JP3953164B2 - ディジタル直交変調器及び復調器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信機器・伝送機器等に用いられるディジタル直交変復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下の説明において、ｆs´とｆsは標本化周波数（ｆs´=ｆs/4）、Ｔ=n/ｆs（ｎ：整数）で、ｆcは搬送周波数とし、ｆc=ｆs/4する。
【０００３】
図１２は従来の直交変調器の一例を示すブロック図である。1と2は入力端子、3は出力端子、4と5は補間器、6と7は動作周波数ｆsのディジタルフィルタ、94と95はＤ／Ａ変換器、96と97はアナログ乗算器、98はアナログ加算器、128は周波数ｆs´の発振器、129は９０度移相器である。入力端子1は補間器4に接続し、該補間器４はフィルタ6に接続する。該フィルタ6はＤ／Ａ変換器94に接続し、該Ｄ／Ａ変換器94は乗算器96に接続する。該乗算器96は加算器98に接続し、該加算器98は出力端子3に接続されている。同様に、入力端子2は補間器5に接続し、該補間器5はフィルタ7に接続する。該フィルタ7はＤ／Ａ変換器95に接続し、該Ｄ／Ａ変換器95は乗算器97に接続する。発振器128は９０度移相器129と前記乗算器97に接続し、該９０度移相器129は前記乗算器96に接続する。
【０００４】
図１２において、入力端子１を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データを補間器4に入力する。該入力データは、該補間器4によって標本化周波数ｆsに周波数変換され、フィルタ6に送られる。該フィルタ6は送られてきたデータから不要周波数成分を除去し、データをＤ／Ａ変換器94に送る。該Ｄ／Ａ変換器94は送られてきたデータをアナログデータに変換して、アナログ乗算器96に送る。同様にして、入力端子2を介して標本化周波数ｆs´の直交成分データを補間器5に入力する。該入力データは、該補間器5によって標本化周波数ｆsに周波数変換され、フィルタ7に送られる。該フィルタ7は送られてきたデータから不要周波数成分を除去し、データを該Ｄ／Ａ変換器95に送る。該Ｄ／Ａ変換器95は送られてきたデータをアナログデータに変換して、アナログ乗算器97に送る。該乗算器97では、周波数ｆsの発振器128から発生した局部発振信号を乗算して加算器98に送る。同様に、前記乗算器96では、前記発振器128から発生した局部発振信号を９０度移相器129により９０度位相をずらした発振信号を乗算して、前記加算器98に送る。前記加算器98は入力した２つの信号を加算して、直交変調データとして出力端子3から出力する。
【０００５】
また、図１５は従来の直交復調器の一例を示すブロック図である。
301は入力端子、302と303は出力端子、304はＡ／Ｄ変換器、305と306は乗算器、307と308はディジタルフィルタである。
入力端子301はＡ／Ｄ変換器304に接続し、該Ａ／Ｄ変換器304は乗算器304と乗算器305に接続する。該乗算器305はディジタルフィルタ307に接続し、該ディジタルフィルタ307は出力端子302に接続する。また、前記乗算器306はディジタルフィルタ308に接続し、該ディジタルフィルタ308は出力端子303に接続する。
図１５において、入力端子30１を介して、帯域制限された搬送波周波数ｆＩＦの直交振幅変調信号を乗算器306と307に入力する。該乗算器306と307に入力した受信信号は、該乗算器306と307によって、周波数ｆｃ（＝ ｆＩＦ ）の発振器314と９０度移相器313によって発生した直交局部発振信号を乗算され、互いに直交する同相成分と直交成分に直交検波される。前記乗算器306からは、直交検波されデータの同相成分が出力され、Ａ／Ｄ変換器304に送られる。該Ａ／Ｄ変換器304は入力してきた同相成分をディジタル信号に変換し、ディジタルフィルタ308に送る。該ディジタルフィルタ308は、送られてきた信号の波形整形と周波数変換（標本化周波数ｆsから標本化周波数ｆs/4へ）を行い、出力端子302を介して出力する。して、また、前記乗算器307からは、直交検波されデータの直交成分が出力され、Ａ／Ｄ変換器305に送られる。該Ａ／Ｄ変換器305は入力してきた直交成分をディジタル信号に変換し、ディジタルフィルタ309に送る。該ディジタルフィルタ309は、送られてきた信号の波形整形と周波数変換（標本化周波数ｆsから標本化周波数ｆs/4へ）を行い、出力端子303を介して出力する。
【０００６】
また、図１０は従来の直交変調器の、他の一例を示すブロック図である。この図は図１０の発振器128と９０度移相器129を除去し、代りにcos(2・π・ｆc・ｔ)信号とsin(2・π・ｆc・ｔ)信号を、乗算器に入力したものである。
【０００７】
図１０において、入力端子１と入力端子2からの標本化周波数ｆs´の同相成分と直交成分データがそれぞれ入力し、それぞれアナログ乗算器96と97に送られてくるまでは図１２と同一である。
ここで、同相成分側である前記乗算器96では、cos(2・π・ｆc・ｔ)を乗算し、加算器98に送る。同様に、直交成分側である前記乗算器97では、sin(2・π・ｆc・ｔ)を乗算し、該加算器98に送る。該加算器98は送られてきた同相成分と直交成分のデータを加算して、出力端子3を介して出力する。尚、ここで、ｔは実数である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前述の従来技術では、アナログで処理しているため、発振器や９０度移相器、乗算器、加算器等の精度及び経年変動により、同相成分データと直交成分データの間にゲイン差、位相差、直流オフセットが発生しやすく、安定度の向上と高精度化が困難であった。また非対称な変調スペクトルとなるため、性能が劣化した。
【０００９】
次にディジタル処理によって直交変復調行うために、装置を直交変調器や直交復調器、またディジタルフィルタで構成すると、複雑な信号発生器、乗算器、高速のディジタルフィルタＬＳＩなどを必要とし、回路構成が大規模になってしまうという問題があった。
【００１０】
また、標本化周波数を４倍に周波数変換すると、阻止域に対して通過域が狭くなるため、急峻なフィルタを設計しなければならず、フィルタ係数の設計が難しい。このため２倍の周波数変換を２回行う方法もよく行われるが、標本化周波数変換を２回行うため、同相成分用と直交成分用合せて４つのフィルタが必要となり、２回目の標本化周波数変換には動作周波数の高い、高速ディジタルフィルタが必要となるといった欠点があった。
【００１１】
本発明は、上記の欠点を除去し、以下の目的を達成することにある。
【００１２】
本発明の第１の目的は、同相成分データと直交成分データの間にゲイン差、位相差、直流オフセットが発生しないディジタル直交変調器または直交復調器を提供することにある。
【００１３】
本発明の第２の目的は、直交変調時または直交復調時に必要な乗算処理および同相成分データと直交成分データの合成に乗算器を使用せず、また加算器を極力使用せずに直交変調の処理を行うディジタル直交変調器を提供することにある。
【００１４】
本発明の第３の目的は、４倍の標本化周波数変換を２倍の標本化周波数変換２回で行ったときに、標本化周波数の1/2の周波数から標本化周波数への２倍の標本化周波数変換に、必要となる前記標本化周波数と同一周波数で動作するディジタルフィルタの代わりに、動作周波数が前記標本化周波数の1/2のディジタルフィルタを用いて構成したディジタル直交変調器を提供することにある。
【００１５】
本発明の第４の目的は、４倍の標本化周波数変換を２倍の標本化周波数変換２回で行ったときに、標本化周波数の1/2の周波数から標本化周波数ｆsへの２倍の標本化周波数変換に必要となる同相成分データ用と直交成分データ用の、２つのディジタルフィルタを１つのディジタルフィルタで構成したディジタル直交変調器を提供することにある。
【００１６】
本発明の第５の目的は、４倍の標本化周波数変換に必要なフィルタ、及び直交変調処理を１つのディジタルフィルタで構成したディジタル直交変調器を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記第１の目的を達成するため、ディジタル信号処理を用いて構成したものである。
【００１８】
また、第２の目的を達成するため、直交変調時または直交検波時の入力データの標本化周波数に対し、搬送波周波数が1/4であり、変調出力または復調出力は同相成分データ、直交成分データが交互に１倍あるいは−１倍されて出力されることを利用し、直交変調には必要な乗算器と加算器をセレクタと符号反転器に置き換えて処理を簡略化し、直交検波には乗算器を使用せず簡単な構成のディジタル回路で形成したものである。
【００１９】
また、第３の目的を達成するため、前記直交変調時に必要な乗算器と加算器をセレクタと符号反転器に置き換えて処理し、標本化周波数の1/4の周波数から標本化周波数への４倍の標本化周波数変換を、1/4から1/2と1/2から標本化周波数へと２倍標本化周波数変換２回に分けて行い、該２倍の標本化周波数変換における補間処理は、”０”と”データ”を後段のディジタルフィルタの動作周波数で切換えることによって行い、２回の２倍標本化周波数変換のうち後段の1/2から標本化周波数への標本化周波数変換では、ディジタルフィルタの動作周波数を標本化周波数の1/2にしたものである。
【００２０】
また、第４の目的を達成するため、本発明の第２の目的を解決するための手段と、第３の目的を解決するための手段を利用し、２回の２倍標本化周波数変換のうち後段の２倍標本化周波数変換は、同相成分データ用と直交成分データ用を１つのディジタルフィルタで構成したものである。
【００２１】
また、第５の目的を達成するため、複素係数ディジタルフィルタを用いて構成し、４倍の標本化周波数変換に必要なフィルタと直交変調処理機能を１つのディジタルフィルタで構成したものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下の説明において、ｆs´とｆsは標本化周波数（ｆs´=ｆs/4）、Ｔ=n/ｆs（ｎ：整数）で、ｆcは搬送周波数とし、ｆc=ｆs/4する。
【００２３】
本発明の第１の目的を達成させた一実施例を図１と図１６によって説明する。図１は本発明の直交変調器の一例を示すブロック図である。1と2は入力端子、3は出力端子、4と5は補間器、6と7は動作周波数ｆsのディジタルフィルタ、8と9はディジタル乗算器、10はディジタル加算器、11はＤ／Ａ変換器である。
【００２４】
入力端子1は補間器4に接続し、該補間器４はフィルタ6に接続する。該フィルタ6は乗算器8に接続し、該乗算器8は加算器10に接続する。同様に、入力端子2は補間器5に接続し、該補間器5はフィルタ7に接続する。該フィルタ7は乗算器9に接続し、該乗算器9は前記加算器10に接続する。前記加算器10はＤ／Ａ変換器11に接続し、該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続されている。
【００２５】
図１において、入力端子１を介して、標本化周波数ｆｓ´の同相成分データを補間器4に入力する。該入力データは、該補間器4によって標本化周波数ｆsに周波数変換され、フィルタ6に送られる。該フィルタ6は入力されたデータから不要周波数成分を除去して、乗算器8に送る。同様にして、入力端子2を介して標本化周波数ｆｓ´の直交成分データを補間器5に入力し、該補間器5とフィルタ7を通って、標本化周波数ｆsに周波数変換された直交成分データが乗算器9に送られる。該標本化周波数ｆsに周波数変換した同相成分データは、前記乗算器8によりcos(2・π・ｆc・Ｔ)を乗算し、また直交成分データは、前記乗算器9によりsin(2・π・ｆc・Ｔ)を乗算する。前記乗算器8と前記乗算器9の乗算データは加算器10にそれぞれ送られ、該加算器10によって加算され、Ｄ／Ａ変換器11に送られる。該Ｄ／Ａ変換器11は送られてきたデータをアナログデータに変換して、出力端子3を介して直交変調したデータとして出力する。
【００２６】
図１６は本発明の直交復調器の一例を示すブロック図である。図で使用している符号は、図１５と共通である。入力端子301はＡ／Ｄ変換器315に接続し、該Ａ／Ｄ変換器315は乗算器305と306に接続する。該乗算器305はディジタルフィルタ307に接続し、該ディジタルフィルタ307は出力端子302に接続する。前記乗算器306はディジタルフィルタ308に接続し、該ディジタルフィルタ308は出力端子303に接続する。
【００２７】
図１６において、入力端子301を介して、帯域制限された搬送波周波数ｆＩＦ（ ｆＩＦ ＝ｆs/4）の直交振幅変調信号をＡ／Ｄ変換器315に入力する。該Ａ／Ｄ変換器315は、入力された信号を標本化周波数ｆsのディジタルデータに変換し、乗算器305と306に送る。該乗算器305は、送られてきたディジタルデータに、搬送波データであるcos（2・π・ｆs/4・Ｔ)を乗算して直交検波され、フィルタ307に送る。該フィルタ307は送られてきたデータの波形整形と周波数変換（標本化周波数ｆsから標本化周波数ｆs/4へ）を行う。該周波数変換されたデータは同相成分データとして、出力端子302を介して出力される。同様に、前記乗算器306は、送られてきたディジタルデータに、搬送波データであるsin（2・π・ｆs/4・Ｔ)を乗算して直交検波され、フィルタ308に送る。該フィルタ308は送られてきたデータの波形整形と周波数変換（標本化周波数ｆsから標本化周波数ｆs/4へ）を行う。該周波数変換されたデータは直交成分データとして、出力端子303を介して出力される。
【００２８】
以上により、ディジタル信号処理を用いて直交変復調を行うことで、同相成分データと直交成分データの間にゲイン差、位相差、直流オフセットが発生しないようにしたディジタル直交変調器とディジタル直交復調器とを実現できる。
【００２９】
図１１は、図１において入力端子1に同相成分データ“Ａ”を入力し、cos (2・π・ｆc・Ｔ)=cos(1/2・π・ｆs・Ｔ)を乗算したデータと、入力端子2に直交成分データ“Ｂ”を入力し、sin (2・π・ｆc・Ｔ)=sin(1/2・π・ｆs・Ｔ)を乗算したデータとを加算したデータを表している。図１１に示すように、同相成分データ“Ａ”と直交成分データ“Ｂ”を周波数ｆsで交互に選択し、更にその選択したデータと選択したデータの符号を反転したデータとを周波数ｆs/2で交互に選択した結果と等しいことが分かる。
【００３０】
また、図１６においても、Ｔ＝n/ｆs（ｎ：整数）であるので、搬送波データは
cos（2・π・ｆs/4・Ｔ) ＝ １，０，−１，０，…
sin（2・π・ｆs/4・Ｔ) ＝ ０，１，０，−１，…
となる。また、標本化周波数変換用のディジタルフィルタ307と308の伝達関数H(Z)を
H(Z)＝１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3
