正電圧Ｓ９３ａを増減さ
せ、続いて補正電圧Ｓ９３ｂを増減させると、上述の直
流バイイアスＳ９ａおよびＳ９ｂを交互に可変制御する
ことになる。なお、演算部９はμＰＤ７８Ｋ／２シリー
ズ（日本電気（株）製）に代表される８ビットシングル
マイクロコンピュータにより容易に実現することができ
る。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように、送信機から出力さ
れる信号に等価な変調波信号と局部発振信号とを乗算し
て乗算信号を生じる乗算器と、前記乗算信号の低周波数
成分を整流・平滑して検波電圧を生じる検波器と、前記
検波電圧が所望値以下になるように前記直交変調器の第
１の変調端子および第２の変調端子にそれぞれ直流バイ
アスを与える演算部とを備えて、前記変調波信号の搬送
波リーク成分と前記局部発振信号とのビート信号を生成
し，このビート信号のレベル監視および制御を行うの
で、回路の大規模化を招くことのない簡単な回路構成で
搬送波リークを自動的に抑圧補償することができ、送信
機コストの低減を図ることができるという利点がある。
また、搬送波リーク抑圧回路が小規模であるので、送信
機の小型化に寄与するという効果もある。
れる信号に等価な変調波信号と局部発振信号とを乗算し
て乗算信号を生じる乗算器と、前記乗算信号の低周波数
成分を整流・平滑して検波電圧を生じる検波器と、前記
検波電圧が所望値以下になるように前記直交変調器の第
１の変調端子および第２の変調端子にそれぞれ直流バイ
アスを与える演算部とを備えて、前記変調波信号の搬送
波リーク成分と前記局部発振信号とのビート信号を生成
し，このビート信号のレベル監視および制御を行うの
で、回路の大規模化を招くことのない簡単な回路構成で
搬送波リークを自動的に抑圧補償することができ、送信
機コストの低減を図ることができるという利点がある。
また、搬送波リーク抑圧回路が小規模であるので、送信
機の小型化に寄与するという効果もある。
【図１】本発明による送信機の一実施の形態を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】図１の送信機の乗算器６に供給される変調波信
号Ｓ４ｂのスペクトラム図である。
号Ｓ４ｂのスペクトラム図である。
【図３】図１の送信機の低域ろ波器７の出力信号である
ビート信号Ｓ７の波形図である。
ビート信号Ｓ７の波形図である。
【図４】図１の送信機に用いた直交変調器１の詳細ブロ
ック図である。
ック図である。
【図５】図４の直交変調器１の動作説明図である。
【図６】図１の送信機に用いた演算部９の詳細ブロック
図である。
図である。
１ 直交変調器（Ｑ−ＭＯＤ） １Ａ，１Ｂ 変調端子 １１，１２ ダブルバランスミクサ（ＤＢＭ） １３ ０度分配器 １４ ９０度移相器 １５ ０度合成器 ２ 搬送波発生器 ３ 増幅器（ＡＭＰ） ４ 結合器（ＣＯＵＰ） ４Ａ 出力端子 ４Ｂ 結合端子 ５ 局部発振器 ６ 乗算器 ７ 低域ろ波器（ＬＰＦ） ８ 検波器（ＤＥＴ） ９ 演算部（ＣＯＮＴ） ９１ Ａ／Ｄコンバータ ９２ ＲＯＭ ９３ マイクロプロセッサ（ＣＰＵ） ９４，９５ Ｄ／Ａコンバータ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−18612（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−87144（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−14429（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−83308（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−22356（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−303145（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−145904（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (8)
- 【請求項１】 第１の周波数の搬送波信号を発生する搬
送波発生器と、第１の変調端子に供給される第１のベー
スバンド信号と第２の変調端子に供給される第２のベー
スバンド信号とで前記搬送波信号を直交位相変調して変
調波信号を生じる直交変調器と、前記変調波信号を増幅
する増幅回路と、第２の周波数の局部発振信号を生じる
局部発振器と、増幅回路された前記変調波信号と前記局
部発振信号とを乗算して乗算信号を生じる乗算器と、前
記乗算信号の低周波数成分を整流・平滑して検波電圧を
生じる検波器と、前記検波電圧が所望値以下になるよう
に前記直交変調器の第１の変調端子および第２の変調端
子に適切な値の第１の直流バイアスおよび第２の直流バ
イアスをそれぞれ与える演算部とを有することを特徴と
する送信機。 - 【請求項２】 前記第１の周波数と前記第２の周波数と
が、互いに近接している周波数であることを特徴とする
請求項１記載の送信機。 - 【請求項３】 前記検波器が、前記乗算信号に含まれる
前記第１のベースバンド信号，前記第２のベースバンド
信号，前記搬送波信号および前記局部発振信号の基本波
および高調波成分をそれぞれ除去し、前記搬送波信号と
前記局部発振信号とのビート信号を抽出するろ波器を備
えることを特徴とする請求項１記載の送信機。 - 【請求項４】 前記演算部が、予め記憶されたしきい値
以下の前記検波電圧を受けているときには前記第１の直
