JP2561506B2 - Ｓｓｂ送信装置 - Google Patents
Ｓｓｂ送信装置Info
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- JP2561506B2 JP2561506B2 JP63050803A JP5080388A JP2561506B2 JP 2561506 B2 JP2561506 B2 JP 2561506B2 JP 63050803 A JP63050803 A JP 63050803A JP 5080388 A JP5080388 A JP 5080388A JP 2561506 B2 JP2561506 B2 JP 2561506B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電気通信装置に利用する。本発明は無線通信
装置に利用するに適する。本発明は非線形であることが
許容される高能率の電力増幅器を用いて大電力のSSB信
号を発生する装置に関する。
装置に利用するに適する。本発明は非線形であることが
許容される高能率の電力増幅器を用いて大電力のSSB信
号を発生する装置に関する。
公衆通信網に接続できる移動無線通信方式では、利用
できる周波数が高くなるとともに、周波数の利用効率を
高くするためにSSB方式を採用することが検討されてい
る。マイクロ波帯の周波数で大電力のSSB信号を増幅す
るためには高周波線形増幅器が必要である。このため
に、負帰還増幅器が開発され、あるいは増幅器で発生す
る非線形歪を補償するための回路が開発され、もしくは
増幅器の線形特性のよい領域のみを使用するバックオフ
法が開発された。しかし、これらは直流消費電力に対し
て送信信号電力が小さくエネルギ効率が悪く、また非線
形歪を補償する回路は長期間の安定性に欠ける。
できる周波数が高くなるとともに、周波数の利用効率を
高くするためにSSB方式を採用することが検討されてい
る。マイクロ波帯の周波数で大電力のSSB信号を増幅す
るためには高周波線形増幅器が必要である。このため
に、負帰還増幅器が開発され、あるいは増幅器で発生す
る非線形歪を補償するための回路が開発され、もしくは
増幅器の線形特性のよい領域のみを使用するバックオフ
法が開発された。しかし、これらは直流消費電力に対し
て送信信号電力が小さくエネルギ効率が悪く、また非線
形歪を補償する回路は長期間の安定性に欠ける。
これを改良するものとして、増幅すべき高周波信号を
振幅成分と位相成分に分離し、振幅成分は直流増幅器で
増幅し、位相成分は高能率の非線形増幅器で増幅し、こ
の非線形増幅器の出力信号を増幅された振幅成分で振幅
変調する方法が開発された。
振幅成分と位相成分に分離し、振幅成分は直流増幅器で
増幅し、位相成分は高能率の非線形増幅器で増幅し、こ
の非線形増幅器の出力信号を増幅された振幅成分で振幅
変調する方法が開発された。
しかしこの方法では、振幅成分を増幅するために直流
増幅器が必要であるため依然として安定度が悪く、また
高周波信号から位相成分を精度よく分離することが困難
であるなどの欠点がある。
増幅器が必要であるため依然として安定度が悪く、また
高周波信号から位相成分を精度よく分離することが困難
であるなどの欠点がある。
本発明はこれを改良するもので、高能率でしかも安定
に大電力のSSB信号を発生するSSB送信装置を提供するこ
とを目的とする。
に大電力のSSB信号を発生するSSB送信装置を提供するこ
とを目的とする。
本発明は、原変調信号を逆正弦位相もしくは逆余弦位
相に変換する変換器と、この変換器の出力の正弦値およ
び余弦値を生成する余弦関数変換器および正弦関数変換
器と、前記正弦値および前記余弦値の各信号に対して位
相が互いに90度異なる搬送波により平衡変調する二つの
平衡変調器と、この二つの平衡変調器の各出力を加算す
る加算回路および各出力を減算する減算回路と、この加
