JP3541722B2 - ディジタル信号受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル信号受信装置に係り、特に直交周波数分割多重信号を受信するディジタル信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、マルチキャリア伝送の代表として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が知られている。このＯＦＤＭ方式は、広い周波数帯域中に、多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）などの直交変調された信号を複数のキャリアに割り当てて、情報を伝送する方式であり、各種文献（例えば、テレビジョン学会研究報告Ｖｏｌ．１７，Ｎｏ．５４，ｐｐ７−１２，ＢＣＳ’９３−３３（Ｓｅｐ．１９９３）など）に詳細に説明されている。
【０００３】
図６はかかるＯＦＤＭ信号を送信するディジタル信号送信装置の一例のブロック図を示す。同図において、送信情報は例えば１６ＱＡＭ変調部１に供給されて、ここで１６ＱＡＭ変調される。この１６ＱＡＭ変調は、周知のように、同相信号Ｉを横軸に、直交信号Ｑを縦軸にとったｘｙ座標において、４ビットの入力情報を図６に２で示すような１６個の黒丸で示す信号点配置をとる、直交振幅変調である。
【０００４】
１６ＱＡＭ変調部１より取り出された１６ＱＡＭ変調されたディジタル情報（Ｉ信号及びＱ信号）は、マルチキャリア信号生成部３に供給され、ここでＩ信号及びＱ信号共にサンプリング周波数Ｆｓでサンプリングされて、それぞれ図６に４で示す周波数スペクトラムの離散点数Ｎポイントのマルチキャリア信号に変換された後、ＩＤＦＴ部５に供給される。
【０００５】
ＩＤＦＴ部５は入力されたマルチキャリア信号を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算することにより、周波数軸上の入力マルチキャリア信号を、図６に６で示すような時間軸上の時系列データである、離散点数Ｎの実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍに変換し、それらをディジタル直交変調部７に供給する。ディジタル直交変調部７は、図６に８で示す構成とされており、離散点数Ｎの実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍを、周波数Ｆｓで互いに９０°位相の異なる２つの搬送波と別々に乗算した信号を加算合成して、図６に１０で示す離散点数４Ｎの１つの時系列信号、すなわちＯＦＤＭ信号を生成する。このＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換部９によりアナログ信号に変換され、更に図示しない送信部により所要の送信周波数帯の信号とされた後送信される。
【０００６】
図７は従来のディジタル信号受信装置の一例のブロック図及び要部特性図を示す。同図において、１１で示す時系列信号である前記ＯＦＤＭ信号は受信されてＡ／Ｄ変換部１２に供給され、ここで単位時間当たりのアナログ波形信号が送信装置のディジタル直交変調波形と同じ離散点数４Ｎになるように、ディジタル化されて離散データ（ディジタルデータ）とされる。この離散データは、１３で示す如き構成のディジタル直交復調部１４に供給され、ここで離散点の４点で１周期（１／（４Ｆｓ））となる余弦波（１，０，−１，０）を順に乗算して実数部信号Ｒｅが抽出され、また、離散点の４点で１周期（１／（４Ｆｓ））となる正弦波（０，−１，０，１）を順に乗算して虚数部信号Ｉｍが抽出される。
【０００７】
１５に示すように各々離散点数４Ｎポイントとされている実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍは、ＤＦＴ部１６に供給されて４Ｎポイントの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）されることにより、周波数成分が抽出され（周波数軸上のデータに変換され）Ｉ信号とＱ信号とされる。これら離散点数４ＮのＩ信号とＱ信号は、マルチキャリア信号抽出部１７に供給され、ここでマルチキャリア信号が抽出され、更に１６ＱＡＭ復調部１８により１６ＱＡＭ復調されることにより、原データに復元される。
【０００８】
