JP2004165908A - 適応型前置歪補償回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】A/D変換器110を用い、アナログ形式の入力信号をデジタル形式にした後、前置歪補償部105に入力し、歪発生制御部120から供給される振幅/位相制御データを用いて前置歪補償を施した後、D/A変換器を用い、アナログ形式の入力信号に戻す方式の適応型前置歪補償回路において、前記A/D変換器のサンプリングを、前記入力信号の搬送波周波数の4/3倍の周波数のクロックで行うようにしたもの。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、線形変調方式の伝送システムに使用される電力増幅器の歪補償回路に係り、特に適応型の前置歪補償回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
線形変調方式の無線通信システムでは、搬送波(キャリア)を変調した後で当該搬送波を増幅しているので、電力増幅器の非線型歪が問題になり、このため、要求される仕様によっては、歪補償方式の適用がほとんど必須の要件になる。
【0003】
そこで、予め電力増幅器で発生する歪を想定し、それを打ち消す方向に入力信号を歪ませ、結果として電力増幅器からは歪みがない出力信号が得られるようにした、いわゆる前置歪補償方式(プリディストーション方式)と呼ばれる歪補償方式が従来から知られている。
【0004】
そして、この前置歪補償方式を発展させたものとして、電力増幅器の出力信号から歪み相殺の程度を常時監視し、歪み補償に反映させることにより、正しい歪補償が保証されるようにした、いわゆる適応型前置歪補償方式(アダプティブ・プリディストーション方式)と呼ばれる歪補償方式も従来から知られている(例えば特許文献1参照。)。
【0005】
ここで、このような適応型前置歪補償方式の一例について、図5を用いて説明する。ここで、この図5に示す従来技術の場合、この後で周波数変換して電力増幅器(図示してない)に供給すべきIF信号(中間周波信号:キャリア周波数fIF)を、まず分岐回路として機能する方向性結合器501に入力する。
【0006】
そして、この方向性結合器501の出力を、遅延部(Deley)502と振幅/位相変調器からなる前置歪補償部(Pre−Distortion)503で処理してから後段にある電力増幅器に供給するようになっている。
【0007】
そして、このとき、方向性結合器501で分岐されたIF信号の一部を、検波器504とA/D変換器505を介して歪発生制御部506に取り込む。このとき、クロック発生部510は、キャリア周波数fIF の少なくとも2倍の周波数2fIF のクロックCKを発生し、これをA/D変換器505に供給するようになっている。
【0008】
そこで、方向性結合器501で分岐されたIF信号は、まず検波器504で包絡線レベルの瞬時値が検出され、次いでA/D変換器505により、サンプリング周波数2fIF で数値化されてから歪発生制御部506に供給される。
【0009】
このとき歪発生制御部506には、所望する非線形特性の生成に必要な振幅/位相制御データが予め格納してあり、A/D変換器505から数値化された値が入力されると、この値に対応して振幅/位相制御データの何れかを読出し、それをアナログ信号に変換して前置歪補償部503に出力する働きをする。
【0010】
そこで、この前置歪補償部503は、歪発生制御部506から供給されるアナログ信号を制御信号とし、遅延器502を通過して入力されてくるIF信号に振幅変調と位相変調を施し、IF信号に対して所望の非線形特性を与えた後、それを出力し、後段の高周波増幅系にあるPA(電力増幅器)に供給するのである。
【0011】
この結果、PAから歪みのないRF信号(高周波信号)が出力され、前置歪補償方式による動作が得られることになるが、このとき、更に適応型としての動作が得られるようにするため、このPAで電力増幅されたRF信号からIM(相互変調歪)の程度を監視し、この結果から補償の確からしさを求め、歪補償に反映させるようになっている。
【0012】
そのため、図示してないPAの出力からRF信号の一部を分岐し、それをIF周波数に変換して検波器508に入力させ、検波することによりIM成分の包絡線レベルを抽出し、A/D変換器507により、サンプリング周波数2fIF で数値化してから歪発生制御部506に入力する。
