JPS6331131B2 - - Google Patents

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JPS6331131B2
JPS6331131B2 JP56047117A JP4711781A JPS6331131B2 JP S6331131 B2 JPS6331131 B2 JP S6331131B2 JP 56047117 A JP56047117 A JP 56047117A JP 4711781 A JP4711781 A JP 4711781A JP S6331131 B2 JPS6331131 B2 JP S6331131B2
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circuit
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terminal
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JP56047117A
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De Iegeru Furanku
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Koninklijke Philips NV
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Koninklijke Philips Electronics NV
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Publication of JPS6331131B2 publication Critical patent/JPS6331131B2/ja
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
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    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/165—Ground-based stations employing angle modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
    • H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop

Description

【発明の詳細な説明】
本発明は変調されていない搬送波信号の振幅よ
りも小さい振幅変化を有する被変調搬送波信号の
増幅に好適なタイプの被変調搬送波信号増幅装置
に関する。 最近、電話回線でのデータ伝送の効率を図るた
めに数多くの変調法が提案され導入されている。
ほとんどの場合、これら変調法は振幅が変化する
被変調搬送波信号を得るものであり（すなわち振
幅変調法）、線型変調器及び増幅器を使用するも
のである。 しかしながら、無線通信システムにおいては、
効率を高める必要上非線型の振幅伝達関数を有す
る構成成分を使用する必要があり、かつ斯様な構
成成分例えばＣ級増幅器の入力端子での振幅が変
化する場合その出力端子でのスペクトルはその入
力端子でのスペクトルよりも広がつてしまう。こ
れがため、無線通信システムにおいては振幅がほ
ぼ一定の被変調搬送波信号となるような変調法が
好まれ、従つて変角法（角度変調法）が使用され
ることを意味する。この点については例えば後述
する参考文献(1)を参照されたい。 従つて、本発明は振幅が変化する被変調搬送波
信号を増幅し、非線型振幅伝達関数を有する例え
ばＣ級増幅器のような構成成分の使用を可とする
が出力端子でのスペクトルが入力端子でのスペク
トルよりも著しく広がることのないようになした