図８（Ａ）、（Ｂ）は図７のディジタル直交復調部１４の出力実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍのシミュレーション結果を示す。実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍは共に１データおきにゼロデータを含んでおり、また、実数部信号Ｒｅに値があるとき、虚数部信号Ｉｍの値はゼロに、逆に虚数部信号Ｉｍに値があるとき、実数部信号Ｒｅの値はゼロになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、上記の従来のディジタル信号受信装置では、受信復調するディジタル直交変調されたデータは、Ｉ信号及びＱ信号と、これらに−１を積算した−Ｉ信号及び−Ｑ信号をマルチプレクスして伝送される構成であるため、原データの４倍の離散ポイント数となり、更にサンプリング周波数も４倍になる。
【００１０】
送信装置で周波数軸成分の信号を時間軸成分の信号に変換するために用いる逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）と、受信装置で時間軸成分の信号を周波数軸成分の信号に変換するために用いる離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は、出力信号レベルの増幅回路の有無以外は全く等しい演算を行っており、演算量を少なくした高速離散フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いることが一般的であるが、その場合でも演算回数は離散点数をＮで表すと、Ｎ・ｌｏｇ2Ｎ回行わなければならない。従って、仮に送信装置での離散点数が１０２４ポイントであったとすると、ＩＤＦＴ部５での演算量は１０２４０（＝１０２４・ｌｏｇ2１０２４）回行うのに対し、受信装置のＤＦＴ部１６では離散ポイント数が送信装置のそれの４倍の４０９６ポイントになるので、演算量は４９１５２（＝４０９６・ｌｏｇ2４０９６）回となり、送信装置における演算量の４．８倍もの演算量が必要になる。
【００１１】
例えば、動画情報を送信して、受信信号を同じ転送レートで再生する場合、送信装置で行うＩＤＦＴの４．８倍のＤＦＴ演算を同じシンボル時間内で行わなければならず、よって、再生に必要な転送レートを得るためには、高速演算可能なハードウェアを用いたり、並列処理を行う手段を用いなければならず、回路規模が大きくなりコスト面でも高価になるという問題がある。
【００１２】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、サンプリング周波数を低減してハードウェアの負荷を低減し得るディジタル信号受信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
また、本発明の他の目的は、離散フーリエ演算の演算回数を低減し得るディジタル信号受信装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するため、複数のキャリアに直交変調された信号を割り当てたマルチキャリア信号を受信し、単位時間当たりのアナログ信号波形を予め決められた第１の離散点数の離散データに変換するＡ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換部からの離散データを直交復調して、それぞれ第１の離散点数で、かつ、互いに直交する第１及び第２のデータを出力する第１の復調手段と、第１及び第２のデータの一方を入力として受け、その入力データの１サンプルおき毎の値がゼロになるデータ部を除去して、第１の離散点数の半分の第２の離散点数の第３のデータに変換するダウンサンプル部と、第１及び第２のデータの他方を入力として受け、その入力データの１サンプルおき毎の値が存在するデータ部を１サンプル期間ずらして、そのデータ部のみを出力することにより、第２の離散点数の第４のデータに変換するデータ補間部と、時間軸上の信号である第３及び第４のデータから周波数成分を抽出するための離散フーリエ変換を行う演算部と、演算部の出力信号を復調する第２の復調手段とを有する構成としたものである。
【００１５】
上記の第１の復調手段から取り出される、離散データを直交復調して得られた互いに直交する第１及び第２のデータは、それぞれ１サンプル期間毎にゼロデータとある値とが交互に現れる時系列データであり、かつ、第１及び第２のデータの一方がゼロデータであるときのサンプル期間では他方のデータがある値を有している関係にある。
【００１６】
そこで、本発明は上記の点に着目し、第１及び第２のデータのゼロデータの部分を除去することでデータ量を半分にする。ただし、第１及び第２のデータの一方がゼロデータであるときのサンプル期間では他方のデータがある値を有している関係にあるので、単純にゼロデータを除去するだけでは１サンプル時間分遅延したデータの組み合わせで復号することになり、直交性が崩されてしまう。
【００１７】