算回路および減算回路の各出力を増幅する互いに利得の
等しい二つの増幅器と、この二つの増幅器の各出力を合
成する合成回路とを備えたことを特徴とする。
相に変換する変換器と、この変換器の出力の正弦値およ
び余弦値を生成する余弦関数変換器および正弦関数変換
器と、前記正弦値および前記余弦値の各信号に対して位
相が互いに90度異なる搬送波により平衡変調する二つの
平衡変調器と、この二つの平衡変調器の各出力を加算す
る加算回路および各出力を減算する減算回路と、この加
算回路および減算回路の各出力を増幅する互いに利得の
等しい二つの増幅器と、この二つの増幅器の各出力を合
成する合成回路とを備えたことを特徴とする。
情報信号である原変調信号を二つの三角関数信号（co
sφ（ｔ）,sinφ（ｔ））に変換し、この変換出力を局
部発振器出力の互いに90度異なる搬送波により平衡変調
して得られる信号の和および差信号を得る。この二つの
信号は、振幅が一定でありその位相が互いに共役関係に
ある。それをそれぞれ高能率増幅器で増幅してから和分
または差分を得て振幅成分を復元する。この高能率増幅
器で増幅される信号は振幅一定の位相変調波であるか
ら、この高能率増幅器は非線形増幅器であることが許容
される。
sφ（ｔ）,sinφ（ｔ））に変換し、この変換出力を局
部発振器出力の互いに90度異なる搬送波により平衡変調
して得られる信号の和および差信号を得る。この二つの
信号は、振幅が一定でありその位相が互いに共役関係に
ある。それをそれぞれ高能率増幅器で増幅してから和分
または差分を得て振幅成分を復元する。この高能率増幅
器で増幅される信号は振幅一定の位相変調波であるか
ら、この高能率増幅器は非線形増幅器であることが許容
される。
上記のようにして、直流増幅器を必要とせずに安定な
かつ高能率な高周波線形増幅器を用いてSSB送信装置が
実現できる。
かつ高能率な高周波線形増幅器を用いてSSB送信装置が
実現できる。
実施例を用いて本発明をさらに詳しく説明する。第１
図は本発明第一実施例装置のブロック構成図である。こ
の装置は、端子１に入力する原変調信号を逆正弦位相に
変換する変換器２と、この変換器２の出力の正弦値およ
び余弦値を生成する余弦関数変換器３および正弦関数変
換器４とを備える。位相が互いに90度異なる搬送波が搬
送波発生回路６および移相器７により発生され、この搬
送波により上記正弦値および前記余弦値の各信号に対し
て平衡変調する二つの平衡変調器８および９を備える。
さらにこの装置は、この二つの平衡変調器８および９の
各出力を加算する加算回路10および各出力を減算する減
算回路11と、この加算回路10および減算回路11の各出力
を増幅する互いに利得の等しい二つの増幅器12および13
と、この二つの増幅器12および13の各出力を合成する合
成回路として、加算回路14、減算回路15および加算回路
16とを備える。この加算回路16の出力は帯域通過濾波器
17を介して出力端子18に送出される。
図は本発明第一実施例装置のブロック構成図である。こ
の装置は、端子１に入力する原変調信号を逆正弦位相に
変換する変換器２と、この変換器２の出力の正弦値およ
び余弦値を生成する余弦関数変換器３および正弦関数変
換器４とを備える。位相が互いに90度異なる搬送波が搬
送波発生回路６および移相器７により発生され、この搬
送波により上記正弦値および前記余弦値の各信号に対し
て平衡変調する二つの平衡変調器８および９を備える。
さらにこの装置は、この二つの平衡変調器８および９の
各出力を加算する加算回路10および各出力を減算する減
算回路11と、この加算回路10および減算回路11の各出力
を増幅する互いに利得の等しい二つの増幅器12および13
と、この二つの増幅器12および13の各出力を合成する合
成回路として、加算回路14、減算回路15および加算回路
16とを備える。この加算回路16の出力は帯域通過濾波器
17を介して出力端子18に送出される。