前述したタイプの被変調搬送波信号増幅装置を提
供することにある。 従つて、本発明は変調されていない搬送波信号
の振幅よりも小さい振幅変化を有する被変調搬送
波信号を増幅する増幅装置において、制御入力端
子及び出力端子を各々が有している第１及び第２
制御発振器を具え、該第１及び第２制御発振器は
それぞれの前記制御入力端子を制御回路に接続さ
れていてほぼ一定の振幅及び搬送周波数にほぼ対
応するある周波数で発振作動できるようになして
あり、前記第１及び第２制御発振器の各々の前記
出力端子は、前記被変調搬送波信号と前記第１及
び第２制御発振器の発振信号との比較値から該第
１及び第２制御発振器に対する制御信号を発生さ
せるため、前記制御回路に結合されており、さら
に前記出力端子に接続されていて出力信号をベク
トル的に組合わせるための出力回路を有している
ことを特徴とする。 さらに、本発明により被変調搬送波信号を増幅
するために好適なタイプの増幅装置は、前記制御
回路は第１及び第２入力端子と出力端子とを各々
が有している第１及び第２位相比較回路と、第１
及び第２低域フイルタとを具え、さらに前記第１
制御発振器の出力端子は前記第１位相比較回路の
第２入力端子に接続されているとともに該第１位
相比較回路の前記出力端子は前記低域フイルタを
経て前記第１制御発振器の前記制御入力端子に接
続されており、さらに前記第２制御発振器の前記
出力端子は前記第２位相比較回路の前記第２入力
端子に接続されているとともに該第２位相比較回
路の前記出力端子は前記第２低域フイルタを経て
前記第２制御発振器の前記制御入力端子に接続さ
れており、さらに前記制御回路は第１及び第２入
力端子と出力端子とを各々が有している第１及び
第２加算回路と、第１及び第２遅延素子とを具
え、さらに該第１及び第２加算回路の第１入力端
子は相互接続されているとともに増幅装置の入力
端子に接続されており、さらに前記第１加算回路
の前記第２入力端子は前記第１遅延素子を経て前
記第２制御発振器の前記出力端子に接続されてい
るとともに前記第１加算回路の前記出力端子は前
記第１位相比較回路の前記第１入力端子に接続さ
れており、さらに前記第２加算回路の前記第２入
力端子は前記第２遅延素子を経て前記第１制御発
振器の前記出力端子に接続されているとともに前
記第２加算回路の前記出力端子は前記第２位相比
較回路の前記第１入力端子に接続されている この場合、斯様な制御回路は実際上米国特許明
細書第3873931号に開示されているが、当該明細
書は雑音信号から有用な本来の伝送信号を分離す
るためのFM復調器に関するものである点に留意
すべきである。 以下、図面により本発明の実施例につき説明す
る。 第１ａ図はOQPSKと略称される“オフセツト
直交フエーズ・シフト・キーイング”と称する変
調法（文献(2)参照）用の既知変調段を示すブロツ
ク回路図である。この変調法はＹチヤネルのデー
タ信号をＸチヤネルのデータ信号よりもＴ／２時
間だけシフトさせる点で直交位相変調とは異な
り、そのため、受信機でのＸ及びＹチヤネルに対
するサンプリングを例えば第１ａ図のデータ信号
Ｘ及びＹ中の矢印を示す瞬時に行なう必要があ
る。この変調段はデータ信号Ｘ用入力端子１及び
データ信号Ｙ用入力端子２を有し、Ｘ信号を低域
フイルタ３で濾波した後変調器４の入力端子へ供
給し、Ｙ信号を低域フイルタ５で濾波した後変調
器６の入力端子へ供給する。搬送波発振器７から
の信号を変調器４及び６の別の入力端子へそれぞ
れ供給するが、これら信号の相対位相はそれぞれ
0゜及び90゜である。変調器４及び６の出力信号を
加算器８で一緒に加算して出力端子９へ送出す
る。この出力端子９に得られる、変調された搬送
波信号すなわち被変調搬送波信号の信号ベクトル
はその振幅変化が変調されていない搬送波信号の
振幅よりも小さいという性質を有しており、これ
を第１ｂ図の位相平面に信号ベクトルｖの軌跡１
０でその一部分を示す。この図から、信号ベクト
ルｖの振幅は円１１及び１２間の領域内に常に位