そこで、本発明では、ダウンサンプル部により、第１及び第２のデータの一方のデータの１サンプルおき毎の値がゼロになるデータ部を除去して、第１の離散点数の半分の第２の離散点数の第３のデータに変換し、データ補間部により第１及び第２のデータの他方のデータの１サンプルおき毎の値が存在するデータ部を１サンプル期間ずらして、そのデータ部のみを出力する。
【００１８】
上記のデータ補間部には奇数個のタップを有するトランスバーサルフィルタが用いられる。フィルタ係数（乗算係数）をｈ（０，１，２，．．．，Ｍ）で表現した場合（Ｍは偶数）、（Ｍ／２）＋１番目のタップで左右対称になるようにフィルタ係数（乗算係数）を設定し、フィルタ係数（乗算係数）ｈ（１）、ｈ（３）、ｈ（５）、．．．、ｈ（Ｍ−１）は、ｈ｛（Ｍ／２）＋１｝以外は０になるように、上記のトランスバーサルフィルタを設計する。
【００１９】
このトランスバーサルフィルタによるデータ補間部により第１及び第２のデータの他方のデータの１サンプルおき毎の値が存在するデータ部を１サンプル期間ずらして、そのデータ部のみを出力することにより、ダウンサンプル部の出力第３のデータと直交性を保った状態で離散点数を半減した第４のデータを得ることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になるディジタル信号受信装置の一実施の形態のブロック図及び要部特性図を示す。同図中、図７と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１において、ディジタル直交復調部１４から取り出される、各々離散点数４Ｎポイントとされている実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍは、図１に１５で示すような時間軸上の信号（時系列データ）であり、実数部信号Ｒｅはダウンサンプル部２１に供給され、虚数部信号Ｉｍはデータ補間部２２に供給される。
【００２１】
ここで、ディジタル直交復調部１４から取り出される、各々離散点数４Ｎポイントとされている実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍは、図２に示すような関係にある。図２において、Ｔはサンプル周期、Ｉは実数部信号Ｒｅ、Ｑは虚数部信号Ｉｍを示し、実数部信号Ｒｅ（Ｉ）と虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）は共に１サンプル期間（１データ）おきにゼロデータを含んでおり、また、一方に値があるときは、他方の値はゼロになる関係にある。
【００２２】
上記のダウンサンプル部２１は、入力された実数部信号Ｒｅ（Ｉ）の値が存在する偶数番目のサンプルのみを取り出し、２サンプル期間同じデータを出力する。すなわち、ダウンサンプル部２１は、図３（Ａ）に示すように、Ｄ型フリップフロップ２８により構成されており、データ入力端子に図３（Ｃ）に模式的に示す実数部信号Ｒｅ（Ｉ）が入力され、クロック端子ＣＬＫには同図（Ｂ）に示すサンプル周期のクロックが入力され、イネーブル端子ＥＮＡには同図（Ｄ）に示すように、クロックに同期し、かつ、２サンプル周期のイネーブル信号が入力される。このイネーブル信号は、実数部信号Ｒｅ（Ｉ）の値が存在する偶数番目のサンプル期間ハイレベルとされている。これにより、Ｄ型フリップフロップ２８のＱ出力端子からは、イネーブル信号がハイレベルで、クロックが立ち上がった時点の、実数部信号Ｒｅ（Ｉ）の値が存在する偶数番目のサンプルが取り込まれて、２サンプル期間継続する、図３（Ｅ）に模式的に示す離散点数２Ｎの信号が出力される。
【００２３】
一方、データ補間部２２は、例えば図４に示す如き７タップのＦＩＲ型トランスバーサルフィルタにより、Ｔ＝２ｎのデータを補間する構成とされている。図４において、ディジタル直交復調部１４から取り出された虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）は、６段縦続接続されたＤ型フリップフロップ３０1〜３０6のうちの初段のＤ型フリップフロップ３０1のデータ入力端子に供給され、虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）のサンプリング周波数である周波数４Ｆｓのクロック（図３（Ｂ）に示したクロックと同じ）により、１クロック毎にＤ型フリップフロップ３０1、３０2、３０3、．．．、３０6という順番で右方向にシフトされると共に、Ｄ型フリップフロップ３０1〜３０6の各入力信号が乗算器３１1〜３１6で所定の係数（図４中に図示）と乗算されて加算器３２に供給され、ここでＤ型フリップフロップ３０6の出力信号を所定の係数”−７”と乗算する乗算器３１7の出力信号と加算合成された後、除算器３３で１／２５６倍されて出力端子３４へ出力される。