入力端子１に印加された変調信号Ｓ（ｔ）は、変換器
２において、第２図に示すように時間tiにおける瞬時値
Ｓ（ti）に対して、以下に示す瞬時位相φ（ti）変換さ
れる。
２において、第２図に示すように時間tiにおける瞬時値
Ｓ（ti）に対して、以下に示す瞬時位相φ（ti）変換さ
れる。
φ（ti）＝arcsin〔Ｓ（ti）/S0〕 （１） ここで、S0はＳ（ｔ）の最大振幅値であり、φ（ｔ）
の範囲（主値域）は −π/2≦φ（ｔ）≦π/2 とする。
の範囲（主値域）は −π/2≦φ（ｔ）≦π/2 とする。
式（１）で得られた瞬時位相φ（ｔ）は、余弦関数変
換器３において、S0cosφ（ｔ）に変換され、正弦関数
変換器４において、S0sinφ（ｔ）の形に変換される。
正弦関数変換器４の出力は、 S0sinφ（ｔ）＝S0sin〔arcsin（Ｓ（ｔ）/S0）〕 ＝Ｓ（ｔ） となり、入力信号そのものであるから、実際の回路構成
では正弦関数変換器４は不要であり、第１図の破線５で
示すように端子１を分岐し平衡変調器９に直結すること
も可能である。上記信号 S0cosφ（ｔ）およびS0sinφ（ｔ） は、平衡変調器（または乗算器）８および９にそれぞれ
導かれ平衡変調される。搬送波発生回路６の周波数をω
とすると、平衡変調器８には移相器７を介してsinωｔ
が加えられ、平衡変調器９にはcosωｔが加えられる。
平衡変調器８の出力は、 E1＝S0cosφ（ｔ）sinωｔ となり、平衡変調器９の出力は E2＝S0sinφ（ｔ）cosωｔ となる。この二つの信号E1およびE2の和および差をとる
と、加算回路10の出力は、 E3＝S0cosφ（ｔ）sinωｔ＋S0sinφ（ｔ）cosωｔ ＝S0sin〔ωｔ＋φ（ｔ）〕 （２） となり、減算回路11の出力E4は、 E4＝S0cosφ（ｔ）sinωｔ−S0sinφ（ｔ）cosωｔ ＝S0sin〔ωｔ−φ（ｔ）〕 （３） となり、変調情報は振幅一定の位相変調情報に変換され
たことになる。したがって、送信装置として必要な電力
増幅をこの段階で実施すれば、増幅器は線形増幅器であ
る必要がなくなり、スイッチング増幅器などの非線形増
幅器を使用することが可能になる。
換器３において、S0cosφ（ｔ）に変換され、正弦関数
変換器４において、S0sinφ（ｔ）の形に変換される。
正弦関数変換器４の出力は、 S0sinφ（ｔ）＝S0sin〔arcsin（Ｓ（ｔ）/S0）〕 ＝Ｓ（ｔ） となり、入力信号そのものであるから、実際の回路構成
では正弦関数変換器４は不要であり、第１図の破線５で
示すように端子１を分岐し平衡変調器９に直結すること
も可能である。上記信号 S0cosφ（ｔ）およびS0sinφ（ｔ） は、平衡変調器（または乗算器）８および９にそれぞれ
導かれ平衡変調される。搬送波発生回路６の周波数をω
とすると、平衡変調器８には移相器７を介してsinωｔ
が加えられ、平衡変調器９にはcosωｔが加えられる。
平衡変調器８の出力は、 E1＝S0cosφ（ｔ）sinωｔ となり、平衡変調器９の出力は E2＝S0sinφ（ｔ）cosωｔ となる。この二つの信号E1およびE2の和および差をとる
と、加算回路10の出力は、 E3＝S0cosφ（ｔ）sinωｔ＋S0sinφ（ｔ）cosωｔ ＝S0sin〔ωｔ＋φ（ｔ）〕 （２） となり、減算回路11の出力E4は、 E4＝S0cosφ（ｔ）sinωｔ−S0sinφ（ｔ）cosωｔ ＝S0sin〔ωｔ−φ（ｔ）〕 （３） となり、変調情報は振幅一定の位相変調情報に変換され
たことになる。したがって、送信装置として必要な電力
増幅をこの段階で実施すれば、増幅器は線形増幅器であ
る必要がなくなり、スイッチング増幅器などの非線形増
幅器を使用することが可能になる。
信号E3およびE4を増幅器12および13でそれぞれ等しい
利得Ｇで増幅したあと、再度両者の和および差をとる
と、加算回路14の出力E5および減算回路15の出力E6はそ