置していることがわかる。尚、この円１１及び１
２の半径はそれぞれR1及びR2であつて、R2＞
R1＞０の関係がある。 実際には、Ｒを原点から４位相変調の特性位相
点までの距離とした場合、OQPSKの場合には半
径R1は約0.5Rに等しく、かつ半径R2は約1.5Rに
等しい。サンプリング瞬時における入力信号Ｘ及
びＹの値が＋１または−１であると、Ｒ＝√２で
ある。 本発明による装置においては、信号ベクトルｖ
の終点が原点からある距離に留まる（OQPSKで
は上述したように相当の距離のところである）と
いう性質を使用する。 このOQPSKに加えて、上述した性質があるこ
とを条件として、本発明はデイジタル信号に使用
される他の変調法にも適用できることに留意する
必要がある。さらに、以下説明する原理はアナロ
グ信号特に単側波帯信号に対しても使用できるこ
と明らかである。本発明を一例として第１図に示
したOQPSKの例につき説明するが、本発明はこ
れに限定されるものでないこと明らかである。 第１ｂ図に示すように、それぞれ一定の振幅
（大きさ）従つて一定の振幅（大きさの）比を有
した２つのベクトルvg及びvkを所望の位相角で与
えて信号ベクトルｖの任意の最終点を表わすこと
ができる。例えばベクトルvkの値を0.6vgと選ぶ
場合には、合成ベクトルｖの振幅すなわち大きさ
は最大振幅と最小振幅との間で４：１となり、こ
れはOQPSKに必要とされる３：１の振幅比
1.5R：0.5Rを取扱うのに十分である。 第２ａ図は本発明による増幅装置の第１実施例
を示すブロツク線図であり、この増幅装置は第１
電圧制御発振器１６及び第２電圧制御発振器１７
を具え、これらはそれぞれ１つのループの一部分
を形成していて制御回路２２に接続させてある。
これら発振器１６及び１７はその入力信号の搬送
周波数にほぼ一致する周波数で発振している。制
御回路２２の入力端子１３にはOQPSK入力信号
が供給され、この入力端子を第１及び第２加算回
路１４及び１５の両者の第１入力端子にそれぞれ
接続する。第２電圧制御発振器１７の発振信号を
第１遅延素子１８によつて90゜移送させて第１加
算回路１４の第２入力端子に供給し、この第１加
算回路１４の両入力端子に供給されたこれら入力
信号の和信号を第１位相比較回路２０の第１入力
端子に供給してこの和信号と第１電圧制御発振器
１６の発振信号との比較を行なう。尚、この発振
信号は第１位相比較回路２０の第２入力端子に供
給される。この第１位相比較回路２０の出力信号
はこれに供給された２つの入力信号間の位相差を
表わす位相差信号であり、この位相差信号を第１
低域フイルタ２１で濾波した後に第１電圧制御発
振器１６の制御入力端子２３に供給する。同様に
して、第１電圧制御発振器１６の発振信号を第２
遅延素子１９で90゜移相して第２加算回路１５の
第２入力端子に供給する。第２加算回路１５の２
つの入力端子に供給された信号の和信号を第２位
相比較回路２４の第１入力端子に供給してこの和
信号を、第２電圧制御発振器１７からこの回路２
４の第２入力端子に供給された発振信号と比較
し、これら両信号の位相差を表わす、第２位相比
較回路２４の出力信号を第２低域フイルタ２５に
よつて濾波して第２発振器１７の制御入力端子２
６に供給する。さらに２つの電圧制御発振器１６
及び１７の発振信号を組合わせ回路２７に供給す
る。この組合わせ回路にはインピーダンス２８が
負荷されており、このインピーダンス２８を例え
ば送信用空中線または図示していない出力回路の
入力インピーダンスとすることができ、これを出
力端子２９に接続する。尚この出力回路におい
て、電力増幅を行なつたり所要に応じて所望の無
線周波帯域へ変換したりすることもできる。 第２ａ図に示す増幅装置について、第２ｂ図に
示すベクトル図を参照して更に説明する。第１電
圧制御発振器１６の発振信号をv′kとし、第２電
圧制御発振器１７の発振信号をv′gとする。さら
に加えて、入力端子１３に対し所望の信号ベクト
ルｖをOQPSKに応じた低電力で供給するとす