【００２４】
トランスバーサルフィルタは、所望データを前後のデータに含まれる過渡応答成分を用いて補間するものであるから、７タップのトランスバーサルフィルタの場合、４番目に求めたいデータ（２ｎ番目）を配置して計算することとなる。また、入力データが虚数部信号Ｉｍであり、図５に示したように１サンプル期間おき毎に値が常に０になるので、実際の計算では前後２つずつの積算（計４回）と１回の割り算を行うことになる。
【００２５】
ここで、Ｄ型フリップフロップ３０1〜３０6の各入力信号とＤ型フリップフロップ３０6の出力信号をそれぞれ図４に図示するように、Ｑ（４ｎ＋３）〜Ｑ（４ｎ−３）とすると、出力端子３４へ出力される出力信号ｙ（ｎ）は次式で表される。
【００２６】
Ｑ（４ｎ）、Ｑ（４ｎ−２）、Ｑ（４ｎ＋２）は常にゼロであるからである。
【００２７】
このようにして、データ補間部２２は、入力された虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）が図５に示したように偶数番目のサンプルの値のみを有しているので、上式から分かるように、実数部信号Ｒｅ（Ｉ）と同じ奇数番目のサンプル期間で値が存在するように１サンプル期間ずらして、かつ、奇数番目のサンプル期間だけのデータからなる出力信号ｙ（ｎ）を出力する。従って、出力信号ｙ（ｎ）も離散点数が入力の４Ｎから半分の２Ｎにされる。
【００２８】
このようにして、ダウンサンプル部２１から取り出される離散点数２Ｎの実数部信号Ｒｅ（Ｉ）と、データ補間部２２から取り出される離散点数２Ｎの虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）は、図１に２３で示す如き時間軸上の信号である。図５（Ａ）は従来のディジタル直交復調波形Ｒｅと、ダウンサンプル部２１によりゼロデータを除去して生成したダウンサンプル波形（○印）を合成して出力したシミュレーション結果を示す。また、図５（Ｂ）は従来のディジタル直交復調波形Ｉｍとデータ補間部２２により元々ゼロデータだったタイミングに補間して生成したデータ補間波形（○印）を合成して出力したシミュレーション結果を示す。
【００２９】
ダウンサンプル部２１より取り出された離散点数２Ｎの実数部信号Ｒｅ（Ｉ）と、データ補間部２２から取り出された離散点数２Ｎの虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）は、図１のＤＦＴ部２４に供給されてＤＦＴ演算されて周波数軸上のＩ信号とＱ信号に変換される。離散点数２Ｎの入力データのＤＦＴ演算は、ＦＦＴを使用した場合、２Ｎｌｏｇ2（２Ｎ）であるから、Ｎ＝１０２４とすると、ＤＦＴ部２４での演算量は２２５２８（＝２０４８・ｌｏｇ2２０４８）回となり、従来の演算量である４９１５２回に比べると４５．８％に演算量が削減される。
【００３０】
【実施例】
例えば、２０μｓで一組のマルチキャリア信号を連続して受信し、リアルタイムで再生するためには、ＤＦＴ演算を２０μｓで済ませなければならない。そのため、Ｎ＝１０２４の場合、従来は一つの演算を４０６．９ｐｓ（＝２０μｓ／４９１２５）で行わなければならず、高速なハードウェアが必要であるが、上記の実施の形態では一つの演算を８８７．８ｐｓ（＝２０μｓ／２２５２８）で行えばよく、低速なハードウェアで構成でき、ハードウェアへの負荷が軽減され、また高転送レートのデータ通信に効果がある。
【００３１】
なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、例えば、ダウンサンプル部２１の入力信号を虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）とし、データ補間部２２の入力信号を実数部信号Ｒｅ（Ｉ）としてもよい。この場合、トランスバーサルフィルタにおける乗算係数は図４と同じでよい。ただし、この場合は所望データが４ｎ＋１番目になるので、演算結果の出力タイミングを変更する必要がある。この場合の、データ補間部の出力信号ｙ（ｎ）は次式で表される。
【００３２】
ｙ（ｎ）＝{-7×I(4n-2)+71×I(4n)+71×I(4n+2)-7×I(4n+4)}/256