とすると、ディジタルフィルタの入力データは、同相成分データ側はＡ／Ｄ変換したデータの１倍、０、−１倍、０が順番に入力され、直交成分データ側はＡ／Ｄ変換したデータの０、１倍、０、−１倍が順番に入力される。つまり、ディジタルフィルタの係数を、同相成分データ側のディジタルフィルタ307は“１，０，−１，０”とし、直交成分データ側のディジタルフィルタ308は“０，１，０，−１”とすれば、直交検波、標本化周波数変換を同時に行うことができる。
【００３１】
前述の構成により、本発明の第２の目的を達成させた一実施例を図２と図１７によって説明する。
図２は本発明の直交変調器の一例を示すブロック図である。1と2は入力端子、3は出力端子、4と5は補間器、6と7は動作周波数ｆsのディジタルフィルタ、11はＤ／Ａ変換器、12は切換え周波数ｆsのセレクタ、14は切換え周波数ｆs/4のセレクタ、13は符号反転器である。
【００３２】
入力端子1は補間器4に接続し、該補間器４はフィルタ6に接続する。該フィルタ6はセレクタ12の端子▲１▼に接続する。同様に、入力端子2は補間器5に接続し、該補間器5はフィルタ7に接続する。該フィルタ7は前記セレクタ12の端子▲２▼に接続する。該セレクタ12の端子▲３▼はセレクタ11の端子▲１▼と符号反転器13に接続する。該符号反転器13は前記セレクタ11の端子▲２▼に接続し、前記セレクタ11の端子▲３▼はＤ／Ａ変換器11に接続する。そして、該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続している。
【００３３】
図２において、入力端子1を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データを補間器4に入力する。該補間器4は入力したデータを標本化周波数ｆsに周波数変換してフィルタ6に送る。該フィルタ6は送られてきたデータから不要周波数成分を除去して、セレクタ12の端子▲１▼に送る。同様に、入力端子２を介して、標本化周波数ｆs´の直交成分データを補間器5に入力し、該補間器5は入力した直交成分データを標本化周波数ｆsに周波数変換してフィルタ7に送る。該フィルタ7は入力されたデータから不要成分を除去して、前記セレクタ12の端子▲２▼に送る。
【００３４】
次に、図１１の結果となるように、前記標本化周波数に周波数変換した同相成分データと直交成分データとを、前記セレクタ12により周波数ｆsで交互に切換えて出力し、更にその切換えたデータと切換えたデータを符号反転器13により符号反転したデータとを、セレクタ14により周波数ｆs/2で交互に切換えて出力し、Ｄ／Ａ変換器11に送る。該Ｄ／Ａ変換器11は、送られてきたデータをアナログデータに変換して直交変調したデータとして、出力端子３を介して出力する。従って、乗算器と加算器を使用しないで、ディジタル変調処理ができる。
【００３５】
図１７は本発明の直交復調器の一例を示すブロック図である。301は入力端子、302と303は出力端子、310と311は加算器、316，317，318は動作周波数ｆsのシフトレジスタ、319と320は動作周波数ｆs/4のシフトレジスタである。入力端子301はＡ／Ｄ変換器315に接続し、該Ａ／Ｄ変換器315は加算器310とシフトレジスタ316に接続している。該シフトレジスタ316はシフトレジスタ317と加算器311に接続され、該シフトレジスタ317はシフトレジスタ318と前記加算器310に接続している。該シフトレジスタ318は前記加算器311に接続され、前記加算器311はシフトレジスタ320に接続している。該シフトレジスタ320は出力端子303に接続する。前記加算器310はシフトレジスタ319に接続し、該シフトレジスタ319は出力端子302に接続する。
【００３６】
図１７において、入力端子301を介して帯域制限された搬送波周波数ｆＩＦ（＝ｆs/4）の直交振幅変調信号がＡ／Ｄ変換器315に入力する。該Ａ／Ｄ変換器315は入力した信号を標本化周波数ｆsのディジタルデータに変換し、シフトレジスタ316と加算器310に送る。該シフトレジスタ316は、周波数ｆsで動作するシフトレジスタであり、１サンプル（＝ｆs）遅延したデータをシフトレジスタ317と加算器311に送る。該シフトレジスタ317もデータを１サンプル（＝ｆs）遅延させ、加算器310とシフトレジスタ318に送る。該シフトレジスタ318もまた、データを１サンプル（＝ｆs）遅延させ、加算器311に送る。以上により、同相成分側のフィルタ係数は“０，−１，０，１”であるので、前記Ａ／Ｄ変換器315からの出力データを２サンプル前のデータ（シフトレジスタ317の出力）から加算器310によって減算する。同様に、直交成分側のフィルタ係数は“−１，０，１，０”であるので、前記Ａ／Ｄ変換器315の出力データの１サンプル前のデータ（シフトレジスタ316の出力）を３サンプル前のデータ（シフトレジスタ318の出力）から加算311によって減算する。ここで、標本化周波数ｆs/4へ標本化周波数変換するので、加算器310と311の出力データを動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ319と320とによりそれぞれ取り出し出力端子302と303から出力する。
【００３７】
図１３と図１８は、本発明の第２の目的を達成する他の実施例である。
図１３は変調器のブロック図で、図２の構成における、補間器とディジタルフィルタ（動作周波数ｆs）の構成（ディジタル補間フィルタ）をシフトレジスタ（動作周波数ｆs/4）で構成したものである。即ち、補間器4とディジタルフィルタ6（動作周波数ｆs）を動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ116に、補間器5とディジタルフィルタ7（動作周波数ｆs）を動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ117に置換えている。
【００３８】
以下、図１３の動作を説明する。ここで、補間器による４倍の周波数変換処理は、入力データの標本化周波数ｆc（=ｆs/4 （周期：41/ｆs））に対し、“データ”と“データ”の間に 周期：31/ｆs は“０”を“データ”の代わりに挿入するように切換えることによって行うことが出来る。この時、動作周波数ｆsのディジタルフィルタの伝達関数H(Z)を次式
H(Z)＝１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3
とすると、ディジタルフィルタの出力データは、補間する前の入力データを動作周波数ｆs/4のシフトレジスタで保持した出力データと同等であることがわかる。つまり、動作周波数ｆsのディジタル補間フィルタを動作周波数ｆs/4のシフトレジスタに置き換えて処理することが可能となる。
【００３９】
図１８は復調器のブロック図で、図１７の構成における、加算器の動作周波数をｆsではなく、ｆs/4で動作させる場合の構成を示したものである。即ち、加算器310に入力するデータを動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ321と323を通して受け、加算器311に入力するデータを動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ322と324を通して受けるようにしている。またその代りに、加算器310の出力側の動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ319と、加算器311の出力側の動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ320とが削除されている。
【００４０】
以下、図１８の動作を説明する。
図１８において、入力端子301を介して帯域制限された搬送波周波数ｆＩＦ（＝ｆs/4）の直交振幅変調信号がＡ／Ｄ変換器315に入力する。該Ａ／Ｄ変換器315は入力した信号を標本化周波数ｆsのディジタルデータに変換し、シフトレジスタ316とシフトレジスタ321に送る。該シフトレジスタ316は、周波数ｆsで動作するシフトレジスタであり、１サンプル（＝ｆs）遅延したデータをシフトレジスタ317とシフトレジスタ322に送る。該シフトレジスタ317もデータを１サンプル（＝ｆs）遅延させ、シフトレジスタ323とシフトレジスタ318に送る。該シフトレジスタ318もまた、データを１サンプル（＝ｆs）遅延させ、シフトレジスタ324に送る。該シフトレジスタ324と前記シフトレジスタ322は送られてきたデータをそれぞれ、標本化周波数変換して加算器処理の動作周波数をｆs/4にして加算器311に送る。前記シフトレジスタ321と前記シフトレジスタ323は送られてきたデータをそれぞれ、標本化周波数変換して加算器処理の動作周波数をｆs/4にして加算器310に送る。以上により、同相成分側のフィルタ係数は“０，−１，０，１”であるので、前記Ａ／Ｄ変換器315からの出力データ（シフトレジスタ321の出力）を２サンプル前のデータ（シフトレジスタ323の出力）から加算器310によって減算する。同様に、直交成分側のフィルタ係数は“−１，０，１，０”であるので、前記Ａ／Ｄ変換器315の出力データの１サンプル前のデータ（シフトレジスタ322の出力）を３サンプル前のデータ（シフトレジスタ324の出力）から加算311によって減算する。加算器310の同相成分出力データ（動作周波数ｆs/4）は出力端子302から出力され、加算器311の直交成分出力データ（動作周波数ｆs/4）は出力端子303から出力され。
【００４１】
図１８に示すように、加算動作が周波数ｆＳで動作できない場合には、加算処理を行う前に動作周波数ｆＳ/4のシフトレジスタにより標本化周波数変換し、それから加算処理を行えば、加算処理は周波数ｆＳ/4で動作すればよい。
【００４２】
また、図１４と図１９は本発明の第２の目的を達成する別の実施例のブロック図で、図１４は変調器、図１９は復調器である。
図１４で、116，117，118，119は動作周波数がｆs/4のシフトレジスタ、111，124，125は動作周波数がｆsのシフトレジスタ、120，121，122，123は加算器で、その他の符号は図２と共通である。
入力端子１はシフトレジスタ116に接続し、該シフトレジスタ116はシフトレジスタ118と加算器120に接続する。該シフトレジスタ118は前記加算器120に接続し、前記加算器120は加算器122に接続する。該加算器122はセレクタ12の端子▲１▼とシフトレジスタ124に接続し、該シフトレジスタ124は前記加算器122に接続する。また、入力端子2はシフトレジスタ117に接続し、該シフトレジスタ117はシフトレジスタ119と加算器121に接続する。該シフトレジスタ119は前記加算器121に接続し、前記加算器121は加算器123に接続する。該加算器123は前記セレクタ12の端子▲２▼とシフトレジスタ125に接続し、該シフトレジスタ125は前記加算器123に接続する。前記セレクタ12の端子▲３▼はセレクタ14の端子▲１▼と符号反転器13に接続し、該符号反転器13は前記セレクタ14の端子▲２▼に接続する。前記セレクタ14の端子▲３▼はシフトレジスタ111に接続し、該シフトレジスタ111はＤ／Ａ変換器11に接続する、該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続している。
【００４３】
以下、図１４の動作を説明する。図１４は、図１３より更に阻止域減衰量を多くとる場合で、動作周波数ｆsのディジタルフィルタの伝達関数H(Z)を次式
H(Z)＝（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）2
＝（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）・（１−Ｚ-4）／（１−Ｚ-1）
とし、（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）の部分は前記動作周波数ｆs/4のシフトレジスタで、（１−Ｚ-4）の部分は同じく動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ及び加算器で、（１−Ｚ-1）の部分は動作周波数ｆsのシフトレジスタ及び加算器で構成することが可能となる。尚、動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ111は、セレクタ14の端子▲３▼から送られてくるデータをラッチし、データのタイミングを調整してＤ／Ａ変換器11に送っている。
【００４４】
図１９で、図１７の加算器と出力端子の前段のシフトレジスタとの間に累積回路を設けた一例である。325と326は加算器、327と328は動作周波数ｆsのシフトレジスタ、329はクリア信号生成回路であり、他の符号は、図１７と共通である。入力端子301から、加算器310と加算器311までの接続は図１７と全く同じであり、該加算器310は加算器325に接続し、該加算器325はシフトレジスタ327とシフトレジスタ319に接続する。該シフトレジスタ319は出力端子302に接続する。また、前記加算器311は加算器326に接続し、該加算器326はシフトレジスタ328とシフトレジスタ320に接続する。該シフトレジスタ320は出力端子303に接続する。クリア信号生成回路329は前記シフトレジスタ327と328に接続する。前記シフトレジスタ327は前記シフトレジスタ325に接続し、前記シフトレジスタ328は前記シフトレジスタ326に接続する。
【００４５】
以下、図１９の動作を説明する。図１９は、図１８より更に阻止域減衰量を多くとる場合で、動作周波数ｆsのディジタルフィルタの伝達関数H(Z)を次式
H(Z)＝（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）2
＝（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）
とする。この時、入力端子301から加算器310と311までで構成される前段の（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）は、前記直交検波処理と標本化周波数変換処理を組み合わせて行うディジタルフィルタで構成し、 後段の（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）は周波数ｆs／４毎に出力すればよいことを考慮すれば、加算器と動作周波数ｆsのシフトレジスタを用いた累積回路で前段の結果を累積し、４回累積した後に動作周波数ｆs／４のシフトレジスタでデータを取り込み出力し、取り込んだ後累積結果をクリアするように前記動作周波数ｆsのシフトレジスタをクリアするクリア信号発生回路を用いれば、乗算器を使用せず回路規模を縮小して構成することができる。
【００４６】
次に本発明の第３の目的を達成した一実施例を図３によって説明する。図３は本発明の直交変調器の一例を示すブロック図である。1と2は入力端子、15と16は補間器、17と18は動作周波数がｆs/2のディジタルフィルタ、19と20は補間器、21と22は動作周波数がｆsのディジタルフィルタ、12と14はセレクタ、13は符号反転器、11はＤ／Ａ変換器、3は出力端子である。