る。この場合、加算回路１４の出力端子の信号は
【式】に等しい。制御ループ１７，２ ４，２５での位相制御に応答して、信号v′gは信
号vgに対し90゜移相を受けているので、v′g＝vg
exp（−ｊπ／２）であり、これがため、 となる。同様に、 となる。従つて、電圧vk及びvgがｖ、v′k及びv′g
から得られる場合には、２つの位相ループを用い
て出力電圧v′g及びv′kがそれぞれ入力電圧vg及び
vkに対し90゜の角度をそれぞれ維持するようにな
されている。 低電力で供給された入力信号ｖで、高電力を発
生するために、電圧制御発振器の次にＣ級増幅器
を設け、これを低電力入力信号で制御する。この
ようにすると、２つの発振器の協働により、出力
信号に位相変化のみならず振幅変化を導入するこ
とが可能となると共に増幅しようとする信号の振
幅は一定であるという利点があり、従つて構成成
分例えばＣ級増幅器の非線型振幅伝達関数は最早
重要ではない。 第２ａ図に示す増幅装置を具体化するに当り次
に掲げる点につき考慮することが必要である。適
切に作動させるために、位相ループは入力信号の
変化に対し迅速に応答できる必要がある。これが
ため、低域フイルタ２１及び２５の帯域幅は比較
的広いことが必要である。加えて、ループ利得は
好ましくは大きくなし所望の位相角90゜からのず
れを最小に保持することが必要である。この回路
を使用し高電力を発生させる場合には、遅延素子
１８及び１９は減衰器を具える必要がある。さら
にvgとvkの振幅の比の有利な値は５：３であるこ
とが判つた。その場合、平均して総電力の約75％
が第２電圧制御発振器１７から生じ、約25％が第
１電圧制御発振器１６から生ずる。 出力回路２７では出力電圧v′k及びv′gを一定の
比で一緒に加え合わせる必要がある。例えば第２
ｃ図に示すように第１電圧制御発振器１６を結合
インピーダンス３０を経て接続点３２へ接続しか
つ第２電圧制御発振器１７を結合インピーダンス
３１を経て接続点３２へ接続することによりこれ
を行なう。信号成分v′g及びv′kが所要の比で出力
信号に寄与するようにするためには結合インピー
ダンス３０及び３１を互いに正確に等しくする必
要がある。 第２ａ図に示す増幅装置の欠点は高周波領域に
おいて結合インピーダンス３０及び３１の同等性
に関する精度を所要の如く得ることができない点
にある。このため出力信号のスペクトルに雑音成
分が含まれてしまう。さらに、これら結合インピ
ーダンス３０及び３１が互いに完全に等しい場合
であつても、２つの電圧制御発振器１６及び１７
のいわゆる相互作用に起因したある困難な問題が
生じ得るという別の欠点がある。この問題は、一
般に、電圧制御発振器によつて生じる出力電圧が
負荷インピーダンスに依存しているという事実に
基づくものである。これがため第２ａ図において
は、一方の電圧制御発振器に対し負荷となるイン
ピーダンスが他方の電圧制御発振器によつて生ず
る電圧に依存することとなり、これがため、例え
ば、電圧制御発振器１７の位相制御により、電圧
制御発振器１６の電圧に変化を生じる。実際には
この効果は、設けられている負帰還によつて低減
されるが、所要の精度を得ることができるように
するためには、ある場合には例えばループ利得を
定める場合には、この相互作用効果の大きさを考
慮する必要がある。 変調された搬送波信号を増幅するための第２実
施例を第３ａ図に示す。第２ａ図に示す実施例で
は、２つの位相制御に必要な情報を個々の電圧制
御発振器の出力電圧から直接導出するが、この第
２実施例ではこの情報は２つの信号成分が組合わ
せられた点すなわち出力回路３３の出力端子２９
で組合わせた後に導出する。この場合、当該情報
を２つの電圧制御発振器の各々に対する合成信号
から選出する必要がある。この目的のため、、電
圧制御発振器１６から生じた発振信号v′kの位相
を制御して出力信号ｒの振幅が正しくなるように
なすとともに電圧制御発振器１７から生じた発振
信号v′gの位相を制御して入力信号ｖに対する出