また、１６ＱＡＭの代わりに２５６ＱＡＭその他の多値ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどの直交変調された信号をマルチキャリア信号として送受信するシステムの受信装置として、本発明を適用することができる。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ダウンサンプル部の出力第３のデータと直交性を保った状態で離散点数を入力データのそれに比し半減した第４のデータをデータ補間部から得た後、これらを演算部に入力するようにしたため、演算部の演算回数を少なくでき、演算に必要なハードウェアとして低速なものを使用でき、回路規模も小さくでき、更に安価な構成とすることができ、高速転送レートのデータ受信を実現できる。また、本発明によれば、サンプリング周波数も低下させることができるため、ハードウェアへの負荷を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明装置の一実施の形態のブロック図と要部特性図である。
【図２】図１中のディジタル直交復調部の出力データＲｅ、Ｉｍの値関係を説明する図である。
【図３】図１中のダウンサンプル部の一例の回路図と、その動作説明用信号波形図である。
【図４】図１中のデータ補間部の一例の回路図である。
【図５】図１の動作説明用のシミレーション結果を示す図である。
【図６】本発明装置が受信する信号を送信する送信装置の一例のブロック図と要部特性図である。
【図７】従来装置の一例のブロック図と要部特性図である。
【図８】図７中のディジタル直交復調部の出力データＲｅ、Ｉｍの値関係を説明する図である。
【符号の説明】
１２ Ａ／Ｄ変換部
１４ ディジタル直交復調部
１７ マルチキャリア信号抽出部
１８ １６ＱＡＭ復調部
２１ ダウンサンプル部
２２ データ補間部
２４ ＤＦＴ部
２８、３０1〜３０6 Ｄ型フリップフロップ
３１1〜３１6 乗算器
３２ 加算器
３３ 除算器
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル信号受信装置に係り、特に直交周波数分割多重信号を受信するディジタル信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、マルチキャリア伝送の代表として、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式が知られている。このＯＦＤＭ方式は、広い周波数帯域中に、多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）やＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）などの直交変調された信号を複数のキャリアに割り当てて、情報を伝送する方式であり、各種文献（例えば、テレビジョン学会研究報告Ｖｏｌ．１７，Ｎｏ．５４，ｐｐ７−１２，ＢＣＳ’９３−３３（Ｓｅｐ．１９９３）など）に詳細に説明されている。
【０００３】
図６はかかるＯＦＤＭ信号を送信するディジタル信号送信装置の一例のブロック図を示す。同図において、送信情報は例えば１６ＱＡＭ変調部１に供給されて、ここで１６ＱＡＭ変調される。この１６ＱＡＭ変調は、周知のように、同相信号Ｉを横軸に、直交信号Ｑを縦軸にとったｘｙ座標において、４ビットの入力情報を図６に２で示すような１６個の黒丸で示す信号点配置をとる、直交振幅変調である。
【０００４】
１６ＱＡＭ変調部１より取り出された１６ＱＡＭ変調されたディジタル情報（Ｉ信号及びＱ信号）は、マルチキャリア信号生成部３に供給され、ここでＩ信号及びＱ信号共にサンプリング周波数Ｆｓでサンプリングされて、それぞれ図６に４で示す周波数スペクトラムの離散点数Ｎポイントのマルチキャリア信号に変換された後、ＩＤＦＴ部５に供給される。
【０００５】
ＩＤＦＴ部５は入力されたマルチキャリア信号を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）演算することにより、周波数軸上の入力マルチキャリア信号を、図６に６で示すような時間軸上の時系列データである、離散点数Ｎの実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍに変換し、それらをディジタル直交変調部７に供給する。ディジタル直交変調部７は、図６に８で示す構成とされており、離散点数Ｎの実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍを、周波数Ｆｓで互いに９０°位相の異なる２つの搬送波と別々に乗算した信号を加算合成して、図６に１０で示す離散点数４Ｎの１つの時系列信号、すなわちＯＦＤＭ信号を生成する。このＯＦＤＭ信号は、Ｄ／Ａ変換部９によりアナログ信号に変換され、更に図示しない送信部により所要の送信周波数帯の信号とされた後送信される。
【０００６】