【0013】
そこで、歪発生制御部506は、この数値化されたIM成分の包絡線レベルに基づいて、IMが更に小さくなるよう振幅/位相制御データの更新を行ない、これにより適応型前置歪補償方式による動作が得られるようにしている。
【0014】
【特許文献1】
特許2746130号公報
【0015】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、信号処理速度と回路規模の抑制に配慮がされておらず、低消費電力化と小型化無調整化に問題があった。
【0016】
すなわち、従来技術では、IF信号の数値化に、IF周波数の2倍以上の周波数のクロックを用いた、いわゆるオーバーサンプリング方式が必要で、このため信号処理速度が高くなり、低消費電力化が困難であった。
【0017】
また、従来技術では、信号の遅延に同軸ケーブルなどが必要なため、規模が大きくなって小型化が難しく、且つ遅延量が同軸ケーブルの長さに依存するため、遅延量の調整が必要になった場合には精密な作業が要求され、対応が困難であった。
【0018】
本発明の目的は、低消費電力化と小型化が図れ、無調整で使用するとができるようにした適応型前置歪補償回路を提供することにある。
【0019】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、A/D変換器を用い、アナログ形式の入力信号をデジタル形式にして適応型前置歪補償を施した後、D/A変換器を用い、アナログ形式の入力信号に戻す方式の適応型前置歪補償回路において、前記A/D変換器のサンプリングを、前記入力信号の搬送波周波数の4/3倍の周波数のクロックで行うことにより達成される。
【0020】
同じく上記目的は、A/D変換器を用い、アナログ形式の入力信号をデジタル形式にした後、同相成分と直交成分からなるベースバンド信号に変換して適応型前置歪補償を施し、この後、D/A変換器を用い、アナログ形式の入力信号に戻す方式の適応型前置歪補償回路において、前記A/D変換器のサンプリングを、前記入力信号の搬送波周波数の4/3倍の周波数のクロックで行うことによっても達成される。
【0021】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による適応型前置歪補償回路について、図示の実施の形態により詳細に説明する。
【0022】
まず、図1は本発明の一実施形態で、この場合、IF信号が供給されてくるポイントP0から、それが取り出され、PAに出力されるポイントP4までの経路に、A/D変換器110と遅延部102、補間部(Interpolator)103、高域濾波器(HPF)104、前置歪補償部(Pre−Distortion)105、D/A変換器106、それに低域濾波器(LPF)107が設けてある。
【0023】
そして、上記経路において、ポイントP1(A/D変換器110の出力)には、遅延部102の入力に加えて、更に直交復調部108の入力が接続され、その出力が歪発生制御部120に供給されるようになっている。
【0024】
一方、図示してないPAの出力は、まずA/D変換器111に供給され、この後、直交復調部109に供給される。そして、この直交復調部301の出力も歪発生制御部120に入力されるようになっている。
【0025】
ここで、これら直交復調部108、109は、夫々入力側の切換スイッチ301a、301bと、出力側の切換スイッチ302a、302b、それに極性反転回路(インバータ回路)303a、303bで構成されている。
【0026】
また、ここにもクロック発生部500が設けてあり、これから5種のクロックfa1、fa2、fs1、fs2、fs3が発生されるようになっている。
【0027】
そして、これらのクロックの内、まずクロックfa1とクロックfa2は夫々切換スイッチ301a、301b、302a、302bに供給され、各々切換用として使用され、次にクロックfs1、fs2、fs3は夫々A/D変換器110、111、103に供給され、各々サンプリング用に使用される。
【0028】
そして、これらクロックの周波数は、IF信号のキャリア周波数をfIF として、それぞれ次の通りになっている。なお、以下の説明では、各クロックを表わす符号、例えばfa1は、当該クロックの周波数を表わす符号としても使用される。
【0029】
クロックfa1の周波数:fIF×2/3
クロックfa2の周波数:fIF×4/3
クロックfs1の周波数:fIF×4/3