力信号ｒの位相が正しく（90゜）となるようにす
る。最初の目的は、この出力信号ｒを第１振幅検
波器（例えば整流回路）によつて検波した後振幅
比較回路３５へ供給してこの出力信号を振幅検波
器３６を経た入力信号ｖと比較することにより、
達成する。この電圧制御発振器１６を、振幅比較
回路３５から低域フイルタ２１を経て供給される
差信号によつて調整し正しい値となす。同時に、
位相比較回路２４において出力信号ｒを入力信号
ｖと比較し、所望の位相関係である90゜からずれ
ている場合には、この位相比較回路２４の出力信
号を低域フイルタ２５で濾波させた後に電圧制御
発振器１７の制御入力端子に供給することによつ
てこの発振器１７を再調整する。このように、最
終段からの位相及び振幅制御を用いて、結果とし
て生じた出力信号ｒはOQPSK変調に必要とされ
る信号ベクトルｖに等しくされる。 第３ｂ図は第３ａ図に示す増幅装置の出力回路
３３の一実施例を示す図である。第１電圧制御発
振器１６の、定振幅の出力信号v′kをＣ級増幅器
３７によつて増幅して、これを第２電圧制御発振
器１７の出力信号v′gをＣ級増幅器３８によつて
増幅させたものと、結合インピーダンス３９及び
４０により、加える。 前述したように、Ｃ級増幅器３８を経て結合イ
ンピーダンス４０に通過される位相変化は情報の
周波数のリズムで電圧制御発振器１７に導入され
る。これに応答して、Ｃ級増幅器３７の出力イン
ピーダンスが変化し、その結果より高い高調波構
成が変化する。このことは出力信号の形状が変化
してその結果得られた信号ｒの振幅及び位相は、
帰還部でさらに測定しなければ、所望のように考
慮できなくなることを意味する。このため、中心
周波数の付近で余分な帯域幅が生じるすなわち送
出されるべきスペクトルが不所望にも広がつてし
まうことを意味する。これを防止するため、帰還
導線４２，４３に例えば1.5×搬送周波数のよう
なしや断周波数を有する低域フイルタを含ませて
もよい。第３ｂ図から明らかなように、唯一個の
低域フイルタを結合インピーダンス３９及び４０
の共通接続点と負荷インピーダンス２８との間に
配列させることにより使用する。このようにする
ことにより出力信号中のより高い高調波を抑圧す
ることができるという追加の利益を得る。 第３ａ図に示す増幅装置の帰還線路に分離回路
網４４及び４５を含ませて、非線型インピーダン
スが出力インピーダンス２８と並例となるのを防
止する。第３ｃ図に示すように、各分離回路網４
４及び４５は緩衝（アイソレーシヨン）増幅器４
６と、帰還線路と直列のコンデンサ及び増幅器４
６の入力端子及びアース間の抵抗４８から成る結
合回路網とを具えている。 第３図に示す増幅装置を具体化する場合には次
の点に留意すべきである。 第３図に示す増幅装置は振幅及び位相の同時変
調に基礎を置いている。この位相及び振幅変調の
同期をとるためには条件が必要である。所望の振
幅をａ（ｔ）とし所望の位相をθ（ｔ）とする場合
には入力信号ｖ（ｔ）は ｖ（ｔ）＝ａ（ｔ）ej〓(t) となる。振幅ａ（ｔ）と位相θ（ｔ）との間に時間
差τがある場合には、出力信号は ｖ（ｔ）＝ａ（ｔ−τ）ej〓(t) によつて与えられ、これは送出されるスペクトル
に不所望な側波帯を生じてしまう。最悪なケース
につき分析してみると、所望のスペクトルの外側
に位置する第１成分の振幅を公称振幅の下側約
80dBに保持するために、fbをデイジタル情報信
号のビツト周波数とすると、fb〓を10-3よりも小さ
くすることが必要であることが判つた。このこと
はfb＝16kb／ｓの場合には、τ＜60nsとなること
を意味している。実際にはそれぞれ約５×fbのし
や断周波数を有している低域フイルタ２１及び２
５の遅延時間τ0及びτ′0が重要である。 しかしながら、A1を構成成分２１，１６，４
２，３４，３５，２１によつて形成されるループ
のループ利得とし及びA2を構成成分２５，１７，
４３，２４，２５によつて形成されるループのル