れぞれ、 E5＝G S0sin〔ωｔ−φ（ｔ）〕 ＋G S0sin〔ωｔ−φ（ｔ）〕 ＝2G S0cosφ（ｔ）sinωｔ E6＝G S0sin〔ωｔ＋φ（ｔ）〕 −G S0sin〔ωｔ−φ（ｔ）〕 ＝2G S0sinφ（ｔ）cosωｔ となる。さらに、信号E5、E6を合成器16に加えて和ある
いは差をとり、帯域通過濾波器17で不要波を除去すれば
式（２）、（３）と同様の変換により、以下に示すよう
に上側帯波信号E7あるいは下側帯波信号E8を得ることが
できる。
利得Ｇで増幅したあと、再度両者の和および差をとる
と、加算回路14の出力E5および減算回路15の出力E6はそ
れぞれ、 E5＝G S0sin〔ωｔ−φ（ｔ）〕 ＋G S0sin〔ωｔ−φ（ｔ）〕 ＝2G S0cosφ（ｔ）sinωｔ E6＝G S0sin〔ωｔ＋φ（ｔ）〕 −G S0sin〔ωｔ−φ（ｔ）〕 ＝2G S0sinφ（ｔ）cosωｔ となる。さらに、信号E5、E6を合成器16に加えて和ある
いは差をとり、帯域通過濾波器17で不要波を除去すれば
式（２）、（３）と同様の変換により、以下に示すよう
に上側帯波信号E7あるいは下側帯波信号E8を得ることが
できる。
上側帯波 E7＝2G S0sin〔ωｔ＋φ（ｔ）〕 ＝2G〔S0sinφ（ｔ）cosωｔ ＋S0cosφ（ｔ）sinωｔ〕 ＝2G〔Ｓ（ｔ）cosωｔ＋（ｔ）sinωｔ〕 （６） 下側帯波 E8＝2G S0sin〔ωｔ−φ（ｔ）〕 ＝2G〔S0sinφ（ｔ）cosωｔ −S0cosφ（ｔ）sinωｔ〕 ＝2G〔Ｓ（ｔ）cosωｔ−（ｔ）sinωｔ〕 （７） ただし、 Ｓ（ｔ）＝S0sinφ（ｔ） （ｔ）＝S0cosφ（ｔ）＝Ｈ〔Ｓ（ｔ）〕 （８） Ｈ〔 〕はヒルベルト変換を示す。
単側帯波変調信号はヒルベルト変換記号を用いて一般
に式（６）あるいは（７）の形式で記述される。
に式（６）あるいは（７）の形式で記述される。
変換器２、余弦関数変換器３および正弦関数変換器４
は、三角関数発生アナログ素子による構成をとることが
できるが、第３図に示すようにディジタル処理による方
法が可能である。
は、三角関数発生アナログ素子による構成をとることが
できるが、第３図に示すようにディジタル処理による方
法が可能である。
第３図では、A/D変換器20で入力をディジタル信号に
変換し、次にディジタル信号処理（DSP）回路21で式
（１）に示す。
変換し、次にディジタル信号処理（DSP）回路21で式
（１）に示す。
φ（ｔ）＝arcsine〔Ｓ（ｔ）/S0〕 なる変換および S0cosφ（ｔ） の算出を行う。その結果をD/A変換器22でアナログ信号S
0cosφ（ｔ）を得ることにより、安定な信号を得ること
ができる。ここでは、cosφ（ｔ）を得る例を示すが、s
inφ（ｔ）を得る場合も同様である。
0cosφ（ｔ）を得ることにより、安定な信号を得ること
ができる。ここでは、cosφ（ｔ）を得る例を示すが、s
inφ（ｔ）を得る場合も同様である。
変換器２について式（１）では逆正弦関数としたが、
三角関数の性質から主値域を ０≦φ（ｔ）≦π とすれば、変換器２を逆余弦関数で定義してもよい。こ
の場合は、第１図の破線の結線５は端子１と変調器８を
直結する構成となり、その他は同様である。
三角関数の性質から主値域を ０≦φ（ｔ）≦π とすれば、変換器２を逆余弦関数で定義してもよい。こ
の場合は、第１図の破線の結線５は端子１と変調器８を
直結する構成となり、その他は同様である。
以上説明した構成を用いることにより、従来厳しい線
形特性が要求された単側帯波変調における電力増幅器と
して、非線形増幅器の使用が可能になり、電力増幅器の
簡易化、電力効率の大幅向上、経済化、小型化を実現で
きる。本発明の装置は直流増幅器を必要とせず長期間に
わたり安定である。
形特性が要求された単側帯波変調における電力増幅器と
して、非線形増幅器の使用が可能になり、電力増幅器の
簡易化、電力効率の大幅向上、経済化、小型化を実現で