【００４７】
入力端子1は補間器15に接続し、該補間器15はフィルタ17に接続する。該フィルタ17は補間器19に接続し、該補間器19はフィルタ21に接続する。該フィルタ21はセレクタ12の端子▲１▼に接続する。同様に、端子2は補間器16に接続し、該補間器16はフィルタ18に接続する。該フィルタ18は補間器20に接続し、該補間器20はフィルタ22に接続する。該フィルタ22はセレクタ12の端子▲２▼に接続する。セレクタ12の端子▲３▼はセレクタ14の端子▲１▼と符号反転器13に接続し、該符号反転器13の出力はセレクタ14の端子▲２▼に接続する。該セレクタ14の端子▲３▼は、Ｄ／Ａ変換器11に接続し、該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続する。以下この動作について説明する。
入力端子１を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データが補間器15に入力する。該補間器15は入力したデータを標本化周波数 2ｆs´（=ｆs/2）に周波数変換して、フィルタ17に送る。該フィルタ17は、入力したデータから不要周波数成分を除去して補間器19に送る。該補間器19は、入力したデータを標本化周波数ｆsに周波数変換して、フィルタ21に送る。該フィルタ21は入力したデータから不要周波数成分を除去してセレクタ12の端子▲１▼に送る。同様に、入力端子2を介して、標本化周波数ｆs´の直交成分データが補間器16に入力する。該補間器16は入力したデータを標本化周波数2ｆs´（=ｆs/2）に周波数変換して、フィルタ18に送る。該フィルタ18は、入力したデータから不要周波数成分を除去して補間器20に送る。該補間器20は、入力したデータを標本化周波数ｆsに周波数変換して、フィルタ22に送る。該フィルタ22は入力したデータから不要周波数成分を除去して前記セレクタ12の端子▲２▼に送る。前記セレクタ12は、この標本化周波数変換した同相成分データと直交成分データを、周波数ｆsで切換える。このデータは、セレクタ14の端子▲１▼に送られるとともに、符号反転器13に送られる。該符号反転器13は符号を反転したデータを、前記セレクタ14の端子▲２▼に送る。前記セレクタ14は送られてきた２つのデータを周波数ｆs/2で切換え、Ｄ／Ａ変換器11に送る。該Ｄ／Ａ変換器11はアナログデータに変換し、直交変調したデータとして、出力端子３を介して出力する。
【００４８】
ここで、図３における補間器19と補間器20は“データ”と“０”とを周波数ｆsで交互に切換えるセレクタで構成することができ、前記ディジタルフィルタ21と前記ディジタルフィルタ22は、遅延シフトレジスタと乗算器及び加算器を用いたＦＩＲディジタルフィルタで構成することができる。この構成の一実施例を、図４を用いて説明する。
【００４９】
図４は、図３の補間器19，20とフィルタ21，22をＦＩＲディジタルフィルタで置換えたブロック図の一例で、23と24は“データ”と“０”とを周波数ｆsで交互に切換えるセレクタ、25，26，27，28，29，41，42，43，44，45は遅延シフトレジスタ、30，31，32，33，34，35，46，47，48，49，50，51は乗算器、36，37，38，39，40，52，53，54，55，56は加算器、99と100がＦＩＲディジタルフィルタで、その他は図３と同様である。入力端子1は補間器15に接続し、該補間器15はフィルタ17に接続する。該フィルタ17はセレクタ23の入力端子▲１▼に接続し、該セレクタ23の他の入力端子▲２▼はグランドに接続されている（接地されている）。該セレクタ23の出力端子▲３▼は遅延レジスタ25と乗算器30に接続され、該遅延レジスタ25は遅延レジスタ26と乗算器31に接続される。該遅延レジスタ26は遅延レジスタ27と乗算器32に接続され、該遅延レジスタ27は遅延レジスタ28と乗算器33に接続される。該遅延レジスタ28は遅延レジスタ29と乗算器34に接続され、該遅延レジスタ29は乗算器35に接続される。前記乗算器30と前記乗算器31は加算器36に接続し、該加算器36と前記乗算器32は加算器37に接続する。該加算器37と前記乗算器33は加算器38に接続し、該加算器38と前記乗算器34は加算器39に接続する。該加算器39と前記乗算器35は加算器40に接続し、該加算器40はセレクタ12の端子▲１▼に接続する。同様に、入力端子2は補間器16に接続し、該補間器16はフィルタ18に接続する。該フィルタ18はセレクタ24の端子▲１▼に接続し、該セレクタ24の他の端子▲２▼はグランドに接続されている（接地されている）。該セレクタ24の端子▲３▼は遅延レジスタ41と乗算器46に接続され、該遅延レジスタ41は遅延レジスタ42と乗算器47に接続される。該遅延レジスタ42は遅延レジスタ43と乗算器48に接続され、該遅延レジスタ43は遅延レジスタ44と乗算器49に接続される。該遅延レジスタ44は遅延レジスタ45と乗算器50に接続され、該遅延レジスタ45は乗算器51に接続される。前記乗算器46と前記乗算器47は加算器52に接続し、該加算器52と前記乗算器48は加算器53に接続する。該加算器53と前記乗算器49は加算器54に接続し、該加算器54と前記乗算器50は加算器55に接続する。該加算器55と前記乗算器51は加算器56に接続し、該加算器56は前記セレクタ12の入力端子▲２▼に接続する。前記セレクタ12の端子▲３▼はセレクタ14の端子▲１▼と符号反転器13に接続し、該符号反転器13は前記セレクタ14の端子▲２▼に接続する。前記セレクタ14の端子▲３▼はＤ／Ａ変換機11に接続し、該Ｄ／Ｄ変換機11は出力端子3に接続している。ここで、遅延レジスタ25〜29及び乗算器30〜35並びに加算器36〜40の構成がＦＩＲフィルタ99で、遅延レジスタ41〜45及び乗算器46〜51並びに加算器52〜56の構成がＦＩＲフィルタ100である。
図５は、図４の構成から、乗算器31，33，35，46，48，50と加算器36，38，40，52，53，55を削除したものである。ここで遅延レジスタ25〜29及び乗算器30，32，34並びに加算器37，39の構成がＦＩＲフィルタ101で、遅延レジスタ41〜45及び乗算器47，49，51並びに加算器54，56の構成がＦＩＲフィルタ102である。また図６は、図５の構成から、セレクタ23とセレクタ24を除去し、２つの遅延レジスタ25と26を１つにして遅延レジスタ57に、２つの遅延レジスタ27と28を１つにして遅延レジスタ58に、２つの遅延レジスタ42と43を１つにして遅延レジスタ59に、２つの遅延レジスタ44と45を１つにして遅延レジスタ60にし、かつ遅延レジスタ41を削除した構成のものである。ここで、遅延レジスタ57，58及び乗算器30，32，34並びに加算器37，39の構成がＦＩＲフィルタ103で、遅延レジスタ59，60及び乗算器47，49，51並びに加算器54，56の構成がＦＩＲフィルタ102である。
【００５０】
次に図４の動作の一例を説明する。入力端子1を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データが補間器15に入力する。該補間器15は入力したデータを標本化周波数 2ｆs´（=ｆs/2）に標本化周波数変換して、フィルタ17に送る。該フィルタ17は入力したデータの不要周波数成分を除去して、セレクタ23に送る。該セレクタ23は、周波数ｆsで“データ”と“０”を交互に切換えることにより０補間を行い、乗算器30，31，32，33，34，35の乗算係数a0，a1，a2，a3，a4，a5のＦＩＲディジタルフィルタ99へ入力する。この時、前記セレクタ23による補間出力は“データ”と“０”を交互に出力されるため、遅延シフトレジスタ29，28，27，26，25の出力データをそれぞれx0，x1，x2，x3，x4とし、前記セレクタ23の出力データをx5とすると、前記セレクタ23がデータ方向に接続しているとき、前記ＦＩＲフィルタ99の出力は（x1・a4＋x3・a2＋x5・a0）となり、前記セレクタ23がグランド方向に接続しているとき、前記ＦＩＲフィルタ99の出力は（x0・a5＋x2・a3＋x4・a1）となる。同様に、入力端子2を介して、標本化周波ｆs´の直交成分データが補間器16に入力する。該補間器16は入力したデータを標本化周波数2ｆs´（=ｆs/2）に標本化周波数変換して、フィルタ18に送る。該フィルタ18は入力したデータの不要周波数成分を除去して、セレクタ24に送る。該セレクタ24は、周波数ｆsで“データ”と“０”交互に切換えることにより０補間を行い、それぞれb0，b1，b2，b3，b4，b5の乗算係数で構成される乗算器46，47，48，49，50，51を有するＦＩＲフィルタ100へ入力する。また、遅延シフトレジスタ45，44，43，42，41の出力データをy0，y1，y2，y3，y4とし、前記セレクタ24の出力データをy5とすると、前記セレクタ24がデータ入力側端子▲１▼に接続しているとき、前記ＦＩＲフィルタ100の出力は（y1・b4＋y3・b2＋y5・b0）となり、前記セレクタ24の入力側が端子▲２▼のグランド方向に接続しているとき、前記ＦＩＲフィルタ100の出力は（y0・b5＋y2・b3＋y4・b1）となる。これらＦＩＲフィルタ99と100の出力を、前記セレクタ23と前記セレクタ24がデータ方向に接続されているときは、同相成分データ側のＦＩＲディジタルフィルタ99の出力と接続し、前記セレクタ23と前記セレクタ24がグランド方向に接続されているときは、直交成分データ側のＦＩＲディジタルフィルタ100の出力と接続されるように前記セレクタ12により切換える。この後は、図３の説明と同じ動作をするので、説明は省略する。ここで、前記セレクタ12の出力は、（x1・a4＋x3・a2＋x5・a0）と（y0・b5＋y2・b3＋y4・b1）が交互に出力されることとなるので、図５に示すディジタルフィルタの構成に置き換えることができる。また、前記セレクタ23と前記セレクタ24による０補間を行わないと、x5＝x4，x3=x2，x1=x0、y5＝y4，y3＝y2，y1＝y0となるため、図６に示すディジタルフィルタの構成に置き換えることができ、このＦＩＲディジタルフィルタは動作周波数ｆs/2で動作させることが可能となる。
【００５１】
次に本発明の第４の目的を達成させた一実施例を図７によって説明する。
1と2は入力端子、15と16は補間器、17と18はディジタルフィルタ、14，61，71，72，73はセレクタ、62，63，64，65は遅延レジスタ、66，67，68は乗算器、69と70は加算器、200はディジタルフィルタ、13は符号反転器、11はＤ／Ａ変換器、3は出力端子である。入力端子1は補間器15に接続し、該補間器15はフィルタ17に接続する。該フィルタ17はセレクタ61の端子▲１▼に接続する。同様に、入力端子2は補間器16に接続し、該補間器16はフィルタ18に接続する。該フィルタ18は前記セレクタ61の端子▲２▼に接続する。前記セレクタ61の端子▲３▼は遅延レジスタ62と乗算器66に接続し、該遅延レジスタ62は遅延レジスタ63に接続する。該遅延レジスタ63は遅延レジスタ64と乗算器67に接続し、該遅延レジスタ64は遅延レジスタ65に接続する。セレクタ71は、乗算係数a0と乗算係数b1とを切換えて前記乗算器66に乗算する。同様に、セレクタ72は、乗算係数a2と乗算係数b3とを切換えて前記乗算器67に、セレクタ73は、乗算係数a4と乗算係数b5とを切換えて前記乗算器68に乗算する。前記乗算器66と前記乗算器67は加算器69に接続し、該加算器69と前記乗算器68は加算器70に接続する。該加算器70はセレクタ14の端子▲１▼と符号反転器13に接続し、該符号反転器は前記セレクタ14の端子▲２▼に接続する。前記セレクタ14の端子▲３▼はＤ／Ａ変換器11に接続し、該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続する。ここで、遅延レジスタ62〜65及び、乗算器66〜68並びに、加算器69，70の構成がディジタルフィルタ200である。
【００５２】
図７において、入力端子１を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データが補間器15に入力する。該補間器15は入力したデータを標本化周波数 2ｆs´に周波数変換して、フィルタ17に送る。該フィルタ17は送られてきたデータから不要周波数成分を除去してセレクタ61の端子▲１▼に送る。同様に、入力端子2を介して、標本化周波数ｆs/4の直交成分データが補間器16に入力する。該補間器16は入力したデータを標本化周波数 2ｆs´に周波数変換して、フィルタ18に送る。該フィルタ18は送られてきたデータから不要周波数成分を除去してセレクタ61の端子▲２▼に送る。該セレクタ61は、入力した同相成分データと直交成分データとを周波数ｆsで切換えて交互に端子▲３▼から出力し、遅延レジスタ62と乗算器66に送る。例えば、前記セレクタ61の入力を直交成分データ側（端子▲２▼）に接続すると、前記セレクタ61の出力（端子▲３▼）、遅延シフトレジスタ63の出力、及び遅延シフトレジスタ65の出力が直交成分データとなり、前記遅延シフトレジスタ62の出力、及び遅延シフトレジスタ64の出力が同相成分データとなる。従って、前記乗算器66、乗算器67、乗算器68には直交成分が入力されることとなる。逆に、前記セレクタ61を同相成分データ側（端子▲１▼）に接続すれば、前記乗算器66、前記乗算器67、前記乗算器68には直交成分が入力されることとなる。ここで、前記乗算器66、前記乗算器67、前記乗算器68の乗算係数は、前記セレクタ61が同相成分データ側と接続されていれば同相成分用の乗算係数、前記セレクタ61が直交成分データ側と接続されていれば直交成分用の乗算係数を選択するようにセレクタ71、セレクタ72、及びセレクタ73を接続される。この時、図６同様に同相成分データ側の乗算係数をa0、a2、a4とし、直交成分データ側の乗算係数をb1、b3、b5とすると、加算器70の出力は図６のセレクタ12の出力と一致する。
以上のように、標本化周波数を２倍の周波数（ｆs/2からｆs）に変換するとき、従来同相成分と直交成分で別々に行っていた処理を１つのディジタルフィルタ構成で実現できる。
【００５３】
次に第５の目的を達成させた一実施例を図８と図９を用いて説明する。
図８において、1と2は入力端子、4と5は補間器、74、75、76、77、89、90、91、92、93は遅延シフトレジスタ、78、79、80、86、87、88は乗算器、81、82、83、84、85は加算器、201は複素係数フィルタ、11はＤ／Ａ変換器、3は出力端子である。また、図９は図８における周波数−振幅特性を説明する図で、横軸が周波数、縦軸が振幅を表し、(1)は複素係数フィルタの入力信号の周波数特性、(2)は実係数フィルタの周波数特性、(3)は実係数フィルタからアｆs/4周波数シフトした複素係数フィルタの周波数特性、(4)は(3)のフィルタを通った出力信号の周波数特性、(5)は複素係数フィルタの出力を１信号（実部側）だけとしたときの出力周波数特性である。