ープ利得とする場合には、帰還量１／A1＋１及び １／A2＋１であるので、遅延時間τ1及びτ1′は一層小 さくなる。 τ1＝τ2の場合には、信号ｒとｖとの間の遅延時
間は一定であり、τ1とτ2とが異なる場合には、前
述と同様に80dBの抑圧を得るためには次の条件
を満足する必要がある： ｜τ0／A1＋１−τ′0／A2＋１｜・fb＜10-3 低域フイルタ２１および２５のしや断周波数を
ビツト速度の５倍に等しく選定する場合には、 τ0＝τ0′＝（10πfb）-1であるから条件は ｜１／A1＋１−１／A2＋１｜＜0.03 に変わり、この条件は容易に満足できるものであ
る。 第２図に示した増幅装置に対して述べたよう
に、信号v′g及びv′kの振幅間の比５：３は好都合
な比であり、これは第３図の装置に対しても適用
できる。しかしながらもしそう望むならば、電圧
制御発振器１６が一部分を形成しているループの
安定性は、v′kに対する振幅を一層大きく選択す
ることによつて、高めることができる。このこと
により、第１ｂ図に示すベクトル図から明らかな
ように、vgとvkとの間の所要の角度が小さくな
る。電圧制御発振器１７が一部分を形成している
ループの安定性が損なわれるのは、入力信号の振
幅が小さくなり過ぎた場合のみである。この場合
にも第１ｂ図から明らかなように、入力信号のベ
クトルは常に｜Ｖ｜＞R1の領域内に存在するの
で、そのようなおそれはない。従つて、vkの値を
より大きく選定することにより、前述の最初の方
のループに有益な効果を及ぼすとともに後者のル
ープの安定性が損われることがない。 このようにするためには、v′kをv′gと等しく選
定してもよいが、そのように選定すると高電力発
振器が２個以上必要となるため、このような方法
は望ましいことではない。 第４図は第３図に示す実施例の変形例を示すブ
ロツク線図であり、特に第４図によれば、信号ベ
クトルｖ及びｒの間の振幅差の測定を２つの振幅
検波器３４，３６を用いて行なうのではなく変調
器４６を用いて行なうようになしている。信号ベ
クトルｖ及びｒはほとんど同相であり、そして２
つの（高周波）成分の差すなわち振幅比較回路３
５の出力端子に得られる差を変調器４９に供給す
るとともにこの変調器には信号ｖまたはｒとほぼ
同相の搬送波を供給する。帰環型電圧制御発振器
の作動により、信号ｒの搬送波の位相を信号ｖの
搬送波の位相から約90゜異なるようにする。90゜移
相回路網５０を使用する場合には、変調器４９に
対する搬送波の所望の位相を得る。この変調器４
９によつて検出された差電圧を低域フイルタ２１
へ供給し前述と同様に処理する。 電圧制御発振器１６及び１７の出力信号の組合
わせを例えば第２ｃ図に示すような方法で実行す
るのみならず、ハイブリツド回路を用いることに
よつても実行できること勿論であり、この場合に
は約3dBの損失となる。 本発明は上述した実施例にのみ限定されるもの
ではなく多くの変形または変更をなし得ること明
らかである。 尚、本発明に参考となる文献名を以下に掲載す
る。 (1) F.de Jager、C.B.Dekker、“Tamed
Frequency Modulation、ａ novel method
to achieve spectrum economy in digital
transmission”IEEE Trans.Comm.Vol.CDM
−26、No.５、May1978、p.534−542. (2) Ｓ・A.Rhodes、“Effect of noisy phase
reference on coherent detection of offset
QPSK signals”、IEEE Trans.Comm.Vol.
CDM−22、No.８、Aug.1974、p.1046−1055. (3) Ｓ・A.Gronemeyer、A.L.McBride、“MSK
and Offset QPSK modulation”IEEE
Trans.on Comm.Vol.CDM−24、No.８、
Aug.1976、p.809−820.