流バイアスおよび前記第２の直流バイアスを固定出力
し、前記しきい値を越える前記検波電圧を受けていると
きには前記第１の直流バイアスおよび前記第２の直流バ
イアスを交互に変化させることにより前記検波電圧を前
記しきい値以下になるように制御することを特徴とする
請求項１記載の送信機。 - 【請求項５】 前記直交変調器が、前記第１の直流バイ
アスおよび前記第２の直流バイアスによって直流オフセ
ット補正されることを特徴とする請求項１記載の送信
機。 - 【請求項６】 第１の周波数の搬送波信号を発生する搬
送波発生器と、第１の変調端子に供給される第１のベー
スバンド信号と第２の変調端子に供給される第２のベー
スバンド信号とで前記搬送波信号を直交位相変調して変
調波信号を生じ，しかも前記第１の変調端子および前記
第２の変調端子にそれぞれ供給される第１の直流バイア
スおよび第２の直流バイアスに従って直流オフセット補
正される直交変調器と、前記変調波信号を直線性よく伝
送する線形伝送回路と、前記第１の周波数との差が前記
ベースバンド信号の繰り返し周波数より小さい第２の周
波数の局部発振信号を生じる局部発振器と、前記線形伝
送回路からの前記変調波信号と前記局部発振信号とを乗
算して乗算信号を生じる乗算器と、前記乗算信号が含む
前記搬送波信号と前記局部発振信号とのビート信号成分
を整流・平滑して検波電圧を生じる検波器と、前記検波
電圧が所望値以下になるように前記直交変調器の第１の
変調端子および第２の変調端子に適切な値の前記第１の
直流バイアスおよび前記第２の直流バイアスをそれぞれ
与える演算部とを有することを特徴とする送信機。 - 【請求項７】 前記検波器が、前記乗算信号に含まれる
前記ベースバンド信号の繰り返し周波数より低い周波数
成分を抽出する低域ろ波器を備えることを特徴とする請
求項６記載の送信機。 - 【請求項８】 前記演算部が、予め記憶されたしきい値
以下の前記検波電圧を受けているときには前記第１の直
流バイアスおよび前記第２の直流バイアスを固定出力
し、前記しきい値を越える前記検波電圧を受けていると
きには前記第１の直流バイアスおよび前記第２の直流バ
イアスを交互に変化することにより前記検波電圧を前記
しきい値以下になるように制御することを特徴とする請
求項６記載の送信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8225377A JP2885713B2 (ja) | 1996-08-27 | 1996-08-27 | 送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8225377A JP2885713B2 (ja) | 1996-08-27 | 1996-08-27 | 送信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1070582A JPH1070582A (ja) | 1998-03-10 |
| JP2885713B2 true JP2885713B2 (ja) | 1999-04-26 |
Family
ID=16828407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8225377A Expired - Fee Related JP2885713B2 (ja) | 1996-08-27 | 1996-08-27 | 送信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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|---|---|---|---|---|
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| WO2006035509A1 (en) | 2004-09-29 | 2006-04-06 | Nec Corporation | Error calculation circuit for mixer |
| WO2007020714A1 (en) | 2005-08-19 | 2007-02-22 | Nec Corporation | Dc offset cancellation circuit for modulator using 1-bit signal conversion |
| JP4805106B2 (ja) * | 2006-11-27 | 2011-11-02 | 日本無線株式会社 | 直交変調器 |
| JP4805107B2 (ja) * | 2006-11-27 | 2011-11-02 | 日本無線株式会社 | 直交変調器 |
| JP2010245905A (ja) | 2009-04-07 | 2010-10-28 | Sony Corp | 送信装置および通信システム |
| WO2019125237A1 (en) * | 2017-12-18 | 2019-06-27 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Local oscillator leakage detecting and cancellation |
-
1996
- 1996-08-27 JP JP8225377A patent/JP2885713B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1070582A (ja) | 1998-03-10 |
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