クロックfs2の周波数:fIF×4/3
クロックfs3の周波数:fIF×8/3
ここで、このIF信号としては、例えば帯域幅が6MHzで、キャリア周波数fIF が37.15MHzのものが使用される。
【0030】
次に、この実施形態の動作について説明すると、図示してない前段部からポイントP0に供給されてくるIF信号は、まずA/D変換器110に入力され、クロックfs1(周波数fIF×4/3)によりデジタル変換され、数値化された上で遅延部102と直交復調部108の各々に供給される。
【0031】
ここで、まず、A/D変換器110により数値化されたIF信号のうちで、遅延部102に入力された数値(信号)は、ここで必要な遅延が与えられてから、補間部103に出力される。
【0032】
ここで、この補間部103は、後段でアナログ信号に戻すためのD/A変換器106のサンプリング周波数fs3が、A/D変換器110のサンプリング周波数fs1の2倍になっていることによるサンプリングデータのずれを補償するために設けられているものである。
【0033】
そして、このため、補間部103では、A/D変換器110により1サンプリング毎に入力されてくる数値の間に次々と数値0を挿入し、1サンプル毎に数値0が付加された状態の数値にしてから、それを高域濾波器104に供給するようになっている。
【0034】
高域濾波器104は、サンプリング周波数fs1の2分の1以上の周波数成分だけを通過させる特性A(後述)をもち、これにより、サンプリング周波数fs1で数値化した際、発生する折り返し成分IFL (後述)を除く働きをし、出力は前置歪補償部105に供給される。
【0035】
そこで、前置歪補償部105は、歪発生制御部120から与えられる振幅/位相値によって、高域濾波器104から供給されたIF信号に対して振幅及び位相変調の演算を行い、演算結果をD/A変換器106に出力する。
【0036】
D/A変換器106は、デジタル値の演算結果を周波数fs3(fIF×8/3)の周期でアナログ値に戻し、低域濾波器107に供給する。そして、この低域濾波器107は、IF信号より高域にある折り返し成分IFH (後述)を通過させない特性をもち、IF信号だけが次段以降に出力されるようにしている。
【0037】
一方、A/D変換器110により数値化されたIF信号は、直交復調部108にも入力される。ここで、この直交復調部108は、既に説明したように、周波数(fIF×2/3)のクロックfa1で切換動作する入力側の切換スイッチ301aと、周波数(fIF×4/3)のクロックfa2で切換動作する出力側の切換スイッチ302aを備えている。
【0038】
そして、まず、入力側の切換スイッチ301aは、入力信号を図の上側の経路(極性反転回路303aにより極性を反転して通過させる経路)と下側の経路(スルーで通過させる経路)に、周波数fa1(fIF×2/3)で交互に切換える働きをする。
【0039】
次に、出力側の切換スイッチ302aは、上記2種の経路を通過した信号を周波数fa2(fIF×4/3)で交互に切換え、同相成分Iと直交成分Qに振り分ける働きをする。
【0040】
そこで、これらの動作により、A/D変換器110により数値化されたIF信号を直交復調する働きが直交復調部108によって得られ、この結果、歪発生制御部120に同相成分Iと直交成分Qからなるベースバンド信号を供給することができる。
【0041】
ここで、この直交復調部108(直交復調部109も同じ)の動作原理について説明する。まず、直交復調器の一般的な構成は、図2(a)に示す通りで、この場合、入力端子1101から入力された信号(A/D変換器110、111から入力される信号)は2経路に分配され、夫々乗算器1102、乗算器1103に入力される。
【0042】
一方、局部発振器1105では入力される信号の搬送波と同じ周波数の局部発振信号を出力し、これを乗算器1102にはそのまま入力し、乗算器1103には90°位相器1104を介して入力させる。
【0043】
そうすると、各々の乗算結果が同相成分Iout、直交成分Qout として乗算器1102、1103から出力され、直交復調器として機能することになる。
【0044】
ここで、サンプリング周波数を考慮すると、局部発振信号は図2(b)に示すようなデータ列となり、同相成分は入力データのI軸上への写像投影になり、直交成分はQ軸上への写像投影となるから、実際の直交復調の動作は、この図2(b)の4種のデータ(1、1、−1、−1)を順次、乗算していって、1サンプル毎に振り分ければ、同相成分Iと直交成分Qが得られることになる。