図７は従来のディジタル信号受信装置の一例のブロック図及び要部特性図を示す。同図において、１１で示す時系列信号である前記ＯＦＤＭ信号は受信されてＡ／Ｄ変換部１２に供給され、ここで単位時間当たりのアナログ波形信号が送信装置のディジタル直交変調波形と同じ離散点数４Ｎになるように、ディジタル化されて離散データ（ディジタルデータ）とされる。この離散データは、１３で示す如き構成のディジタル直交復調部１４に供給され、ここで離散点の４点で１周期（１／（４Ｆｓ））となる余弦波（１，０，−１，０）を順に乗算して実数部信号Ｒｅが抽出され、また、離散点の４点で１周期（１／（４Ｆｓ））となる正弦波（０，−１，０，１）を順に乗算して虚数部信号Ｉｍが抽出される。
【０００７】
１５に示すように各々離散点数４Ｎポイントとされている実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍは、ＤＦＴ部１６に供給されて４Ｎポイントの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）されることにより、周波数成分が抽出され（周波数軸上のデータに変換され）Ｉ信号とＱ信号とされる。これら離散点数４ＮのＩ信号とＱ信号は、マルチキャリア信号抽出部１７に供給され、ここでマルチキャリア信号が抽出され、更に１６ＱＡＭ復調部１８により１６ＱＡＭ復調されることにより、原データに復元される。
【０００８】
図８（Ａ）、（Ｂ）は図７のディジタル直交復調部１４の出力実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍのシミュレーション結果を示す。実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍは共に１データおきにゼロデータを含んでおり、また、実数部信号Ｒｅに値があるとき、虚数部信号Ｉｍの値はゼロに、逆に虚数部信号Ｉｍに値があるとき、実数部信号Ｒｅの値はゼロになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかるに、上記の従来のディジタル信号受信装置では、受信復調するディジタル直交変調されたデータは、Ｉ信号及びＱ信号と、これらに−１を積算した−Ｉ信号及び−Ｑ信号をマルチプレクスして伝送される構成であるため、原データの４倍の離散ポイント数となり、更にサンプリング周波数も４倍になる。
【００１０】
送信装置で周波数軸成分の信号を時間軸成分の信号に変換するために用いる逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）と、受信装置で時間軸成分の信号を周波数軸成分の信号に変換するために用いる離散フーリエ変換（ＤＦＴ）は、出力信号レベルの増幅回路の有無以外は全く等しい演算を行っており、演算量を少なくした高速離散フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いることが一般的であるが、その場合でも演算回数は離散点数をＮで表すと、Ｎ・ｌｏｇ2Ｎ回行わなければならない。従って、仮に送信装置での離散点数が１０２４ポイントであったとすると、ＩＤＦＴ部５での演算量は１０２４０（＝１０２４・ｌｏｇ2１０２４）回行うのに対し、受信装置のＤＦＴ部１６では離散ポイント数が送信装置のそれの４倍の４０９６ポイントになるので、演算量は４９１５２（＝４０９６・ｌｏｇ2４０９６）回となり、送信装置における演算量の４．８倍もの演算量が必要になる。
【００１１】
例えば、動画情報を送信して、受信信号を同じ転送レートで再生する場合、送信装置で行うＩＤＦＴの４．８倍のＤＦＴ演算を同じシンボル時間内で行わなければならず、よって、再生に必要な転送レートを得るためには、高速演算可能なハードウェアを用いたり、並列処理を行う手段を用いなければならず、回路規模が大きくなりコスト面でも高価になるという問題がある。
【００１２】
本発明は以上の点に鑑みなされたもので、サンプリング周波数を低減してハードウェアの負荷を低減し得るディジタル信号受信装置を提供することを目的とする。
【００１３】
また、本発明の他の目的は、離散フーリエ演算の演算回数を低減し得るディジタル信号受信装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するため、複数のキャリアに直交変調された信号を割り当てたマルチキャリア信号を受信し、単位時間当たりのアナログ信号波形を予め決められた第１の離散点数の離散データに変換するＡ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換部からの離散データを直交復調して、それぞれ第１の離散点数で、かつ、互いに直交する第１及び第２のデータを出力する第１の復調手段と、第１及び第２のデータの一方を入力として受け、その入力データの１サンプルおき毎の値がゼロになるデータ部を除去して、第１の離散点数の半分の第２の離散点数の第３のデータに変換するダウンサンプル部と、第１及び第２のデータの他方を入力として受け、その入力データの１サンプルおき毎の値が存在するデータ部を１サンプル期間ずらして、そのデータ部のみを出力することにより、第２の離散点数の第４のデータに変換するデータ補間部と、時間軸上の信号である第３及び第４のデータから周波数成分を抽出するための離散フーリエ変換を行う演算部と、演算部の出力信号を復調する第２の復調手段とを有する構成としたものである。