【図面の簡単な説明】
第１ａ図は既知変調段を示すブロツク線図、第
１ｂ図は位相平面に信号ベクトルの変化を示すベ
クトル図、第２ａ図は本発明による増幅装置の第
１実施例を示すブロツク回路図、第２ｂ図は第２
ａ図の動作を説明するための位相図、第２ｃ図は
第２ａ図に示す本発明の第１実施例に使用するた
めの出力回路を示す回路図、第３ａ図は本発明に
よる増幅装置の第２実施例を示すブロツク回路
図、第３ｂ図は本発明の第２実施例に使用するた
めの出力回路を示す回路図、第３ｃ図は本発明に
よる第２実施例に使用するための帰還回路図を示
す回路図、第４図は本発明による増幅装置の第３
実施例を示すブロツク回路図である。 １３……入力端子、１４，１５……加算回路、
１６，１７……電圧制御発振器、１８，１９……
遅延素子、２０，２４……位相比較回路、２１，
２５……低域フイルタ、２２……制御回路、２
３，２６……制御入力端子、２７……組合わせ回
路、２８，３０，３１，３９，４０……インピー
ダンス、２９……出力端子、３２……接続点、３
３……出力回路、３４，３６……振幅検波器、３
５……振幅比較回路、３７，３８……Ｃ級増幅
器、４１……低域フイルタ、４２，４３……帰還
（または戻り）導線、４４，４５……分離回路網、
４６……緩衝増幅器、４７……コンデンサ、４８
……抵抗、４９……変調器、５０……移相回路
網。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 変調されていない搬送波信号の振幅よりも小
    さい振幅変化を有する被変調搬送波信号を増幅す
    る増幅装置において、制御入力端子及び出力端子
    を各々が有している第１及び第２制御発振器を具
    え、該第１及び第２制御発振器はそれぞれの前記
    制御入力端子を制御回路に接続されていてほぼ一
    定の振幅及び搬送周波数にほぼ対応するある周波
    数で発振作動できるようになしてあり、前記第１
    及び第２制御発振器の各々の前記出力端子は、前
    記被変調搬送波信号と前記第１及び第２制御発振
    器の発振信号との比較値から該第１及び第２制御
    発振器に対する制御信号を発生させるため、前記
    制御回路に結合されており、さらに前記出力端子
    に接続されていて出力信号をベクトル的に組合わ
    せるための出力回路を有していることを特徴とす
    る被変調搬送波信号増幅装置。 ２ 前記制御回路は第１及び第２入力端子と出力
    端子とを各々が有している第１及び第２位相比較
    回路と、第１及び第２低域フイルタとを具え、さ
    らに前記第１制御発振器の出力端子は前記第１位
    相比較回路の第２入力端子に接続されているとと
    もに該第１位相比較回路の前記出力端子は前記低
    域フイルタを経て前記第１制御発振器の前記制御
    入力端子に接続されており、さらに前記第２制御
    発振器の前記出力端子は前記第２位相比較回路の
    前記第２入力端子に接続されているとともに該第
    ２位相比較回路の前記出力端子は前記第２低域フ
    イルタを経て前記第２制御発振器の前記制御入力
    端子に接続されており、さらに前記制御回路は第
    １及び第２入力端子と出力端子とを各々が有して
    いる第１及び第２加算回路と、第１及び第２遅延
    素子とを具え、さらに該第１及び第２加算回路の
    第１入力端子は相互接続されているとともに増幅
    装置の入力端子に接続されており、さらに前記第
    １加算回路の前記第２入力端子は前記第１遅延素
    子を経て前記第２制御発振器の前記出力端子に接
    続されているとともに前記第１加算回路の前記出
    力端子は前記第１位相比較回路の前記第１入力端
    子に接続されており、さらに前記第２加算回路の
    前記第２入力端子は前記第２遅延素子を経て前記
    第１制御発振器の前記出力端子に接続されている
    とともに前記第２加算回路の前記出力端子は前記
    第２位相比較回路の前記第１入力端子に接続され
    ていることを特徴とする特許請求の範囲１記載の
    被変調搬送波信号増幅装置。 ３ 前記制御回路は第１及び第２入力端子と出力