また図８の接続は、入力端子１は補間器4に接続し、該補間器4は遅延レジスタ74と乗算器78に接続する。該遅延レジスタ74は遅延レジスタ74に接続し、該遅延レジスタ75は遅延レジスタ76と乗算器79に接続する。該遅延レジスタ76は遅延レジスタ77に接続し、該遅延レジスタ77は乗算器80に接続する。また、入力端子2は補間器5に接続し、該補間器5は遅延レジスタ89に接続する。該遅延レジスタ89は遅延レジスタ90と乗算器86に接続し、該遅延レジスタ90は遅延レジスタ91に接続する。該遅延レジスタ91は遅延レジスタ92と乗算器87に接続し、該遅延レジスタ92は遅延レジスタ93に接続する。該遅延レジスタ93は乗算器88に接続する。前記乗算器78と前記乗算器86は加算器81に接続し、該加算器81と前記乗算器79は加算器82に接続する。該加算器82と前記乗算器87は加算器83に接続し、該加算器83と前記乗算器80は加算器84に接続する。該加算器84と前記乗算器88は加算器85に接続し、該加算器85はＤ／Ａ変換器11に接続する。該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続する。ここで、遅延レジスタ74〜80，89〜93及び、乗算器78〜80，86〜88並びに、加算器81〜85の構成が複素係数フィルタ201である。
【００５４】
入力端子1を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データを補間器4に入力する。該補間器４は送られてきたデータを標本化周波数 2ｆs´（=ｆs/2）に周波数変換して、遅延レジスタ74と乗算器78に送る。同様に、入力端子2を介して、標本化周波数ｆs´の直交成分データを補間器5に入力する。該補間器5は送られてきたデータを標本化周波数2ｆs´（=ｆs/2）に周波数変換して、遅延レジスタ89に送る。前記遅延レジスタ74に入力したデータはｆs/4遅延して遅延レジスタ75に送られ、該遅延レジスタ75は入力したデータを更にｆs/4遅延して、遅延レジスタ76と乗算器79に送る。該遅延レジスタ76に入力したデータはｆs/4遅延して遅延レジスタ77に送られ、該遅延レジスタ77は入力したデータを更にｆs/4遅延して、乗算器80に送る。前記遅延レジスタ89に入力したデータはｆs/4遅延して遅延レジスタ90と乗算器86に送られ、該遅延レジスタ90は入力したデータを更にｆs/4遅延して、遅延レジスタ91に送る。該遅延レジスタ91に入力したデータはｆs/4遅延して遅延レジスタ92と乗算器87に送られ、該遅延レジスタ92は入力したデータを更にｆs/4遅延して、遅延レジスタ93に送る。該遅延レジスタ93は入力したデータをｆs/4遅延して乗算器88に送る。前記乗算器78に送られてきたデータは乗算係数a0を乗算されて加算器81に送られる。また、前記乗算器86に送られてきたデータも乗算係数a1を乗算されて前記加算器81に送られる。前記加算器81に入力した２つのデータは加算され加算器82に送られる。前記遅延レジスタ79に送られてきたデータは乗算係数“−a2”を乗算されて前記加算器82に送られる。前記加算器82は送られてきた２つのデータを加算して、加算器83に送る。前記遅延レジスタ87に送られてきたデータは乗算係数“−a3”を乗算されて前記加算器83に送られる。前記加算器83は送られてきた２つのデータを加算して、加算器84に送る。前記遅延レジスタ80に送られてきたデータは乗算係数“a4”を乗算されて前記加算器84に送られる。前記加算器84は送られてきた２つのデータを加算して、加算器85に送る。前記遅延レジスタ88に送られてきたデータは乗算係数“a5”を乗算されて前記加算器85に送られる。前記加算器85は送られてきた２つのデータを加算して、Ｄ／Ａ変換器11に送る。該Ｄ／Ａ変換器11は、送られてきたデータをアナログデータに変換し、直交変調したデータとして、出力端子3を介して出力する。前記遅延シフトレジスタ74，75，76，77，89，90，91，92，93、及び前記乗算器78，79，80，86，87，88、並びに加算器81，82，83，84，85で構成した部分は複素係数フィルタ201である。 ここで、図８における複素係数フィルタ201の入力信号の周波数特性は図９(1)のようになっている。しかし、必要とする信号は（nｆs）±（ｆs/4）［n：整数］であり、他信号（図９(1)の斜線部）は妨害信号となる。
この妨害信号を除去するには、図９(2)に示す実係数フィルタの周波数特性をアｆs/4だけ周波数シフトした、図９(3)に示す複素係数フィルタが必要である。ここで、図８において入力信号は複素信号として表すことができるため、フィルタ係数を複素係数で表す。
【００５５】
もとになる実係数フィルタの周波数特性図９(2)に対する伝達関数Ｈ(z)において、周波数をｆaシフトしたフィルタを考´ると、
ｚ＝exp（ｓＴ）＝exp（ｊωＴ）＝exp（ｊ２πf／ｆs）
であるので、周波数をシフトすると、ｆ−ｆaを代入して
ｚ´＝exp（ｊ２π（ｆ−ｆa）／ｆs）
＝ｚ・exp（−ｊ２πｆa／ｆs）＝ｚ・α
となる。すなわち、複素係数αがかかる。ここで、ｆa＝ｆs/4とすると
α＝−ｊ
となる。もとのフィルタがＦＩＲ形であるとすると、
H(z)＝a0＋a1・ｚ-1＋a2・ｚ-2＋…＋an・ｚ-n （a0〜an）：フィルタ係数
は、
H(z)＝a0−a2・ｚ-2＋…＋an・ｚ-n＋ｊ・(a1・ｚ-1−a3・ｚ-3＋…＋an-1・ｚ-n-1）
となり、伝達関数は実部と虚部が完全に分離した形となる。この複素係数フィルタは、伝達関数の係数が複素数で表されるため、周波数の正負で対称な周波数特性にならず、０からｆsで繰り返す周波数特性となる。すなわち、複素係数フィルタでは０からｆsの周波数の信号を扱うことが可能で、帯域が実信号の２倍となる。周波数シフトした複素係数フィルタの周波数特性を図９(3)に示す。このフィルタの出力信号は図９(4)のようになる。
【００５６】
ところが、図８に示すように複素係数フィルタの出力を１信号（実部側）だけとすると、実係数フィルタと同じ周波数の正負で対称な周波数特性図９(5)の信号を得ることができる。
上述のように、標本化周波数を４倍に周波数変換するために必要なフィルタと直交変調器を１つのディジタルフィルタで構成することができる。
【００５７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、ディジタル信号処理を用いて直交変調を行うことで、同相成分データと直交成分データの間にゲイン差、位相差、直流オフセットが発生しないようにしたディジタル直交変調器を提供することができる。
【００５８】
また、本発明の第２の効果として、直交変調時に必要な乗算器及び加算器をセレクタと符号反転器に置き換えて処理を簡略化したディジタル直交変調器を提供することができる。
【００５９】
また更に本発明の第３の効果として、２回の２倍標本化周波数変換のうち後段の２倍標本化周波数変換は、補間処理を行わずディジタルフィルタのタップ数及び動作周波数を1/2にすることによって可能としたディジタル直交変調器を提供することができる。
【００６０】
更に本発明の第４の効果として、同相成分データ用の２倍標本化周波数変換と直交成分データ用の２倍標本化周波数変換を１つディジタルフィルタで構成することを可能としたディジタル直交変調器を提供することができる。
【００６１】
本発明の第５の効果として、４倍の標本化周波数変換に必要なフィルタ、及び直交変調処理を１つのディジタルフィルタで構成することを可能としたディジタル直交変調器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図２】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図３】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図４】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図５】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図６】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図７】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図８】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図９】 本発明の直交変調器の一例を説明する振幅特性を示す図。
【図１０】 従来の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図１１】 直交変調における同相成分データと直交成分データの合成データを示す表。
【図１２】 従来の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図１３】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図１４】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図１５】 従来の直交復調器の一例を示すブロック図。
【図１６】 本発明の直交復調器の一例を示すブロック図。
【図１７】 本発明の直交復調器の一例を示すブロック図。
【図１８】 本発明の直交復調器の一例を示すブロック図
【図１９】 本発明の直交復調器の一例を示すブロック図
【符号の説明】
1：入力端子（標本化周波数ｆs/4の同相成分データ入力端子）、 2：入力端子（標本化周波数ｆs/4の直交成分データ入力端子）、 3：出力端子、 4，5：補間器（周波数４倍）、 15，16，19，20：補間器（周波数２倍）、 6，7，21，22：ディジタルフィルタ（動作周波数ｆs）、 17，18：ディジタルフィルタ（動作周波数fs/2）、 8，9，66，67，68：乗算器、 30，31，32，33，34，35：乗算器、 46，47，48，49，50，51：乗算器、 78，79，80，86，87，88：乗算器、 96，97：乗算器（アナログ）、 10，69，70：加算器、 36，37，38，39，40：加算器、 52，53，54，55，56：加算器、 81，82，83，84，85：加算器、 98：加算器（アナログ）、 11，94，95：Ｄ／Ａ変換器， 12，23，24：セレクタ（切替周波数ｆs）、 61，71，72，73：セレクタ（切替周波数ｆs）、 14： セレクタ（切替周波数fs/2）、 13：符号反転器、 25，26，27，28，29：遅延シフトレジスタ（動作周波数ｆs）、 41，42，43，44，45：遅延シフトレジスタ（動作周波数ｆs）、 57，58，59，60：遅延シフトレジスタ（動作周波数fs/2）、 62、63、64、65：遅延シフトレジスタ（動作周波数ｆs）、 74，75，76，77： 遅延シフトレジスタ（動作周波数ｆs）、 89，90，91，92，93：遅延シフトレジスタ（動作周波数ｆs）、 99，100，101，102，103，104：ＦＩＲフィルタ、 111，116，117:シフトレジスタ、 128:発振器、 129:９０度移相器、 200：ディジタルフィルタ、 201：複素係数フィルタ、 301：入力端子、 302，303：出力端子、 304，305：Ａ／Ｄ変換器、 306，307：乗算器、 308，309：ディジタルフィルタ、 310，311：加算器、 313：９０度移相器、 314：発振器、 315：Ａ／Ｄ変換器、 316，317，318：動作周波数ｆsのシフトレジスタ、 319，320，321，322，323，324：動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ、 325，326：加算器、 327，328：動作周波数ｆsのシフトレジスタ、 329：クリア信号生成回路、
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信機器・伝送機器等に用いられるディジタル直交変復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下の説明において、ｆs´とｆsは標本化周波数（ｆs´=ｆs/4）、Ｔ=n/ｆs（ｎ：整数）で、ｆcは搬送周波数とし、ｆc=ｆs/4する。
【０００３】
図１２は従来の直交変調器の一例を示すブロック図である。1と2は入力端子、3は出力端子、4と5は補間器、6と7は動作周波数ｆsのディジタルフィルタ、94と95はＤ／Ａ変換器、96と97はアナログ乗算器、98はアナログ加算器、128は周波数ｆs´の発振器、129は９０度移相器である。入力端子1は補間器4に接続し、該補間器４はフィルタ6に接続する。該フィルタ6はＤ／Ａ変換器94に接続し、該Ｄ／Ａ変換器94は乗算器96に接続する。該乗算器96は加算器98に接続し、該加算器98は出力端子3に接続されている。同様に、入力端子2は補間器5に接続し、該補間器5はフィルタ7に接続する。該フィルタ7はＤ／Ａ変換器95に接続し、該Ｄ／Ａ変換器95は乗算器97に接続する。発振器128は９０度移相器129と前記乗算器97に接続し、該９０度移相器129は前記乗算器96に接続する。
【０００４】
図１２において、入力端子１を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データを補間器4に入力する。該入力データは、該補間器4によって標本化周波数ｆsに周波数変換され、フィルタ6に送られる。該フィルタ6は送られてきたデータから不要周波数成分を除去し、データをＤ／Ａ変換器94に送る。該Ｄ／Ａ変換器94は送られてきたデータをアナログデータに変換して、アナログ乗算器96に送る。同様にして、入力端子2を介して標本化周波数ｆs´の直交成分データを補間器5に入力する。該入力データは、該補間器5によって標本化周波数ｆsに周波数変換され、フィルタ7に送られる。該フィルタ7は送られてきたデータから不要周波数成分を除去し、データを該Ｄ／Ａ変換器95に送る。該Ｄ／Ａ変換器95は送られてきたデータをアナログデータに変換して、アナログ乗算器97に送る。該乗算器97では、周波数ｆsの発振器128から発生した局部発振信号を乗算して加算器98に送る。同様に、前記乗算器96では、前記発振器128から発生した局部発振信号を９０度移相器129により９０度位相をずらした発振信号を乗算して、前記加算器98に送る。前記加算器98は入力した２つの信号を加算して、直交変調データとして出力端子3から出力する。
【０００５】
また、図１５は従来の直交復調器の一例を示すブロック図である。
301は入力端子、302と303は出力端子、304はＡ／Ｄ変換器、305と306は乗算器、307と308はディジタルフィルタである。
入力端子301はＡ／Ｄ変換器304に接続し、該Ａ／Ｄ変換器304は乗算器304と乗算器305に接続する。該乗算器305はディジタルフィルタ307に接続し、該ディジタルフィルタ307は出力端子302に接続する。また、前記乗算器306はディジタルフィルタ308に接続し、該ディジタルフィルタ308は出力端子303に接続する。