【0045】
以上のことから、簡易化すると、図1の直交復調部108となる。すなわち、切換スイッチ301aと位相反転部303aにより2サンプルに1回、データの符号を反転させ、切換スイッチ302aで各サンプル毎に同相成分Iout、直交成分Qout として取り出せば良い。
【0046】
次に、歪発生制御部120には、所望の非線形特性を生成するために必要な振幅/位相制御データが予め格納されている。そして、この振幅/位相制御データが、直交復調部108から供給されるベースバンド信号に対応して読出され、前置歪補償部105に供給されるようになっている。
【0047】
この結果、出力ポイントP4からPAに供給すべきIF信号のデジタル値に、所定の振幅/位相値の歪成分が予め重畳されることになり、前置歪補償方式としての動作が得られることになる。
【0048】
次に、この実施形態における各部の周波数スペクトルについて、図3により説明する。ここで横軸は、原点をDC(直流)とする周波数になっている。
【0049】
そして、まず、図3(A)は、図1のポイントP0での周波数スペクトルで、次に同図(B)は、ポイントP1での周波数スペクトルであり、何れもIF信号とサンプリング周波数fs(fs=fs1)の関係を表わしている。
【0050】
ここで、これら図3(A)と図3(B)を比較すれば明らかなように、IF信号をサンプリング周波数fs1でA/D変換したことにより、IF信号の折り返し成分IFL、IFH が発生していることが判る。これらの図では、周波数2fs までしか示してないが、実際には、周波数fs/2のn倍(nは1以上の奇数)を中心にして更らに高域までIF信号の折り返し成分が発生している。
【0051】
次に、図3(C)は、図1のポイントP2での周波数スペクトルで、高域濾波器104によりIF信号だけが通過されるようになっている。しかし、この場合でも、周波数fs で折り返した成分は、まだ残ってしまっていることが判る。ここで一点鎖線で示した特性Aが高域濾波器104の通過特性である。
【0052】
次に、図3(D)は、図1のポイントP3での周波数スペクトルで、ここには前置歪補償部105によりIF信号に重畳された信号が表わされている。
【0053】
そして、図3(E)が、図1のポイントP4での周波数スペクトルで、低域濾波器107により折り返し成分が除かれ、IF信号だけが通過して後段に出力されていることが判る。ここで一点鎖線で示した特性Bが低域濾波器107の通過特性である。
【0054】
従って、この実施形態によれば、D/A変換器106のクロックfs3以外のクロックの周波数をIF信号の周波数fIF 以下にしているにもかかわらず、前置歪補償方式としての動作が的確に得られることになる。
【0055】
次に、適応型としての動作を与えるために設けてあるA/D変換器111と直交復調部109の動作について説明する。
【0056】
まず、PAの出力から分岐した信号をIF周波数帯の信号に変換してA/D変換器111に入力し、クロックfs2(=fs1:周波数fIF×4/3)により数値化して直交復調部109に供給する。
【0057】
そして、直交復調部109(動作は直交復調器108と同様)により復調し、同相成分Iと直交成分Qからなるベースバンド信号を歪発生制御部120に供給する。
【0058】
そこで、歪発生制御部120では、この直交復調部109から入力されたベースバンド信号に基づいて、IMが更に小さくなるよう振幅/位相制御データの更新を行ない、これにより適応型前置歪補償方式による動作が得られるようにするのである。
【0059】
従って、この実施形態によれば、D/A変換器106のクロックfs3以外のクロックの周波数をIF信号の周波数fIF 以下にすることができ、この結果、低消費電力化を容易に得ることができる。
【0060】
また、この実施形態によれば、前置歪補償系をデジタル化し、処理時間が設定値として決められるようにしているので、遅延器102による遅延時間が定数化でき、この結果、無調整化が得られ、小型化を図ることができる。
【0061】
次に、本発明の他の実施形態について説明する。
【0062】
図4は本発明の第2の実施形態で、図において、115は直交変調器で、その他の構成要素は図1の実施形態と同じであり、各々の動作についても、接続関係が異なっているだけで同じである。
【0063】