【００１５】
上記の第１の復調手段から取り出される、離散データを直交復調して得られた互いに直交する第１及び第２のデータは、それぞれ１サンプル期間毎にゼロデータとある値とが交互に現れる時系列データであり、かつ、第１及び第２のデータの一方がゼロデータであるときのサンプル期間では他方のデータがある値を有している関係にある。
【００１６】
そこで、本発明は上記の点に着目し、第１及び第２のデータのゼロデータの部分を除去することでデータ量を半分にする。ただし、第１及び第２のデータの一方がゼロデータであるときのサンプル期間では他方のデータがある値を有している関係にあるので、単純にゼロデータを除去するだけでは１サンプル時間分遅延したデータの組み合わせで復号することになり、直交性が崩されてしまう。
【００１７】
そこで、本発明では、ダウンサンプル部により、第１及び第２のデータの一方のデータの１サンプルおき毎の値がゼロになるデータ部を除去して、第１の離散点数の半分の第２の離散点数の第３のデータに変換し、データ補間部により第１及び第２のデータの他方のデータの１サンプルおき毎の値が存在するデータ部を１サンプル期間ずらして、そのデータ部のみを出力する。
【００１８】
上記のデータ補間部には奇数個のタップを有するトランスバーサルフィルタが用いられる。フィルタ係数（乗算係数）をｈ（０，１，２，．．．，Ｍ）で表現した場合（Ｍは偶数）、（Ｍ／２）＋１番目のタップで左右対称になるようにフィルタ係数（乗算係数）を設定し、フィルタ係数（乗算係数）ｈ（１）、ｈ（３）、ｈ（５）、．．．、ｈ（Ｍ−１）は、ｈ｛（Ｍ／２）＋１｝以外は０になるように、上記のトランスバーサルフィルタを設計する。
【００１９】
このトランスバーサルフィルタによるデータ補間部により第１及び第２のデータの他方のデータの１サンプルおき毎の値が存在するデータ部を１サンプル期間ずらして、そのデータ部のみを出力することにより、ダウンサンプル部の出力第３のデータと直交性を保った状態で離散点数を半減した第４のデータを得ることができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面と共に説明する。図１は本発明になるディジタル信号受信装置の一実施の形態のブロック図及び要部特性図を示す。同図中、図７と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。図１において、ディジタル直交復調部１４から取り出される、各々離散点数４Ｎポイントとされている実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍは、図１に１５で示すような時間軸上の信号（時系列データ）であり、実数部信号Ｒｅはダウンサンプル部２１に供給され、虚数部信号Ｉｍはデータ補間部２２に供給される。
【００２１】
ここで、ディジタル直交復調部１４から取り出される、各々離散点数４Ｎポイントとされている実数部信号Ｒｅと虚数部信号Ｉｍは、図２に示すような関係にある。図２において、Ｔはサンプル周期、Ｉは実数部信号Ｒｅ、Ｑは虚数部信号Ｉｍを示し、実数部信号Ｒｅ（Ｉ）と虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）は共に１サンプル期間（１データ）おきにゼロデータを含んでおり、また、一方に値があるときは、他方の値はゼロになる関係にある。
【００２２】
上記のダウンサンプル部２１は、入力された実数部信号Ｒｅ（Ｉ）の値が存在する偶数番目のサンプルのみを取り出し、２サンプル期間同じデータを出力する。すなわち、ダウンサンプル部２１は、図３（Ａ）に示すように、Ｄ型フリップフロップ２８により構成されており、データ入力端子に図３（Ｃ）に模式的に示す実数部信号Ｒｅ（Ｉ）が入力され、クロック端子ＣＬＫには同図（Ｂ）に示すサンプル周期のクロックが入力され、イネーブル端子ＥＮＡには同図（Ｄ）に示すように、クロックに同期し、かつ、２サンプル周期のイネーブル信号が入力される。このイネーブル信号は、実数部信号Ｒｅ（Ｉ）の値が存在する偶数番目のサンプル期間ハイレベルとされている。これにより、Ｄ型フリップフロップ２８のＱ出力端子からは、イネーブル信号がハイレベルで、クロックが立ち上がった時点の、実数部信号Ｒｅ（Ｉ）の値が存在する偶数番目のサンプルが取り込まれて、２サンプル期間継続する、図３（Ｅ）に模式的に示す離散点数２Ｎの信号が出力される。