図１５において、入力端子30１を介して、帯域制限された搬送波周波数ｆＩＦの直交振幅変調信号を乗算器306と307に入力する。該乗算器306と307に入力した受信信号は、該乗算器306と307によって、周波数ｆｃ（＝ ｆＩＦ ）の発振器314と９０度移相器313によって発生した直交局部発振信号を乗算され、互いに直交する同相成分と直交成分に直交検波される。前記乗算器306からは、直交検波されデータの同相成分が出力され、Ａ／Ｄ変換器304に送られる。該Ａ／Ｄ変換器304は入力してきた同相成分をディジタル信号に変換し、ディジタルフィルタ308に送る。該ディジタルフィルタ308は、送られてきた信号の波形整形と周波数変換（標本化周波数ｆsから標本化周波数ｆs/4へ）を行い、出力端子302を介して出力する。して、また、前記乗算器307からは、直交検波されデータの直交成分が出力され、Ａ／Ｄ変換器305に送られる。該Ａ／Ｄ変換器305は入力してきた直交成分をディジタル信号に変換し、ディジタルフィルタ309に送る。該ディジタルフィルタ309は、送られてきた信号の波形整形と周波数変換（標本化周波数ｆsから標本化周波数ｆs/4へ）を行い、出力端子303を介して出力する。
【０００６】
また、図１０は従来の直交変調器の、他の一例を示すブロック図である。この図は図１０の発振器128と９０度移相器129を除去し、代りにcos(2・π・ｆc・ｔ)信号とsin(2・π・ｆc・ｔ)信号を、乗算器に入力したものである。
【０００７】
図１０において、入力端子１と入力端子2からの標本化周波数ｆs´の同相成分と直交成分データがそれぞれ入力し、それぞれアナログ乗算器96と97に送られてくるまでは図１２と同一である。
ここで、同相成分側である前記乗算器96では、cos(2・π・ｆc・ｔ)を乗算し、加算器98に送る。同様に、直交成分側である前記乗算器97では、sin(2・π・ｆc・ｔ)を乗算し、該加算器98に送る。該加算器98は送られてきた同相成分と直交成分のデータを加算して、出力端子3を介して出力する。尚、ここで、ｔは実数である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
前述の従来技術では、アナログで処理しているため、発振器や９０度移相器、乗算器、加算器等の精度及び経年変動により、同相成分データと直交成分データの間にゲイン差、位相差、直流オフセットが発生しやすく、安定度の向上と高精度化が困難であった。また非対称な変調スペクトルとなるため、性能が劣化した。
【０００９】
次にディジタル処理によって直交変復調行うために、装置を直交変調器や直交復調器、またディジタルフィルタで構成すると、複雑な信号発生器、乗算器、高速のディジタルフィルタＬＳＩなどを必要とし、回路構成が大規模になってしまうという問題があった。
【００１０】
また、標本化周波数を４倍に周波数変換すると、阻止域に対して通過域が狭くなるため、急峻なフィルタを設計しなければならず、フィルタ係数の設計が難しい。このため２倍の周波数変換を２回行う方法もよく行われるが、標本化周波数変換を２回行うため、同相成分用と直交成分用合せて４つのフィルタが必要となり、２回目の標本化周波数変換には動作周波数の高い、高速ディジタルフィルタが必要となるといった欠点があった。
【００１１】
本発明は、上記の欠点を除去し、以下の目的を達成することにある。
【００１２】
本発明の第１の目的は、同相成分データと直交成分データの間にゲイン差、位相差、直流オフセットが発生しないディジタル直交変調器または直交復調器を提供することにある。
【００１３】
本発明の第２の目的は、直交変調時または直交復調時に必要な乗算処理および同相成分データと直交成分データの合成に乗算器を使用せず、また加算器を極力使用せずに直交変調の処理を行うディジタル直交変調器を提供することにある。
【００１４】
本発明の第３の目的は、４倍の標本化周波数変換を２倍の標本化周波数変換２回で行ったときに、標本化周波数の1/2の周波数から標本化周波数への２倍の標本化周波数変換に、必要となる前記標本化周波数と同一周波数で動作するディジタルフィルタの代わりに、動作周波数が前記標本化周波数の1/2のディジタルフィルタを用いて構成したディジタル直交変調器を提供することにある。
【００１５】
本発明の第４の目的は、４倍の標本化周波数変換を２倍の標本化周波数変換２回で行ったときに、標本化周波数の1/2の周波数から標本化周波数ｆsへの２倍の標本化周波数変換に必要となる同相成分データ用と直交成分データ用の、２つのディジタルフィルタを１つのディジタルフィルタで構成したディジタル直交変調器を提供することにある。
【００１６】
本発明の第５の目的は、４倍の標本化周波数変換に必要なフィルタ、及び直交変調処理を１つのディジタルフィルタで構成したディジタル直交変調器を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記第１の目的を達成するため、ディジタル信号処理を用いて構成したものである。
【００１８】
また、第２の目的を達成するため、直交変調時または直交検波時の入力データの標本化周波数に対し、搬送波周波数が1/4であり、変調出力または復調出力は同相成分データ、直交成分データが交互に１倍あるいは−１倍されて出力されることを利用し、直交変調には必要な乗算器と加算器をセレクタと符号反転器に置き換えて処理を簡略化し、直交検波には乗算器を使用せず簡単な構成のディジタル回路で形成したものである。
【００１９】
また、第３の目的を達成するため、前記直交変調時に必要な乗算器と加算器をセレクタと符号反転器に置き換えて処理し、標本化周波数の1/4の周波数から標本化周波数への４倍の標本化周波数変換を、1/4から1/2と1/2から標本化周波数へと２倍標本化周波数変換２回に分けて行い、該２倍の標本化周波数変換における補間処理は、”０”と”データ”を後段のディジタルフィルタの動作周波数で切換えることによって行い、２回の２倍標本化周波数変換のうち後段の1/2から標本化周波数への標本化周波数変換では、ディジタルフィルタの動作周波数を標本化周波数の1/2にしたものである。
【００２０】
また、第４の目的を達成するため、本発明の第２の目的を解決するための手段と、第３の目的を解決するための手段を利用し、２回の２倍標本化周波数変換のうち後段の２倍標本化周波数変換は、同相成分データ用と直交成分データ用を１つのディジタルフィルタで構成したものである。
【００２１】
また、第５の目的を達成するため、複素係数ディジタルフィルタを用いて構成し、４倍の標本化周波数変換に必要なフィルタと直交変調処理機能を１つのディジタルフィルタで構成したものである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下の説明において、ｆs´とｆsは標本化周波数（ｆs´=ｆs/4）、Ｔ=n/ｆs（ｎ：整数）で、ｆcは搬送周波数とし、ｆc=ｆs/4する。
【００２３】
本発明の第１の目的を達成させた一実施例を図１と図１６によって説明する。図１は本発明の直交変調器の一例を示すブロック図である。1と2は入力端子、3は出力端子、4と5は補間器、6と7は動作周波数ｆsのディジタルフィルタ、8と9はディジタル乗算器、10はディジタル加算器、11はＤ／Ａ変換器である。
【００２４】
入力端子1は補間器4に接続し、該補間器４はフィルタ6に接続する。該フィルタ6は乗算器8に接続し、該乗算器8は加算器10に接続する。同様に、入力端子2は補間器5に接続し、該補間器5はフィルタ7に接続する。該フィルタ7は乗算器9に接続し、該乗算器9は前記加算器10に接続する。前記加算器10はＤ／Ａ変換器11に接続し、該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続されている。
【００２５】
図１において、入力端子１を介して、標本化周波数ｆｓ´の同相成分データを補間器4に入力する。該入力データは、該補間器4によって標本化周波数ｆsに周波数変換され、フィルタ6に送られる。該フィルタ6は入力されたデータから不要周波数成分を除去して、乗算器8に送る。同様にして、入力端子2を介して標本化周波数ｆｓ´の直交成分データを補間器5に入力し、該補間器5とフィルタ7を通って、標本化周波数ｆsに周波数変換された直交成分データが乗算器9に送られる。該標本化周波数ｆsに周波数変換した同相成分データは、前記乗算器8によりcos(2・π・ｆc・Ｔ)を乗算し、また直交成分データは、前記乗算器9によりsin(2・π・ｆc・Ｔ)を乗算する。前記乗算器8と前記乗算器9の乗算データは加算器10にそれぞれ送られ、該加算器10によって加算され、Ｄ／Ａ変換器11に送られる。該Ｄ／Ａ変換器11は送られてきたデータをアナログデータに変換して、出力端子3を介して直交変調したデータとして出力する。
【００２６】
図１６は本発明の直交復調器の一例を示すブロック図である。図で使用している符号は、図１５と共通である。入力端子301はＡ／Ｄ変換器315に接続し、該Ａ／Ｄ変換器315は乗算器305と306に接続する。該乗算器305はディジタルフィルタ307に接続し、該ディジタルフィルタ307は出力端子302に接続する。前記乗算器306はディジタルフィルタ308に接続し、該ディジタルフィルタ308は出力端子303に接続する。
【００２７】
図１６において、入力端子301を介して、帯域制限された搬送波周波数ｆＩＦ（ ｆＩＦ ＝ｆs/4）の直交振幅変調信号をＡ／Ｄ変換器315に入力する。該Ａ／Ｄ変換器315は、入力された信号を標本化周波数ｆsのディジタルデータに変換し、乗算器305と306に送る。該乗算器305は、送られてきたディジタルデータに、搬送波データであるcos（2・π・ｆs/4・Ｔ)を乗算して直交検波され、フィルタ307に送る。該フィルタ307は送られてきたデータの波形整形と周波数変換（標本化周波数ｆsから標本化周波数ｆs/4へ）を行う。該周波数変換されたデータは同相成分データとして、出力端子302を介して出力される。同様に、前記乗算器306は、送られてきたディジタルデータに、搬送波データであるsin（2・π・ｆs/4・Ｔ)を乗算して直交検波され、フィルタ308に送る。該フィルタ308は送られてきたデータの波形整形と周波数変換（標本化周波数ｆsから標本化周波数ｆs/4へ）を行う。該周波数変換されたデータは直交成分データとして、出力端子303を介して出力される。
【００２８】
以上により、ディジタル信号処理を用いて直交変復調を行うことで、同相成分データと直交成分データの間にゲイン差、位相差、直流オフセットが発生しないようにしたディジタル直交変調器とディジタル直交復調器とを実現できる。
【００２９】
図１１は、図１において入力端子1に同相成分データ“Ａ”を入力し、cos (2・π・ｆc・Ｔ)=cos(1/2・π・ｆs・Ｔ)を乗算したデータと、入力端子2に直交成分データ“Ｂ”を入力し、sin (2・π・ｆc・Ｔ)=sin(1/2・π・ｆs・Ｔ)を乗算したデータとを加算したデータを表している。図１１に示すように、同相成分データ“Ａ”と直交成分データ“Ｂ”を周波数ｆsで交互に選択し、更にその選択したデータと選択したデータの符号を反転したデータとを周波数ｆs/2で交互に選択した結果と等しいことが分かる。
【００３０】
また、図１６においても、Ｔ＝n/ｆs（ｎ：整数）であるので、搬送波データは
cos（2・π・ｆs/4・Ｔ) ＝ １，０，−１，０，…
sin（2・π・ｆs/4・Ｔ) ＝ ０，１，０，−１，…
となる。また、標本化周波数変換用のディジタルフィルタ307と308の伝達関数H(Z)を
H(Z)＝１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3
とすると、ディジタルフィルタの入力データは、同相成分データ側はＡ／Ｄ変換したデータの１倍、０、−１倍、０が順番に入力され、直交成分データ側はＡ／Ｄ変換したデータの０、１倍、０、−１倍が順番に入力される。つまり、ディジタルフィルタの係数を、同相成分データ側のディジタルフィルタ307は“１，０，−１，０”とし、直交成分データ側のディジタルフィルタ308は“０，１，０，−１”とすれば、直交検波、標本化周波数変換を同時に行うことができる。
【００３１】
前述の構成により、本発明の第２の目的を達成させた一実施例を図２と図１７によって説明する。
図２は本発明の直交変調器の一例を示すブロック図である。1と2は入力端子、3は出力端子、4と5は補間器、6と7は動作周波数ｆsのディジタルフィルタ、11はＤ／Ａ変換器、12は切換え周波数ｆsのセレクタ、14は切換え周波数ｆs/4のセレクタ、13は符号反転器である。
【００３２】
入力端子1は補間器4に接続し、該補間器４はフィルタ6に接続する。該フィルタ6はセレクタ12の端子▲１▼に接続する。同様に、入力端子2は補間器5に接続し、該補間器5はフィルタ7に接続する。該フィルタ7は前記セレクタ12の端子▲２▼に接続する。該セレクタ12の端子▲３▼はセレクタ11の端子▲１▼と符号反転器13に接続する。該符号反転器13は前記セレクタ11の端子▲２▼に接続し、前記セレクタ11の端子▲３▼はＤ／Ａ変換器11に接続する。そして、該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続している。
【００３３】
図２において、入力端子1を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データを補間器4に入力する。該補間器4は入力したデータを標本化周波数ｆsに周波数変換してフィルタ6に送る。該フィルタ6は送られてきたデータから不要周波数成分を除去して、セレクタ12の端子▲１▼に送る。同様に、入力端子２を介して、標本化周波数ｆs´の直交成分データを補間器5に入力し、該補間器5は入力した直交成分データを標本化周波数ｆsに周波数変換してフィルタ7に送る。該フィルタ7は入力されたデータから不要成分を除去して、前記セレクタ12の端子▲２▼に送る。
【００３４】
次に、図１１の結果となるように、前記標本化周波数に周波数変換した同相成分データと直交成分データとを、前記セレクタ12により周波数ｆsで交互に切換えて出力し、更にその切換えたデータと切換えたデータを符号反転器13により符号反転したデータとを、セレクタ14により周波数ｆs/2で交互に切換えて出力し、Ｄ／Ａ変換器11に送る。該Ｄ／Ａ変換器11は、送られてきたデータをアナログデータに変換して直交変調したデータとして、出力端子３を介して出力する。従って、乗算器と加算器を使用しないで、ディジタル変調処理ができる。
【００３５】
図１７は本発明の直交復調器の一例を示すブロック図である。301は入力端子、302と303は出力端子、310と311は加算器、316，317，318は動作周波数ｆsのシフトレジスタ、319と320は動作周波数ｆs/4のシフトレジスタである。入力端子301はＡ／Ｄ変換器315に接続し、該Ａ／Ｄ変換器315は加算器310とシフトレジスタ316に接続している。該シフトレジスタ316はシフトレジスタ317と加算器311に接続され、該シフトレジスタ317はシフトレジスタ318と前記加算器310に接続している。該シフトレジスタ318は前記加算器311に接続され、前記加算器311はシフトレジスタ320に接続している。該シフトレジスタ320は出力端子303に接続する。前記加算器310はシフトレジスタ319に接続し、該シフトレジスタ319は出力端子302に接続する。
【００３６】
図１７において、入力端子301を介して帯域制限された搬送波周波数ｆＩＦ（＝ｆs/4）の直交振幅変調信号がＡ／Ｄ変換器315に入力する。該Ａ／Ｄ変換器315は入力した信号を標本化周波数ｆsのディジタルデータに変換し、シフトレジスタ316と加算器310に送る。該シフトレジスタ316は、周波数ｆsで動作するシフトレジスタであり、１サンプル（＝ｆs）遅延したデータをシフトレジスタ317と加算器311に送る。該シフトレジスタ317もデータを１サンプル（＝ｆs）遅延させ、加算器310とシフトレジスタ318に送る。該シフトレジスタ318もまた、データを１サンプル（＝ｆs）遅延させ、加算器311に送る。以上により、同相成分側のフィルタ係数は“０，−１，０，１”であるので、前記Ａ／Ｄ変換器315からの出力データを２サンプル前のデータ（シフトレジスタ317の出力）から加算器310によって減算する。同様に、直交成分側のフィルタ係数は“−１，０，１，０”であるので、前記Ａ／Ｄ変換器315の出力データの１サンプル前のデータ（シフトレジスタ316の出力）を３サンプル前のデータ（シフトレジスタ318の出力）から加算311によって減算する。ここで、標本化周波数ｆs/4へ標本化周波数変換するので、加算器310と311の出力データを動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ319と320とによりそれぞれ取り出し出力端子302と303から出力する。
【００３７】
図１３と図１８は、本発明の第２の目的を達成する他の実施例である。
図１３は変調器のブロック図で、図２の構成における、補間器とディジタルフィルタ（動作周波数ｆs）の構成（ディジタル補間フィルタ）をシフトレジスタ（動作周波数ｆs/4）で構成したものである。即ち、補間器4とディジタルフィルタ6（動作周波数ｆs）を動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ116に、補間器5とディジタルフィルタ7（動作周波数ｆs）を動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ117に置換えている。
【００３８】
以下、図１３の動作を説明する。ここで、補間器による４倍の周波数変換処理は、入力データの標本化周波数ｆc（=ｆs/4 （周期：41/ｆs））に対し、“データ”と“データ”の間に 周期：31/ｆs は“０”を“データ”の代わりに挿入するように切換えることによって行うことが出来る。この時、動作周波数ｆsのディジタルフィルタの伝達関数H(Z)を次式
H(Z)＝１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3
とすると、ディジタルフィルタの出力データは、補間する前の入力データを動作周波数ｆs/4のシフトレジスタで保持した出力データと同等であることがわかる。つまり、動作周波数ｆsのディジタル補間フィルタを動作周波数ｆs/4のシフトレジスタに置き換えて処理することが可能となる。
【００３９】
図１８は復調器のブロック図で、図１７の構成における、加算器の動作周波数をｆsではなく、ｆs/4で動作させる場合の構成を示したものである。即ち、加算器310に入力するデータを動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ321と323を通して受け、加算器311に入力するデータを動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ322と324を通して受けるようにしている。またその代りに、加算器310の出力側の動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ319と、加算器311の出力側の動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ320とが削除されている。
【００４０】
以下、図１８の動作を説明する。
図１８において、入力端子301を介して帯域制限された搬送波周波数ｆＩＦ（＝ｆs/4）の直交振幅変調信号がＡ／Ｄ変換器315に入力する。該Ａ／Ｄ変換器315は入力した信号を標本化周波数ｆsのディジタルデータに変換し、シフトレジスタ316とシフトレジスタ321に送る。該シフトレジスタ316は、周波数ｆsで動作するシフトレジスタであり、１サンプル（＝ｆs）遅延したデータをシフトレジスタ317とシフトレジスタ322に送る。該シフトレジスタ317もデータを１サンプル（＝ｆs）遅延させ、シフトレジスタ323とシフトレジスタ318に送る。該シフトレジスタ318もまた、データを１サンプル（＝ｆs）遅延させ、シフトレジスタ324に送る。該シフトレジスタ324と前記シフトレジスタ322は送られてきたデータをそれぞれ、標本化周波数変換して加算器処理の動作周波数をｆs/4にして加算器311に送る。前記シフトレジスタ321と前記シフトレジスタ323は送られてきたデータをそれぞれ、標本化周波数変換して加算器処理の動作周波数をｆs/4にして加算器310に送る。以上により、同相成分側のフィルタ係数は“０，−１，０，１”であるので、前記Ａ／Ｄ変換器315からの出力データ（シフトレジスタ321の出力）を２サンプル前のデータ（シフトレジスタ323の出力）から加算器310によって減算する。同様に、直交成分側のフィルタ係数は“−１，０，１，０”であるので、前記Ａ／Ｄ変換器315の出力データの１サンプル前のデータ（シフトレジスタ322の出力）を３サンプル前のデータ（シフトレジスタ324の出力）から加算311によって減算する。加算器310の同相成分出力データ（動作周波数ｆs/4）は出力端子302から出力され、加算器311の直交成分出力データ（動作周波数ｆs/4）は出力端子303から出力され。
【００４１】
図１８に示すように、加算動作が周波数ｆＳで動作できない場合には、加算処理を行う前に動作周波数ｆＳ/4のシフトレジスタにより標本化周波数変換し、それから加算処理を行えば、加算処理は周波数ｆＳ/4で動作すればよい。
【００４２】
また、図１４と図１９は本発明の第２の目的を達成する別の実施例のブロック図で、図１４は変調器、図１９は復調器である。
図１４で、116，117，118，119は動作周波数がｆs/4のシフトレジスタ、111，124，125は動作周波数がｆsのシフトレジスタ、120，121，122，123は加算器で、その他の符号は図２と共通である。
入力端子１はシフトレジスタ116に接続し、該シフトレジスタ116はシフトレジスタ118と加算器120に接続する。該シフトレジスタ118は前記加算器120に接続し、前記加算器120は加算器122に接続する。該加算器122はセレクタ12の端子▲１▼とシフトレジスタ124に接続し、該シフトレジスタ124は前記加算器122に接続する。また、入力端子2はシフトレジスタ117に接続し、該シフトレジスタ117はシフトレジスタ119と加算器121に接続する。該シフトレジスタ119は前記加算器121に接続し、前記加算器121は加算器123に接続する。該加算器123は前記セレクタ12の端子▲２▼とシフトレジスタ125に接続し、該シフトレジスタ125は前記加算器123に接続する。前記セレクタ12の端子▲３▼はセレクタ14の端子▲１▼と符号反転器13に接続し、該符号反転器13は前記セレクタ14の端子▲２▼に接続する。前記セレクタ14の端子▲３▼はシフトレジスタ111に接続し、該シフトレジスタ111はＤ／Ａ変換器11に接続する、該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続している。
【００４３】
以下、図１４の動作を説明する。図１４は、図１３より更に阻止域減衰量を多くとる場合で、動作周波数ｆsのディジタルフィルタの伝達関数H(Z)を次式
H(Z)＝（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）2
＝（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）・（１−Ｚ-4）／（１−Ｚ-1）
とし、（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）の部分は前記動作周波数ｆs/4のシフトレジスタで、（１−Ｚ-4）の部分は同じく動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ及び加算器で、（１−Ｚ-1）の部分は動作周波数ｆsのシフトレジスタ及び加算器で構成することが可能となる。尚、動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ111は、セレクタ14の端子▲３▼から送られてくるデータをラッチし、データのタイミングを調整してＤ／Ａ変換器11に送っている。
【００４４】
図１９で、図１７の加算器と出力端子の前段のシフトレジスタとの間に累積回路を設けた一例である。325と326は加算器、327と328は動作周波数ｆsのシフトレジスタ、329はクリア信号生成回路であり、他の符号は、図１７と共通である。入力端子301から、加算器310と加算器311までの接続は図１７と全く同じであり、該加算器310は加算器325に接続し、該加算器325はシフトレジスタ327とシフトレジスタ319に接続する。該シフトレジスタ319は出力端子302に接続する。また、前記加算器311は加算器326に接続し、該加算器326はシフトレジスタ328とシフトレジスタ320に接続する。該シフトレジスタ320は出力端子303に接続する。クリア信号生成回路329は前記シフトレジスタ327と328に接続する。前記シフトレジスタ327は前記シフトレジスタ325に接続し、前記シフトレジスタ328は前記シフトレジスタ326に接続する。
【００４５】
以下、図１９の動作を説明する。図１９は、図１８より更に阻止域減衰量を多くとる場合で、動作周波数ｆsのディジタルフィルタの伝達関数H(Z)を次式
H(Z)＝（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）2
＝（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）
とする。この時、入力端子301から加算器310と311までで構成される前段の（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）は、前記直交検波処理と標本化周波数変換処理を組み合わせて行うディジタルフィルタで構成し、 後段の（１＋Ｚ-1＋Ｚ-2＋Ｚ-3）は周波数ｆs／４毎に出力すればよいことを考慮すれば、加算器と動作周波数ｆsのシフトレジスタを用いた累積回路で前段の結果を累積し、４回累積した後に動作周波数ｆs／４のシフトレジスタでデータを取り込み出力し、取り込んだ後累積結果をクリアするように前記動作周波数ｆsのシフトレジスタをクリアするクリア信号発生回路を用いれば、乗算器を使用せず回路規模を縮小して構成することができる。
【００４６】
次に本発明の第３の目的を達成した一実施例を図３によって説明する。図３は本発明の直交変調器の一例を示すブロック図である。1と2は入力端子、15と16は補間器、17と18は動作周波数がｆs/2のディジタルフィルタ、19と20は補間器、21と22は動作周波数がｆsのディジタルフィルタ、12と14はセレクタ、13は符号反転器、11はＤ／Ａ変換器、3は出力端子である。
【００４７】
入力端子1は補間器15に接続し、該補間器15はフィルタ17に接続する。該フィルタ17は補間器19に接続し、該補間器19はフィルタ21に接続する。該フィルタ21はセレクタ12の端子▲１▼に接続する。同様に、端子2は補間器16に接続し、該補間器16はフィルタ18に接続する。該フィルタ18は補間器20に接続し、該補間器20はフィルタ22に接続する。該フィルタ22はセレクタ12の端子▲２▼に接続する。セレクタ12の端子▲３▼はセレクタ14の端子▲１▼と符号反転器13に接続し、該符号反転器13の出力はセレクタ14の端子▲２▼に接続する。該セレクタ14の端子▲３▼は、Ｄ／Ａ変換器11に接続し、該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続する。以下この動作について説明する。
入力端子１を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データが補間器15に入力する。該補間器15は入力したデータを標本化周波数 2ｆs´（=ｆs/2）に周波数変換して、フィルタ17に送る。該フィルタ17は、入力したデータから不要周波数成分を除去して補間器19に送る。該補間器19は、入力したデータを標本化周波数ｆsに周波数変換して、フィルタ21に送る。該フィルタ21は入力したデータから不要周波数成分を除去してセレクタ12の端子▲１▼に送る。同様に、入力端子2を介して、標本化周波数ｆs´の直交成分データが補間器16に入力する。該補間器16は入力したデータを標本化周波数2ｆs´（=ｆs/2）に周波数変換して、フィルタ18に送る。該フィルタ18は、入力したデータから不要周波数成分を除去して補間器20に送る。該補間器20は、入力したデータを標本化周波数ｆsに周波数変換して、フィルタ22に送る。該フィルタ22は入力したデータから不要周波数成分を除去して前記セレクタ12の端子▲２▼に送る。前記セレクタ12は、この標本化周波数変換した同相成分データと直交成分データを、周波数ｆsで切換える。このデータは、セレクタ14の端子▲１▼に送られるとともに、符号反転器13に送られる。該符号反転器13は符号を反転したデータを、前記セレクタ14の端子▲２▼に送る。前記セレクタ14は送られてきた２つのデータを周波数ｆs/2で切換え、Ｄ／Ａ変換器11に送る。該Ｄ／Ａ変換器11はアナログデータに変換し、直交変調したデータとして、出力端子３を介して出力する。
【００４８】
ここで、図３における補間器19と補間器20は“データ”と“０”とを周波数ｆsで交互に切換えるセレクタで構成することができ、前記ディジタルフィルタ21と前記ディジタルフィルタ22は、遅延シフトレジスタと乗算器及び加算器を用いたＦＩＲディジタルフィルタで構成することができる。この構成の一実施例を、図４を用いて説明する。
【００４９】
図４は、図３の補間器19，20とフィルタ21，22をＦＩＲディジタルフィルタで置換えたブロック図の一例で、23と24は“データ”と“０”とを周波数ｆsで交互に切換えるセレクタ、25，26，27，28，29，41，42，43，44，45は遅延シフトレジスタ、30，31，32，33，34，35，46，47，48，49，50，51は乗算器、36，37，38，39，40，52，53，54，55，56は加算器、99と100がＦＩＲディジタルフィルタで、その他は図３と同様である。入力端子1は補間器15に接続し、該補間器15はフィルタ17に接続する。該フィルタ17はセレクタ23の入力端子▲１▼に接続し、該セレクタ23の他の入力端子▲２▼はグランドに接続されている（接地されている）。該セレクタ23の出力端子▲３▼は遅延レジスタ25と乗算器30に接続され、該遅延レジスタ25は遅延レジスタ26と乗算器31に接続される。該遅延レジスタ26は遅延レジスタ27と乗算器32に接続され、該遅延レジスタ27は遅延レジスタ28と乗算器33に接続される。該遅延レジスタ28は遅延レジスタ29と乗算器34に接続され、該遅延レジスタ29は乗算器35に接続される。前記乗算器30と前記乗算器31は加算器36に接続し、該加算器36と前記乗算器32は加算器37に接続する。該加算器37と前記乗算器33は加算器38に接続し、該加算器38と前記乗算器34は加算器39に接続する。該加算器39と前記乗算器35は加算器40に接続し、該加算器40はセレクタ12の端子▲１▼に接続する。同様に、入力端子2は補間器16に接続し、該補間器16はフィルタ18に接続する。該フィルタ18はセレクタ24の端子▲１▼に接続し、該セレクタ24の他の端子▲２▼はグランドに接続されている（接地されている）。該セレクタ24の端子▲３▼は遅延レジスタ41と乗算器46に接続され、該遅延レジスタ41は遅延レジスタ42と乗算器47に接続される。該遅延レジスタ42は遅延レジスタ43と乗算器48に接続され、該遅延レジスタ43は遅延レジスタ44と乗算器49に接続される。該遅延レジスタ44は遅延レジスタ45と乗算器50に接続され、該遅延レジスタ45は乗算器51に接続される。前記乗算器46と前記乗算器47は加算器52に接続し、該加算器52と前記乗算器48は加算器53に接続する。該加算器53と前記乗算器49は加算器54に接続し、該加算器54と前記乗算器50は加算器55に接続する。該加算器55と前記乗算器51は加算器56に接続し、該加算器56は前記セレクタ12の入力端子▲２▼に接続する。前記セレクタ12の端子▲３▼はセレクタ14の端子▲１▼と符号反転器13に接続し、該符号反転器13は前記セレクタ14の端子▲２▼に接続する。前記セレクタ14の端子▲３▼はＤ／Ａ変換機11に接続し、該Ｄ／Ｄ変換機11は出力端子3に接続している。ここで、遅延レジスタ25〜29及び乗算器30〜35並びに加算器36〜40の構成がＦＩＲフィルタ99で、遅延レジスタ41〜45及び乗算器46〜51並びに加算器52〜56の構成がＦＩＲフィルタ100である。
図５は、図４の構成から、乗算器31，33，35，46，48，50と加算器36，38，40，52，53，55を削除したものである。ここで遅延レジスタ25〜29及び乗算器30，32，34並びに加算器37，39の構成がＦＩＲフィルタ101で、遅延レジスタ41〜45及び乗算器47，49，51並びに加算器54，56の構成がＦＩＲフィルタ102である。また図６は、図５の構成から、セレクタ23とセレクタ24を除去し、２つの遅延レジスタ25と26を１つにして遅延レジスタ57に、２つの遅延レジスタ27と28を１つにして遅延レジスタ58に、２つの遅延レジスタ42と43を１つにして遅延レジスタ59に、２つの遅延レジスタ44と45を１つにして遅延レジスタ60にし、かつ遅延レジスタ41を削除した構成のものである。ここで、遅延レジスタ57，58及び乗算器30，32，34並びに加算器37，39の構成がＦＩＲフィルタ103で、遅延レジスタ59，60及び乗算器47，49，51並びに加算器54，56の構成がＦＩＲフィルタ102である。
【００５０】
次に図４の動作の一例を説明する。入力端子1を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データが補間器15に入力する。該補間器15は入力したデータを標本化周波数 2ｆs´（=ｆs/2）に標本化周波数変換して、フィルタ17に送る。該フィルタ17は入力したデータの不要周波数成分を除去して、セレクタ23に送る。該セレクタ23は、周波数ｆsで“データ”と“０”を交互に切換えることにより０補間を行い、乗算器30，31，32，33，34，35の乗算係数a0，a1，a2，a3，a4，a5のＦＩＲディジタルフィルタ99へ入力する。この時、前記セレクタ23による補間出力は“データ”と“０”を交互に出力されるため、遅延シフトレジスタ29，28，27，26，25の出力データをそれぞれx0，x1，x2，x3，x4とし、前記セレクタ23の出力データをx5とすると、前記セレクタ23がデータ方向に接続しているとき、前記ＦＩＲフィルタ99の出力は（x1・a4＋x3・a2＋x5・a0）となり、前記セレクタ23がグランド方向に接続しているとき、前記ＦＩＲフィルタ99の出力は（x0・a5＋x2・a3＋x4・a1）となる。同様に、入力端子2を介して、標本化周波ｆs´の直交成分データが補間器16に入力する。該補間器16は入力したデータを標本化周波数2ｆs´（=ｆs/2）に標本化周波数変換して、フィルタ18に送る。該フィルタ18は入力したデータの不要周波数成分を除去して、セレクタ24に送る。該セレクタ24は、周波数ｆsで“データ”と“０”交互に切換えることにより０補間を行い、それぞれb0，b1，b2，b3，b4，b5の乗算係数で構成される乗算器46，47，48，49，50，51を有するＦＩＲフィルタ100へ入力する。また、遅延シフトレジスタ45，44，43，42，41の出力データをy0，y1，y2，y3，y4とし、前記セレクタ24の出力データをy5とすると、前記セレクタ24がデータ入力側端子▲１▼に接続しているとき、前記ＦＩＲフィルタ100の出力は（y1・b4＋y3・b2＋y5・b0）となり、前記セレクタ24の入力側が端子▲２▼のグランド方向に接続しているとき、前記ＦＩＲフィルタ100の出力は（y0・b5＋y2・b3＋y4・b1）となる。これらＦＩＲフィルタ99と100の出力を、前記セレクタ23と前記セレクタ24がデータ方向に接続されているときは、同相成分データ側のＦＩＲディジタルフィルタ99の出力と接続し、前記セレクタ23と前記セレクタ24がグランド方向に接続されているときは、直交成分データ側のＦＩＲディジタルフィルタ100の出力と接続されるように前記セレクタ12により切換える。この後は、図３の説明と同じ動作をするので、説明は省略する。ここで、前記セレクタ12の出力は、（x1・a4＋x3・a2＋x5・a0）と（y0・b5＋y2・b3＋y4・b1）が交互に出力されることとなるので、図５に示すディジタルフィルタの構成に置き換えることができる。また、前記セレクタ23と前記セレクタ24による０補間を行わないと、x5＝x4，x3=x2，x1=x0、y5＝y4，y3＝y2，y1＝y0となるため、図６に示すディジタルフィルタの構成に置き換えることができ、このＦＩＲディジタルフィルタは動作周波数ｆs/2で動作させることが可能となる。
【００５１】
次に本発明の第４の目的を達成させた一実施例を図７によって説明する。
1と2は入力端子、15と16は補間器、17と18はディジタルフィルタ、14，61，71，72，73はセレクタ、62，63，64，65は遅延レジスタ、66，67，68は乗算器、69と70は加算器、200はディジタルフィルタ、13は符号反転器、11はＤ／Ａ変換器、3は出力端子である。入力端子1は補間器15に接続し、該補間器15はフィルタ17に接続する。該フィルタ17はセレクタ61の端子▲１▼に接続する。同様に、入力端子2は補間器16に接続し、該補間器16はフィルタ18に接続する。該フィルタ18は前記セレクタ61の端子▲２▼に接続する。前記セレクタ61の端子▲３▼は遅延レジスタ62と乗算器66に接続し、該遅延レジスタ62は遅延レジスタ63に接続する。該遅延レジスタ63は遅延レジスタ64と乗算器67に接続し、該遅延レジスタ64は遅延レジスタ65に接続する。セレクタ71は、乗算係数a0と乗算係数b1とを切換えて前記乗算器66に乗算する。同様に、セレクタ72は、乗算係数a2と乗算係数b3とを切換えて前記乗算器67に、セレクタ73は、乗算係数a4と乗算係数b5とを切換えて前記乗算器68に乗算する。前記乗算器66と前記乗算器67は加算器69に接続し、該加算器69と前記乗算器68は加算器70に接続する。該加算器70はセレクタ14の端子▲１▼と符号反転器13に接続し、該符号反転器は前記セレクタ14の端子▲２▼に接続する。前記セレクタ14の端子▲３▼はＤ／Ａ変換器11に接続し、該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続する。ここで、遅延レジスタ62〜65及び、乗算器66〜68並びに、加算器69，70の構成がディジタルフィルタ200である。
【００５２】
図７において、入力端子１を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データが補間器15に入力する。該補間器15は入力したデータを標本化周波数 2ｆs´に周波数変換して、フィルタ17に送る。該フィルタ17は送られてきたデータから不要周波数成分を除去してセレクタ61の端子▲１▼に送る。同様に、入力端子2を介して、標本化周波数ｆs/4の直交成分データが補間器16に入力する。該補間器16は入力したデータを標本化周波数 2ｆs´に周波数変換して、フィルタ18に送る。該フィルタ18は送られてきたデータから不要周波数成分を除去してセレクタ61の端子▲２▼に送る。該セレクタ61は、入力した同相成分データと直交成分データとを周波数ｆsで切換えて交互に端子▲３▼から出力し、遅延レジスタ62と乗算器66に送る。例えば、前記セレクタ61の入力を直交成分データ側（端子▲２▼）に接続すると、前記セレクタ61の出力（端子▲３▼）、遅延シフトレジスタ63の出力、及び遅延シフトレジスタ65の出力が直交成分データとなり、前記遅延シフトレジスタ62の出力、及び遅延シフトレジスタ64の出力が同相成分データとなる。従って、前記乗算器66、乗算器67、乗算器68には直交成分が入力されることとなる。逆に、前記セレクタ61を同相成分データ側（端子▲１▼）に接続すれば、前記乗算器66、前記乗算器67、前記乗算器68には直交成分が入力されることとなる。ここで、前記乗算器66、前記乗算器67、前記乗算器68の乗算係数は、前記セレクタ61が同相成分データ側と接続されていれば同相成分用の乗算係数、前記セレクタ61が直交成分データ側と接続されていれば直交成分用の乗算係数を選択するようにセレクタ71、セレクタ72、及びセレクタ73を接続される。この時、図６同様に同相成分データ側の乗算係数をa0、a2、a4とし、直交成分データ側の乗算係数をb1、b3、b5とすると、加算器70の出力は図６のセレクタ12の出力と一致する。
以上のように、標本化周波数を２倍の周波数（ｆs/2からｆs）に変換するとき、従来同相成分と直交成分で別々に行っていた処理を１つのディジタルフィルタ構成で実現できる。
【００５３】
次に第５の目的を達成させた一実施例を図８と図９を用いて説明する。
図８において、1と2は入力端子、4と5は補間器、74、75、76、77、89、90、91、92、93は遅延シフトレジスタ、78、79、80、86、87、88は乗算器、81、82、83、84、85は加算器、201は複素係数フィルタ、11はＤ／Ａ変換器、3は出力端子である。また、図９は図８における周波数−振幅特性を説明する図で、横軸が周波数、縦軸が振幅を表し、(1)は複素係数フィルタの入力信号の周波数特性、(2)は実係数フィルタの周波数特性、(3)は実係数フィルタからアｆs/4周波数シフトした複素係数フィルタの周波数特性、(4)は(3)のフィルタを通った出力信号の周波数特性、(5)は複素係数フィルタの出力を１信号（実部側）だけとしたときの出力周波数特性である。
また図８の接続は、入力端子１は補間器4に接続し、該補間器4は遅延レジスタ74と乗算器78に接続する。該遅延レジスタ74は遅延レジスタ74に接続し、該遅延レジスタ75は遅延レジスタ76と乗算器79に接続する。該遅延レジスタ76は遅延レジスタ77に接続し、該遅延レジスタ77は乗算器80に接続する。また、入力端子2は補間器5に接続し、該補間器5は遅延レジスタ89に接続する。該遅延レジスタ89は遅延レジスタ90と乗算器86に接続し、該遅延レジスタ90は遅延レジスタ91に接続する。該遅延レジスタ91は遅延レジスタ92と乗算器87に接続し、該遅延レジスタ92は遅延レジスタ93に接続する。該遅延レジスタ93は乗算器88に接続する。前記乗算器78と前記乗算器86は加算器81に接続し、該加算器81と前記乗算器79は加算器82に接続する。該加算器82と前記乗算器87は加算器83に接続し、該加算器83と前記乗算器80は加算器84に接続する。該加算器84と前記乗算器88は加算器85に接続し、該加算器85はＤ／Ａ変換器11に接続する。該Ｄ／Ａ変換器11は出力端子3に接続する。ここで、遅延レジスタ74〜80，89〜93及び、乗算器78〜80，86〜88並びに、加算器81〜85の構成が複素係数フィルタ201である。
【００５４】
入力端子1を介して、標本化周波数ｆs´の同相成分データを補間器4に入力する。該補間器４は送られてきたデータを標本化周波数 2ｆs´（=ｆs/2）に周波数変換して、遅延レジスタ74と乗算器78に送る。同様に、入力端子2を介して、標本化周波数ｆs´の直交成分データを補間器5に入力する。該補間器5は送られてきたデータを標本化周波数2ｆs´（=ｆs/2）に周波数変換して、遅延レジスタ89に送る。前記遅延レジスタ74に入力したデータはｆs/4遅延して遅延レジスタ75に送られ、該遅延レジスタ75は入力したデータを更にｆs/4遅延して、遅延レジスタ76と乗算器79に送る。該遅延レジスタ76に入力したデータはｆs/4遅延して遅延レジスタ77に送られ、該遅延レジスタ77は入力したデータを更にｆs/4遅延して、乗算器80に送る。前記遅延レジスタ89に入力したデータはｆs/4遅延して遅延レジスタ90と乗算器86に送られ、該遅延レジスタ90は入力したデータを更にｆs/4遅延して、遅延レジスタ91に送る。該遅延レジスタ91に入力したデータはｆs/4遅延して遅延レジスタ92と乗算器87に送られ、該遅延レジスタ92は入力したデータを更にｆs/4遅延して、遅延レジスタ93に送る。該遅延レジスタ93は入力したデータをｆs/4遅延して乗算器88に送る。前記乗算器78に送られてきたデータは乗算係数a0を乗算されて加算器81に送られる。また、前記乗算器86に送られてきたデータも乗算係数a1を乗算されて前記加算器81に送られる。前記加算器81に入力した２つのデータは加算され加算器82に送られる。前記遅延レジスタ79に送られてきたデータは乗算係数“−a2”を乗算されて前記加算器82に送られる。前記加算器82は送られてきた２つのデータを加算して、加算器83に送る。前記遅延レジスタ87に送られてきたデータは乗算係数“−a3”を乗算されて前記加算器83に送られる。前記加算器83は送られてきた２つのデータを加算して、加算器84に送る。前記遅延レジスタ80に送られてきたデータは乗算係数“a4”を乗算されて前記加算器84に送られる。前記加算器84は送られてきた２つのデータを加算して、加算器85に送る。前記遅延レジスタ88に送られてきたデータは乗算係数“a5”を乗算されて前記加算器85に送られる。前記加算器85は送られてきた２つのデータを加算して、Ｄ／Ａ変換器11に送る。該Ｄ／Ａ変換器11は、送られてきたデータをアナログデータに変換し、直交変調したデータとして、出力端子3を介して出力する。前記遅延シフトレジスタ74，75，76，77，89，90，91，92，93、及び前記乗算器78，79，80，86，87，88、並びに加算器81，82，83，84，85で構成した部分は複素係数フィルタ201である。 ここで、図８における複素係数フィルタ201の入力信号の周波数特性は図９(1)のようになっている。しかし、必要とする信号は（nｆs）±（ｆs/4）［n：整数］であり、他信号（図９(1)の斜線部）は妨害信号となる。