    端子とを各々が有している位相比較回路及び振幅
    比較回路、第１及び第２低域フイルタ、第１及び
    第２振幅検波器及び第１及び第２戻り線路を具
    え、さらに前記出力回路は前記第２もどり線路を
    経て前記位相比較回路の前記第２入力端子に接続
    されているとともに該位相比較回路の前記出力端
    子は前記第２低域フイルタを経て前記第２制御発
    振器の前記制御入力端子に接続されており、さら
    に前記出力回路は前記第１戻り線路及び第１振幅
    検波器を経て前記振幅比較回路の前記第２入力端
    子に接続されており、さらに前記振幅比較回路の
    前記出力端子は前記第１低域フイルタを経て前記
    第１制御発振器の前記制御入力端子に接続されて
    おり、前記第２振幅検波器の入力端子は前記位相
    比較回路の前記第１入力端子及び前記増幅装置の
    前記入力端子に接続されており、さらに前記第２
    振幅検波器の前記出力端子は前記振幅比較回路の
    前記第１入力端子に接続されていることを特徴と
    する特許請求の範囲１記載の被変調搬送波信号増
    幅装置。 ４ 前記制御回路は、第１及び第２入力端子と出
    力端子とを各々が有している位相比較回路及び振
    幅比較回路、第１及び第２低域フイルタ及び第１
    及び第２戻り線路を具え、さらに前記出力回路は
    前記第２戻り線路を経て前記位相比較回路の前記
    第２入力端子に接続されているとともに該位相比
    較回路の前記出力端子は前記第２低域フイルタを
    経て前記第２制御発振器の前記制御入力端子に接
    続されており、さらに前記出力回路は前記第１戻
    り線路によつて前記振幅比較回路の前記第２入力
    端子に接続されるとともに該振幅比較回路の前記
    第１入力端子は前記増幅装置の入力端子及び前記
    位相比較回路の前記入力端子に接続されており、
    さらに前記制御回路は変調器及び移相回路網を具
    え該変調器は第１及び第２入力端子と出力端子と
    を有しており、さらに前記振幅比較回路の前記出
    力端子は前記変調器の前記第１入力端子に接続さ
    れかつ前記出力回路は前記移相回路網を経て前記
    変調器の前記第２入力端子に接続されており、さ
    らに前記変調器の前記出力端子は前記第１低域フ
    イルタを経て前記第１発振器の前記制御入力端子
    に接続されていることを特徴とする特許請求の範
    囲１記載の被変調搬送波信号増幅装置。 ５ 前記出力回路は第１及び第2C級増幅器、第
    １及び第２結合インピーダンス及び第３低域フイ
    ルタを具え、さらに前記第1C級増幅器の入力端
    子は前記第１制御発振器の前記出力端子に接続さ
    れ、前記第2C級増幅器の入力端子は前記第２制
    御発振器の前記出力端子に接続され、前記第３低
    域フイルタの入力端子は前記第１結合インピーダ
    ンスを経て前記第1C級増幅器の出力端子に接続
    されるとともに前記第２結合インピーダンスを経
    て前記第2C級増幅器の出力端子に接続され、さ
    らに前記第３低域フイルタの出力端子は前記出力
    回路の前記出力端子に接続されて成ることを特徴
    とする特許請求の範囲３または４に記載の被変調
    搬送波信号増幅装置。 ６ 前記第１及び第２戻り線路の各々は緩衝増幅
    器及び結合回路網を有していることを特徴とする
    特許請求の範囲３〜５のいずれか一つに記載の被
    変調搬送波信号増幅装置。
JP4711781A 1980-04-01 1981-03-30 Modulated carrier wave signal amplifier Granted JPS56152335A (en)

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JPS6331131B2 true JPS6331131B2 (ja) 1988-06-22

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