そして、この図4の実施形態では、遅延器101の入力を直交復調部108の出力に変え、これにより、この遅延器101を含み、これから補間部103と高域濾波器104、それに前置歪補償部105に至る経路の信号を、直交復調部108の出力であるベースバンド信号になるようにした上で、前置歪補償部105の出力とD/A変換器106の入力の間に直交変調器115を挿入したものである。
【0064】
ここで、この直交変調器115は直交復調器108と反対の動作を行って、同相成分Iと直交成分Qからなるベースバンド信号を元のデジタルIF信号に戻す働きをする。
【0065】
このため、直交変調器115は、図示のように、周波数(fIF×4/3)のクロックfa2で切換動作する入力側の切換スイッチ304と、周波数(fIF×2/3)のクロックfa1で切換動作する出力側の切換スイッチ305、それに極性反転回路306を備えている。
【0066】
そして、まず入力側の切換スイッチ304は、前置歪補償部105から出力されるベースバンド信号の同相成分Iと直交成分Qを周波数fa2(fIF×4/3)で交互に切換えて取り込む働きをする。
【0067】
次に、出力側の切換スイッチ305は、D/A変換器106に出力すべき信号の経路を、図の上側の経路(極性反転回路306により極性を反転して通過させる経路)と下側の経路(スルーで通過させる経路)に、周波数fa1(fIF×4/3)で交互に切換える働きをする。
【0068】
この結果、直交変調器115からベースバンド信号から変換されたデジタルIF信号が出力させることができ、これがD/A変換器106に供給されることになり、従って、この図4の実施形態では、IF信号で入力された信号をベースバンド信号にしてから非線形歪み補償を行い、再びIF信号に戻すことにより、前置歪補償方式による動作が得られることになる。
【0069】
そして、この図4の実施形態でも、その他の構成は図1の実施形態と同じであり、従って、同じく適応型前置歪補償方式による動作が得られ、この結果、低消費電力化が容易で、無調整化による小型化を図ることができる。
【0070】
しかも、この図4の実施形態では、上記したように、IF信号で入力された信号をベースバンド信号にしてから非線形歪み補償を行っているので、木目細かな歪み補償の適用が可能になり、精度の向上を容易に図ることができる。
【0071】
【発明の効果】
本発明によれば、直交復調が簡素化されるので、無調整化が可能になり、高精度で安定した歪補償が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による適応型前置歪補償回路の一実施形態のブロック図である。
【図2】本発明の実施形態における直交復調器の動作説明図である。
【図3】本発明の実施形態による周波数スペクトル図である。
【図4】本発明による適応型前置歪補償回路の他の一実施形態のブロック図である。
【図5】従来技術による応型前置歪補償方式の一例を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
110 A/D変換器
102 遅延部
103 補間部
104 高域濾波器
105 前置歪補償部
106 D/A変換器
107 低域濾波器
108、109 直交復調器
111 A/D変換器
115 直交変調器
120 歪発生制御部
301a、301b、304 切換スイッチ(入力側)
302a、302b、305 切換スイッチ(出力側)
303a、303b、306 極性反転回路
500 クロック発生部
Claims (2)
- A/D変換器を用い、アナログ形式の入力信号をデジタル形式にして適応型前置歪補償を施した後、D/A変換器を用い、アナログ形式の入力信号に戻す方式の適応型前置歪補償回路において、
前記A/D変換器のサンプリングを、前記入力信号の搬送波周波数の4/3倍の周波数のクロックで行うことを特徴とする適応型前置歪補償回路。 - A/D変換器を用い、アナログ形式の入力信号をデジタル形式にした後、同相成分と直交成分からなるベースバンド信号に変換して適応型前置歪補償を施し、この後、D/A変換器を用い、アナログ形式の入力信号に戻す方式の適応型前置歪補償回路において、
前記A/D変換器のサンプリングを、前記入力信号の搬送波周波数の4/3倍の周波数のクロックで行うことを特徴とする適応型前置歪補償回路。
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