きる。本発明の装置は直流増幅器を必要とせず長期間に
わたり安定である。
第１図は本発明実施例装置ブロック構成図。 第２図は変調信号に対する余弦関数変換の説明図。 第３図は余弦関数変換をディジタル処理で実施する場合
のブロック構成図。 １……原変調信号の入力端子、２……変調信号の瞬時振
幅の逆正弦値を求める変換器、３……余弦関数変換器、
４……正弦関数変換器、５……正弦関数変換器４を省略
する場合の結線、６……搬送波発生回路、７……搬送波
のπ/2移相器、８、９……平衡変調器（または乗算
器）、10,14,16……加算回路、11、15……減算回路、1
2、13……増幅器、17……濾波器、18……単側帯波変調
出力端子、20……A/D変換器、21……DSP回路、22……D/
A変換器。
のブロック構成図。 １……原変調信号の入力端子、２……変調信号の瞬時振
幅の逆正弦値を求める変換器、３……余弦関数変換器、
４……正弦関数変換器、５……正弦関数変換器４を省略
する場合の結線、６……搬送波発生回路、７……搬送波
のπ/2移相器、８、９……平衡変調器（または乗算
器）、10,14,16……加算回路、11、15……減算回路、1
2、13……増幅器、17……濾波器、18……単側帯波変調
出力端子、20……A/D変換器、21……DSP回路、22……D/
A変換器。
Claims (1)
- 【請求項１】原変調信号を逆正弦位相もしくは逆余弦位
相に変換する変換器（２）と、 この変換器の出力の正弦値および余弦値を生成する余弦
関数変換器（３）および正弦関数変換器（４）と、 前記正弦値および前記余弦値の各信号に対して位相が互
いに90度異なる搬送波により平衡変調する二つの平衡変
調器（8,9）と、 この二つの平衡変調器の各出力を加算する加算回路（1
0）および各出力を減算する減算回路（11）と、 この加算回路および減算回路の各出力を増幅する互いに
利得の等しい二つの増幅器（12,13）と、 この二つの増幅器の各出力を合成する合成回路（14,15,
16）と を備えたSSB送信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63050803A JP2561506B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | Ｓｓｂ送信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63050803A JP2561506B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | Ｓｓｂ送信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01225228A JPH01225228A (ja) | 1989-09-08 |
| JP2561506B2 true JP2561506B2 (ja) | 1996-12-11 |
Family
ID=12868936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63050803A Expired - Fee Related JP2561506B2 (ja) | 1988-03-04 | 1988-03-04 | Ｓｓｂ送信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2561506B2 (ja) |
-
1988
- 1988-03-04 JP JP63050803A patent/JP2561506B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01225228A (ja) | 1989-09-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |