JP2002300224A - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
- Publication number
- JP2002300224A JP2002300224A JP2001097977A JP2001097977A JP2002300224A JP 2002300224 A JP2002300224 A JP 2002300224A JP 2001097977 A JP2001097977 A JP 2001097977A JP 2001097977 A JP2001097977 A JP 2001097977A JP 2002300224 A JP2002300224 A JP 2002300224A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sampling rate
- signal
- rate
- conversion
- quadrature
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- Pending
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- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交復調方式の受信装置において、入力側の
Ａ／Ｄ変換のサンプリングレートに関係なく復調処理の
ときの信号のサンプリングレートを選べるようにする。 【解決手段】 Ａ／Ｄ変換のサンプリングレートとは独
立にその出力周波数を選定できるクロック発振器１０５
を設け、この出力クロックによるリサンプル処理を用い
て、帯域制限されたベースバンドの同相及び直交成分を
インターポレーションフィルタ１０１、１０２でレート
変換し、所望のサンプリングレートの信号としたのち復
調処理を行う。
Ａ／Ｄ変換のサンプリングレートに関係なく復調処理の
ときの信号のサンプリングレートを選べるようにする。 【解決手段】 Ａ／Ｄ変換のサンプリングレートとは独
立にその出力周波数を選定できるクロック発振器１０５
を設け、この出力クロックによるリサンプル処理を用い
て、帯域制限されたベースバンドの同相及び直交成分を
インターポレーションフィルタ１０１、１０２でレート
変換し、所望のサンプリングレートの信号としたのち復
調処理を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、受信した変調波を
マルチレート信号処理によって復調するようにした受信
装置に係り、とくに変調方式や変調信号の帯域が異なる
種々の変調波を受信・復調可能な受信装置に関する。
マルチレート信号処理によって復調するようにした受信
装置に係り、とくに変調方式や変調信号の帯域が異なる
種々の変調波を受信・復調可能な受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】変調信号の帯域あるいはディジタル変調
信号の場合のパルスレートが異なったり、変調方式が異
なる通信システムが混在する環境下で、これら異なる通
信システムの信号を選択して受信可能な受信装置では、
受信した変調信号に応じたフィルタリングや復調処理を
行う必要がある。また、このような受信装置をＤＳＰ等
のディジタル処理で実現する場合には、ディジタル処理
装置の処理負荷を軽減するために、扱うディジタル信号
のサンプリングレートを変換して処理を実行するマルチ
レート信号処理が用いられる。
信号の場合のパルスレートが異なったり、変調方式が異
なる通信システムが混在する環境下で、これら異なる通
信システムの信号を選択して受信可能な受信装置では、
受信した変調信号に応じたフィルタリングや復調処理を
行う必要がある。また、このような受信装置をＤＳＰ等
のディジタル処理で実現する場合には、ディジタル処理
装置の処理負荷を軽減するために、扱うディジタル信号
のサンプリングレートを変換して処理を実行するマルチ
レート信号処理が用いられる。
【０００３】図４は、上記のような受信装置の構成例を
示すブロック図で、入力された中間周波数のデジタル変
調波信号がＡ／Ｄ変換器１でＡＤ変換され、直交復調処
理部２へ入力される。直交復調処理部２では、所定のキ
ャリア周波数の互いに直交した信号がキャリア発生器２
１から出力され、乗算器２２、２３にて入力信号とそれ
ぞれ乗算される。乗算器２２、２３の出力ベースバンド
信号は、それぞれデシメーションフィルタ２４、２５に
よりサンプリングレートが降下され、所定のサンプリン
グレートとなる。この信号は、入力信号の変調方式、帯
域等に適合した帯域制限フィルタ２６、２７によりそれ
ぞれ帯域制限処理される。この帯域制限フィルタ２６、
２７としてはナイキストフィルタが一般に用いられる。
帯域制限フィルタ２６、２７の出力は復調処理２８へ入
力され、入力信号の変調方式に適合した復調処理が行わ
れ、復調データとして出力される。ここでデシメーショ
ンフィルタは、一般にＣＩＣフィルタ（Ｃａｓｃａｄｅ
ｄ Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ−Ｃｏｍｂ Ｆｉｌｔｅｒ）
やハーフバンドフィルタ等により構成され、例えば入力
信号が１２００ ｂａｕｄ／ｓのとき、４倍オーバサン
プリングのレートとするときはデシメーションフィルタ
出力のレートは４８００Ｈｚとなる。
示すブロック図で、入力された中間周波数のデジタル変
調波信号がＡ／Ｄ変換器１でＡＤ変換され、直交復調処
理部２へ入力される。直交復調処理部２では、所定のキ
ャリア周波数の互いに直交した信号がキャリア発生器２
１から出力され、乗算器２２、２３にて入力信号とそれ
ぞれ乗算される。乗算器２２、２３の出力ベースバンド
信号は、それぞれデシメーションフィルタ２４、２５に
よりサンプリングレートが降下され、所定のサンプリン
グレートとなる。この信号は、入力信号の変調方式、帯
域等に適合した帯域制限フィルタ２６、２７によりそれ
ぞれ帯域制限処理される。この帯域制限フィルタ２６、
２７としてはナイキストフィルタが一般に用いられる。
帯域制限フィルタ２６、２７の出力は復調処理２８へ入
力され、入力信号の変調方式に適合した復調処理が行わ
れ、復調データとして出力される。ここでデシメーショ
ンフィルタは、一般にＣＩＣフィルタ（Ｃａｓｃａｄｅ
ｄ Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ−Ｃｏｍｂ Ｆｉｌｔｅｒ）
やハーフバンドフィルタ等により構成され、例えば入力
信号が１２００ ｂａｕｄ／ｓのとき、４倍オーバサン
プリングのレートとするときはデシメーションフィルタ
出力のレートは４８００Ｈｚとなる。
【０００４】図５は復調処理２８の構成例で、図４の帯
域制限フィルタ２６、２７からの信号は、ＡＧＣのため
の乗算／シフト回路５１、５２へ夫々入力され、この出
力はレート変換回路５３で再びレート変換され、アナロ
グ信号のときは直交／実信号変換器５５、５６によって
直交信号から実信号への変換が行われる。位相／絶対値
回路５４は、ディジタル信号のときの位相角を求めて復
調に使えるようにし、また振幅を求めてＡＧＣループフ
ィルタ５７へ出力する。選択／フォーマット変換回路５
８は、ディジタル信号のときの多値数に応じた変換処理
を行う。レート変換回路５３は、２つの入力信号の各々
に対して、アップサンプラ５３１、５３２、ＬＰＦ（ロ
ーパスフィルタ）５３３、５３４、ダウンサンプラ５３
５、５３６を用いてサンプリングレートの変換を行う。
なお図４では省略したが、Ａ／Ｄ変換器１と直交復調処
理部２との間にも、上記と同様の選択／フォーマット変
換回路が設けられ、入力信号の同相・直交成分への分離
が行われる。
域制限フィルタ２６、２７からの信号は、ＡＧＣのため
の乗算／シフト回路５１、５２へ夫々入力され、この出
力はレート変換回路５３で再びレート変換され、アナロ
グ信号のときは直交／実信号変換器５５、５６によって
直交信号から実信号への変換が行われる。位相／絶対値
回路５４は、ディジタル信号のときの位相角を求めて復
調に使えるようにし、また振幅を求めてＡＧＣループフ
ィルタ５７へ出力する。選択／フォーマット変換回路５
８は、ディジタル信号のときの多値数に応じた変換処理
を行う。レート変換回路５３は、２つの入力信号の各々
に対して、アップサンプラ５３１、５３２、ＬＰＦ（ロ
ーパスフィルタ）５３３、５３４、ダウンサンプラ５３
５、５３６を用いてサンプリングレートの変換を行う。
なお図４では省略したが、Ａ／Ｄ変換器１と直交復調処
理部２との間にも、上記と同様の選択／フォーマット変
換回路が設けられ、入力信号の同相・直交成分への分離
が行われる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、最初の
Ａ／Ｄ変換器１では、入力信号の種々の変調方式、帯域
に対しても十分なサンプリングレートとなるようなディ
ジタル化が行われ、その後の帯域制限や復調処理では入
力信号の変調方式や帯域に適したサンプリングレートで
の処理が行われる。そしてこのためにデシメーションフ
ィルタによるサンプリングレートの低減とレート変換回
路によるレート変換が行われる。デシメーションフィル
タは、ＣＩＣフィルタ（Ｃａｓｃａｄｅｄ Ｉｎｔｅｇ
ｒａｔｏｒ−Ｃｏｍｂ Ｆｉｌｔｅｒ）やハーフバンド
フィルタ等を用いて構成されるが、デシメーションフィ
ルタ及びレート変換回路の出力側サンプリングレートと
Ａ／Ｄ変換器１のサンプリングレートとの比は整数比で
あり、入力信号に適した所望のサンプリングレートを実
現できないことがある。
Ａ／Ｄ変換器１では、入力信号の種々の変調方式、帯域
に対しても十分なサンプリングレートとなるようなディ
ジタル化が行われ、その後の帯域制限や復調処理では入
力信号の変調方式や帯域に適したサンプリングレートで
の処理が行われる。そしてこのためにデシメーションフ
ィルタによるサンプリングレートの低減とレート変換回
路によるレート変換が行われる。デシメーションフィル
タは、ＣＩＣフィルタ（Ｃａｓｃａｄｅｄ Ｉｎｔｅｇ
ｒａｔｏｒ−Ｃｏｍｂ Ｆｉｌｔｅｒ）やハーフバンド
フィルタ等を用いて構成されるが、デシメーションフィ
ルタ及びレート変換回路の出力側サンプリングレートと
Ａ／Ｄ変換器１のサンプリングレートとの比は整数比で
あり、入力信号に適した所望のサンプリングレートを実
現できないことがある。
【０００６】本発明の目的は、種々の変調方式や帯域巾
の信号を直交復調方式により復調する際の復調処理を、
その変調方式や帯域巾に応じて自由に設定できるように
した受信装置を提供することにある。
の信号を直交復調方式により復調する際の復調処理を、
その変調方式や帯域巾に応じて自由に設定できるように
した受信装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明は、入力中間周波信号をディジタル化する
Ａ／Ｄ変換手段と、この手段から出力された中間周波信
号を同相、直交成分に分けてそれぞれをベースバンド信
号へ変換し、その各ベースバンド信号のサンプリングレ
ートをデシメーションフィルタを用いて低減したのち周
波数帯域制限を行う直交復調処理手段と、前記Ａ／Ｄ変
換手段のサンプリングレートとは独立にその出力周波数
を設定可能なクロック発振器からのクロックを用いて前
記直交復調処理手段からの同相及び直交ベースバンド信
号をリサンプルしてサンプリングレートの変換を行うレ
ート変換手段と、この手段によりサンプリングレートが
変換されたベースバンド信号の復調処理を行う処理手段
と、を備えたことを特徴とする受信装置を提供する。
めに、本発明は、入力中間周波信号をディジタル化する
Ａ／Ｄ変換手段と、この手段から出力された中間周波信
号を同相、直交成分に分けてそれぞれをベースバンド信
号へ変換し、その各ベースバンド信号のサンプリングレ
ートをデシメーションフィルタを用いて低減したのち周
波数帯域制限を行う直交復調処理手段と、前記Ａ／Ｄ変
換手段のサンプリングレートとは独立にその出力周波数
を設定可能なクロック発振器からのクロックを用いて前
記直交復調処理手段からの同相及び直交ベースバンド信
号をリサンプルしてサンプリングレートの変換を行うレ
ート変換手段と、この手段によりサンプリングレートが
変換されたベースバンド信号の復調処理を行う処理手段
と、を備えたことを特徴とする受信装置を提供する。
【０００８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を説明
する。図１は、本発明の特徴とするレート変換回路の構
成例で、図５のレート変換回路５３に代わって本発明の
受信装置で用いられる。受信装置の他の部分の構成は図
４、図５と同じである。図１に於いて、レート変換回路
１００は、インターポレーションフィルタ１０１、１０
２とハーフバンドフィルタ１０３、１０４及びクロック
発振器１０５から構成され、インターポレーションフィ
ルタ１０１、１０２への入力は、それぞれ図５の乗算／
シフト回路５１、５２の出力であり、またハーフバンド
フィルタ１０３、１０４の出力は、やはり図５と同様に
直交／実信号変換器５５、５６と位相／絶対値回路５４
の入力となる。クロック発振器１０５のクロック周波数
は、復調処理に適した値をもち、これは入力される信号
のサンプリングレートとは独立で、非同期である。
する。図１は、本発明の特徴とするレート変換回路の構
成例で、図５のレート変換回路５３に代わって本発明の
受信装置で用いられる。受信装置の他の部分の構成は図
４、図５と同じである。図１に於いて、レート変換回路
１００は、インターポレーションフィルタ１０１、１０
２とハーフバンドフィルタ１０３、１０４及びクロック
発振器１０５から構成され、インターポレーションフィ
ルタ１０１、１０２への入力は、それぞれ図５の乗算／
シフト回路５１、５２の出力であり、またハーフバンド
フィルタ１０３、１０４の出力は、やはり図５と同様に
直交／実信号変換器５５、５６と位相／絶対値回路５４
の入力となる。クロック発振器１０５のクロック周波数
は、復調処理に適した値をもち、これは入力される信号
のサンプリングレートとは独立で、非同期である。
【０００９】図２は、インターポレーションフィルタ１
０１の構成を示す図で、インターポレーションフィルタ
１０２も同じ構成である。ゼロ値挿入回路１１１、ロー
パスフィルタ１１２、補間フィルタ１１３から成り、補
間フィルタ１１３は図３に示す構成をもつ。即ちクロッ
ク発振器１０５からのクロックＣＬでサンプリングを行
うリサンプラ１２１、減算器１２２、乗算器１２３、遅
延回路１２４、加算器１２５から成っている。
０１の構成を示す図で、インターポレーションフィルタ
１０２も同じ構成である。ゼロ値挿入回路１１１、ロー
パスフィルタ１１２、補間フィルタ１１３から成り、補
間フィルタ１１３は図３に示す構成をもつ。即ちクロッ
ク発振器１０５からのクロックＣＬでサンプリングを行
うリサンプラ１２１、減算器１２２、乗算器１２３、遅
延回路１２４、加算器１２５から成っている。
【００１０】以上のような構成で、クロック発振器１０
５の出力クロックＣＬの周波数を、レート変換回路１０
０への入力信号のサンプリングレートとは独立に、復調
処理に適したサンプリングレートに選んでおき、このク
ロックＣＬで入力信号をリサンプルすることで、いつで
も希望のサンプリングレートによる復調処理が可能にな
る。
５の出力クロックＣＬの周波数を、レート変換回路１０
０への入力信号のサンプリングレートとは独立に、復調
処理に適したサンプリングレートに選んでおき、このク
ロックＣＬで入力信号をリサンプルすることで、いつで
も希望のサンプリングレートによる復調処理が可能にな
る。
【００１１】なお、図１等の各処理は、ＤＳＰ（Ｄｉｇ
ｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）に限
らず、例えばＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍ
ａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）やゲートアレイ、汎
用ロジック等で実現できることはいうまでもない。
ｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）に限
らず、例えばＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍ
ａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）やゲートアレイ、汎
用ロジック等で実現できることはいうまでもない。
【００１２】
【発明の効果】本発明によれば、信号の変調方式や変調
速度／帯域巾に適したサンプリングレートを入力側Ａ／
Ｄ変換器のサンプリングレートとは独立に選定できると
いう効果がある。
速度／帯域巾に適したサンプリングレートを入力側Ａ／
Ｄ変換器のサンプリングレートとは独立に選定できると
いう効果がある。
【図１】本発明の特徴とするレート変換回路の構成例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】図１のインターポレーションフィルタの構成図
である。
である。
【図３】図２の補間フィルタの構成図である。
【図４】種々の変調方式や帯域巾をもつ信号の受信装置
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図５】図４の復調処理の構成を示す図である。
１００ レート変換回路 １０１、１０２ インターポレーションフィルタ １０３、１０４ ハーフバンドフィルタ １０５ クロック発振器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K004 AA05 AA08 FG02 JG01 5K020 EE04 EE05 HH13 LL00 5K041 AA08 EE02 HH11 HH40 JJ14 JJ38
Claims (1)
- 【請求項１】 入力中間周波信号をディジタル化するＡ
／Ｄ変換手段と、 この手段から出力された中間周波信号を同相、直交成分
に分けてそれぞれをベースバンド信号へ変換し、その各
ベースバンド信号のサンプリングレートをデシメーショ
ンフィルタを用いて低減したのち周波数帯域制限を行う
直交復調処理手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリングレートとは独立にそ
の出力周波数を設定可能なクロック発振器からのクロッ
クを用いて前記直交復調処理手段からの同相及び直交ベ
ースバンド信号をリサンプルしてサンプリングレートの
変換を行うレート変換手段と、 この手段によりサンプリングレートが変換されたベース
バンド信号の復調処理を行う処理手段と、 を備えたことを特徴とする受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001097977A JP2002300224A (ja) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001097977A JP2002300224A (ja) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | 受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002300224A true JP2002300224A (ja) | 2002-10-11 |
Family
ID=18951678
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001097977A Pending JP2002300224A (ja) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002300224A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007507118A (ja) * | 2003-06-30 | 2007-03-22 | ヴィア テクノロジーズ インコーポレイテッド | 単一ペアのａｄｃにより多数の変調フォーマットをサポートする無線受信機 |
| JP2007110234A (ja) * | 2005-10-11 | 2007-04-26 | Toshiba Corp | 信号伝送システム及びその信号処理方法 |
| WO2007125798A1 (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Advantest Corporation | 試験装置および試験方法 |
| WO2008075268A1 (en) | 2006-12-19 | 2008-06-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Mri system with direct digital receiver using resampling |
| CN109565286A (zh) * | 2016-08-01 | 2019-04-02 | 寇平公司 | 数字过采样传感器系统、装置和方法中的时间延迟 |
-
2001
- 2001-03-30 JP JP2001097977A patent/JP2002300224A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007507118A (ja) * | 2003-06-30 | 2007-03-22 | ヴィア テクノロジーズ インコーポレイテッド | 単一ペアのａｄｃにより多数の変調フォーマットをサポートする無線受信機 |
| JP2007110234A (ja) * | 2005-10-11 | 2007-04-26 | Toshiba Corp | 信号伝送システム及びその信号処理方法 |
| WO2007125798A1 (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Advantest Corporation | 試験装置および試験方法 |
| US7960995B2 (en) | 2006-04-27 | 2011-06-14 | Advantest Corporation | Testing apparatus and testing method |
| WO2008075268A1 (en) | 2006-12-19 | 2008-06-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Mri system with direct digital receiver using resampling |
| US8049505B2 (en) | 2006-12-19 | 2011-11-01 | Koninlijke Philips Electronics N.V. | MRI system with direct digital receiver using resampling |
| CN101563623B (zh) * | 2006-12-19 | 2012-12-26 | 皇家飞利浦电子股份有限公司 | 具有使用重采样的直接数字接收机的mri系统 |
| CN109565286A (zh) * | 2016-08-01 | 2019-04-02 | 寇平公司 | 数字过采样传感器系统、装置和方法中的时间延迟 |
| JP2019531671A (ja) * | 2016-08-01 | 2019-10-31 | コピン コーポレーション | デジタルにオーバーサンプリングされるセンサシステムにおける時間遅延、装置及び方法 |
| US10651866B1 (en) | 2016-08-01 | 2020-05-12 | Solos Technology Limited | Beamforming using fractional time delay in digitally oversampled sensor systems, apparatuses, and methods |
| US11082055B1 (en) | 2016-08-01 | 2021-08-03 | Solos Technology Limited | Beamforming using fractional time delay in digitally oversampled sensor systems, apparatuses, and methods |
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