この妨害信号を除去するには、図９(2)に示す実係数フィルタの周波数特性をアｆs/4だけ周波数シフトした、図９(3)に示す複素係数フィルタが必要である。ここで、図８において入力信号は複素信号として表すことができるため、フィルタ係数を複素係数で表す。
【００５５】
もとになる実係数フィルタの周波数特性図９(2)に対する伝達関数Ｈ(z)において、周波数をｆaシフトしたフィルタを考´ると、
ｚ＝exp（ｓＴ）＝exp（ｊωＴ）＝exp（ｊ２πf／ｆs）
であるので、周波数をシフトすると、ｆ−ｆaを代入して
ｚ´＝exp（ｊ２π（ｆ−ｆa）／ｆs）
＝ｚ・exp（−ｊ２πｆa／ｆs）＝ｚ・α
となる。すなわち、複素係数αがかかる。ここで、ｆa＝ｆs/4とすると
α＝−ｊ
となる。もとのフィルタがＦＩＲ形であるとすると、
H(z)＝a0＋a1・ｚ-1＋a2・ｚ-2＋…＋an・ｚ-n （a0〜an）：フィルタ係数
は、
H(z)＝a0−a2・ｚ-2＋…＋an・ｚ-n＋ｊ・(a1・ｚ-1−a3・ｚ-3＋…＋an-1・ｚ-n-1）
となり、伝達関数は実部と虚部が完全に分離した形となる。この複素係数フィルタは、伝達関数の係数が複素数で表されるため、周波数の正負で対称な周波数特性にならず、０からｆsで繰り返す周波数特性となる。すなわち、複素係数フィルタでは０からｆsの周波数の信号を扱うことが可能で、帯域が実信号の２倍となる。周波数シフトした複素係数フィルタの周波数特性を図９(3)に示す。このフィルタの出力信号は図９(4)のようになる。
【００５６】
ところが、図８に示すように複素係数フィルタの出力を１信号（実部側）だけとすると、実係数フィルタと同じ周波数の正負で対称な周波数特性図９(5)の信号を得ることができる。
上述のように、標本化周波数を４倍に周波数変換するために必要なフィルタと直交変調器を１つのディジタルフィルタで構成することができる。
【００５７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、ディジタル信号処理を用いて直交変調を行うことで、同相成分データと直交成分データの間にゲイン差、位相差、直流オフセットが発生しないようにしたディジタル直交変調器を提供することができる。
【００５８】
また、本発明の第２の効果として、直交変調時に必要な乗算器及び加算器をセレクタと符号反転器に置き換えて処理を簡略化したディジタル直交変調器を提供することができる。
【００５９】
また更に本発明の第３の効果として、２回の２倍標本化周波数変換のうち後段の２倍標本化周波数変換は、補間処理を行わずディジタルフィルタのタップ数及び動作周波数を1/2にすることによって可能としたディジタル直交変調器を提供することができる。
【００６０】
更に本発明の第４の効果として、同相成分データ用の２倍標本化周波数変換と直交成分データ用の２倍標本化周波数変換を１つディジタルフィルタで構成することを可能としたディジタル直交変調器を提供することができる。
【００６１】
本発明の第５の効果として、４倍の標本化周波数変換に必要なフィルタ、及び直交変調処理を１つのディジタルフィルタで構成することを可能としたディジタル直交変調器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図２】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図３】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図４】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図５】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図６】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図７】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図８】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図９】 本発明の直交変調器の一例を説明する振幅特性を示す図。
【図１０】 従来の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図１１】 直交変調における同相成分データと直交成分データの合成データを示す表。
【図１２】 従来の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図１３】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図１４】 本発明の直交変調器の一例を示すブロック図。
【図１５】 従来の直交復調器の一例を示すブロック図。
【図１６】 本発明の直交復調器の一例を示すブロック図。
【図１７】 本発明の直交復調器の一例を示すブロック図。
【図１８】 本発明の直交復調器の一例を示すブロック図
【図１９】 本発明の直交復調器の一例を示すブロック図
【符号の説明】
1：入力端子（標本化周波数ｆs/4の同相成分データ入力端子）、 2：入力端子（標本化周波数ｆs/4の直交成分データ入力端子）、 3：出力端子、 4，5：補間器（周波数４倍）、 15，16，19，20：補間器（周波数２倍）、 6，7，21，22：ディジタルフィルタ（動作周波数ｆs）、 17，18：ディジタルフィルタ（動作周波数fs/2）、 8，9，66，67，68：乗算器、 30，31，32，33，34，35：乗算器、 46，47，48，49，50，51：乗算器、 78，79，80，86，87，88：乗算器、 96，97：乗算器（アナログ）、 10，69，70：加算器、 36，37，38，39，40：加算器、 52，53，54，55，56：加算器、 81，82，83，84，85：加算器、 98：加算器（アナログ）、 11，94，95：Ｄ／Ａ変換器， 12，23，24：セレクタ（切替周波数ｆs）、 61，71，72，73：セレクタ（切替周波数ｆs）、 14： セレクタ（切替周波数fs/2）、 13：符号反転器、 25，26，27，28，29：遅延シフトレジスタ（動作周波数ｆs）、 41，42，43，44，45：遅延シフトレジスタ（動作周波数ｆs）、 57，58，59，60：遅延シフトレジスタ（動作周波数fs/2）、 62、63、64、65：遅延シフトレジスタ（動作周波数ｆs）、 74，75，76，77： 遅延シフトレジスタ（動作周波数ｆs）、 89，90，91，92，93：遅延シフトレジスタ（動作周波数ｆs）、 99，100，101，102，103，104：ＦＩＲフィルタ、 111，116，117:シフトレジスタ、 128:発振器、 129:９０度移相器、 200：ディジタルフィルタ、 201：複素係数フィルタ、 301：入力端子、 302，303：出力端子、 304，305：Ａ／Ｄ変換器、 306，307：乗算器、 308，309：ディジタルフィルタ、 310，311：加算器、 313：９０度移相器、 314：発振器、 315：Ａ／Ｄ変換器、 316，317，318：動作周波数ｆsのシフトレジスタ、 319，320，321，322，323，324：動作周波数ｆs/4のシフトレジスタ、 325，326：加算器、 327，328：動作周波数ｆsのシフトレジスタ、 329：クリア信号生成回路、
Claims (5)
- 同相成分データと直交成分データの２つのディジタルデータの標本化周波数ｆs´を、標本化周波数ｆs（ｆs=4ｆs´）に標本化周波数変換した後、搬送波周波数ｆc（ ｆc =ｆs/4）で直交変調を行う直交変調器において、
Ｄ／Ａ変換器を少なくとも１つ有し、前記標本化周波数変換、及び直交変調をディジタル信号処理により実現するディジタル直交変調器であって、
動作周波数ｆ s /2 のディジタルフィルタと、
標本化周波数ｆ s/4 から標本化周波数ｆ s /2 への２倍の標本化周波数変換を行う第１の標本化周波数変換手段と、
標本化周波数ｆ s /2 から標本化周波数ｆ s への２倍の標本化周波数変換を行う第２の標本化周波数変換手段とを有し、
該第１及び第２の標本化周波数変換手段を前記ディジタルフィルタを用いて行い、前記標本化周波数ｆ s/4 の同相成分データ及び直交成分データを標本化周波数ｆ s へ標本化周波数変換したことを特徴とするディジタル直交変調器。 - 同相成分データと直交成分データの２つのディジタルデータの標本化周波数ｆs´を、標本化周波数ｆs（ｆs=4ｆs´）に標本化周波数変換した後、搬送波周波数ｆc（ ｆc =ｆs/4）で直交変調を行う直交変調器において、
Ｄ／Ａ変換器を少なくとも１つ有し、前記標本化周波数変換、及び直交変調をディジタル信号処理により実現するディジタル直交変調器であって、
前記標本化周波数ｆ s /4 の同相成分データ及び直交成分データを標本化周波数ｆ s へ標本化周波数変換する手段として、伝達関数
H(Z) ＝（１＋Ｚ -1 ＋Ｚ -2 ＋Ｚ -3 ） 2
のディジタルフィルタを用いることを特徴とするディジタル直交変調器。 - 前記標本化周波数ｆ s ／４の同相成分データ及び直交成分データを標本化周波数ｆ s へ標本化周波数変換する回路として、動作周波数ｆ s ／４のシフトレジスタ、動作周波数ｆ s のシフトレジスタ、及び加算器を組み合わせて構成し、
前記直交変調を行う回路として、セレクタと符号反転器を用いて構成することを特徴とする前記請求項２に記載のディジタル直交変調器。 - アナログ直交振幅変調信号をディジタル変換した後、ディジタル信号処理によりディジタル直交検波信号を出力するディジタル直交復調器において、
前記アナログ直交振幅変調信号の搬送周波数をｆＩＦ、前記ディジタル変換の標本化周波数をｆs 、直交検波に用いる直交局部発振信号の周波数ｆＣとして、
ｆs ＝４・ ｆＩＦ
と、
ｆc ＝ ｆs ／４
との関係が成立する構成を有し、
直交検波後に標本化周波数をｆsからｆs／４へ標本化周波数変換するディジタル直交復調器であって、
前記標本化周波数変換を行う手段として、伝達関数 H(Z)
H(Z) ＝（１＋Ｚ -1 ＋Ｚ -2 ＋Ｚ -3 ） 2
のディジタルフィルタを用いることを特徴とするディジタル直交復調器。 - 前記請求項５に記載のディジタル直交復調器であって、
直交検波及び標本化周波数変換を行う回路が、４タップのＦＩＲディジタルフィルタを有し、係数に１、あるいは０、あるいは−１を用いた構成とすることを特徴とするディジタル直交復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32464797A JP3953164B2 (ja) | 1997-11-26 | 1997-11-26 | ディジタル直交変調器及び復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32464797A JP3953164B2 (ja) | 1997-11-26 | 1997-11-26 | ディジタル直交変調器及び復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11163953A JPH11163953A (ja) | 1999-06-18 |
| JP3953164B2 true JP3953164B2 (ja) | 2007-08-08 |
Family
ID=18168166
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32464797A Expired - Fee Related JP3953164B2 (ja) | 1997-11-26 | 1997-11-26 | ディジタル直交変調器及び復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3953164B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1089512A1 (en) * | 1999-09-30 | 2001-04-04 | Sony International (Europe) GmbH | Telecommunication device with analog fourier transformation unit |
| JP4401857B2 (ja) | 2004-04-27 | 2010-01-20 | パナソニック株式会社 | デジタル変調装置および方法 |
| JP2006115161A (ja) * | 2004-10-14 | 2006-04-27 | Nippon Antenna Co Ltd | 伝送装置 |
| JP4598587B2 (ja) * | 2005-04-08 | 2010-12-15 | パナソニック株式会社 | デジタル変調装置及びデジタル変調方法 |
-
1997
- 1997-11-26 JP JP32464797A patent/JP3953164B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11163953A (ja) | 1999-06-18 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
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|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040823 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061003 |
|
| A521 | Written amendment |
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|
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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