【００２３】
一方、データ補間部２２は、例えば図４に示す如き７タップのＦＩＲ型トランスバーサルフィルタにより、Ｔ＝２ｎのデータを補間する構成とされている。図４において、ディジタル直交復調部１４から取り出された虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）は、６段縦続接続されたＤ型フリップフロップ３０1〜３０6のうちの初段のＤ型フリップフロップ３０1のデータ入力端子に供給され、虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）のサンプリング周波数である周波数４Ｆｓのクロック（図３（Ｂ）に示したクロックと同じ）により、１クロック毎にＤ型フリップフロップ３０1、３０2、３０3、．．．、３０6という順番で右方向にシフトされると共に、Ｄ型フリップフロップ３０1〜３０6の各入力信号が乗算器３１1〜３１6で所定の係数（図４中に図示）と乗算されて加算器３２に供給され、ここでＤ型フリップフロップ３０6の出力信号を所定の係数”−７”と乗算する乗算器３１7の出力信号と加算合成された後、除算器３３で１／２５６倍されて出力端子３４へ出力される。
【００２４】
トランスバーサルフィルタは、所望データを前後のデータに含まれる過渡応答成分を用いて補間するものであるから、７タップのトランスバーサルフィルタの場合、４番目に求めたいデータ（２ｎ番目）を配置して計算することとなる。また、入力データが虚数部信号Ｉｍであり、図５に示したように１サンプル期間おき毎に値が常に０になるので、実際の計算では前後２つずつの積算（計４回）と１回の割り算を行うことになる。
【００２５】
ここで、Ｄ型フリップフロップ３０1〜３０6の各入力信号とＤ型フリップフロップ３０6の出力信号をそれぞれ図４に図示するように、Ｑ（４ｎ＋３）〜Ｑ（４ｎ−３）とすると、出力端子３４へ出力される出力信号ｙ（ｎ）は次式で表される。
【００２６】
【００２７】
このようにして、データ補間部２２は、入力された虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）が図５に示したように偶数番目のサンプルの値のみを有しているので、上式から分かるように、実数部信号Ｒｅ（Ｉ）と同じ奇数番目のサンプル期間で値が存在するように１サンプル期間ずらして、かつ、奇数番目のサンプル期間だけのデータからなる出力信号ｙ（ｎ）を出力する。従って、出力信号ｙ（ｎ）も離散点数が入力の４Ｎから半分の２Ｎにされる。
【００２８】
このようにして、ダウンサンプル部２１から取り出される離散点数２Ｎの実数部信号Ｒｅ（Ｉ）と、データ補間部２２から取り出される離散点数２Ｎの虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）は、図１に２３で示す如き時間軸上の信号である。図５（Ａ）は従来のディジタル直交復調波形Ｒｅと、ダウンサンプル部２１によりゼロデータを除去して生成したダウンサンプル波形（○印）を合成して出力したシミュレーション結果を示す。また、図５（Ｂ）は従来のディジタル直交復調波形Ｉｍとデータ補間部２２により元々ゼロデータだったタイミングに補間して生成したデータ補間波形（○印）を合成して出力したシミュレーション結果を示す。
【００２９】
ダウンサンプル部２１より取り出された離散点数２Ｎの実数部信号Ｒｅ（Ｉ）と、データ補間部２２から取り出された離散点数２Ｎの虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）は、図１のＤＦＴ部２４に供給されてＤＦＴ演算されて周波数軸上のＩ信号とＱ信号に変換される。離散点数２Ｎの入力データのＤＦＴ演算は、ＦＦＴを使用した場合、２Ｎｌｏｇ2（２Ｎ）であるから、Ｎ＝１０２４とすると、ＤＦＴ部２４での演算量は２２５２８（＝２０４８・ｌｏｇ2２０４８）回となり、従来の演算量である４９１５２回に比べると４５．８％に演算量が削減される。
【００３０】
【実施例】
例えば、２０μｓで一組のマルチキャリア信号を連続して受信し、リアルタイムで再生するためには、ＤＦＴ演算を２０μｓで済ませなければならない。そのため、Ｎ＝１０２４の場合、従来は一つの演算を４０６．９ｐｓ（＝２０μｓ／４９１２５）で行わなければならず、高速なハードウェアが必要であるが、上記の実施の形態では一つの演算を８８７．８ｐｓ（＝２０μｓ／２２５２８）で行えばよく、低速なハードウェアで構成でき、ハードウェアへの負荷が軽減され、また高転送レートのデータ通信に効果がある。
【００３１】
なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、例えば、ダウンサンプル部２１の入力信号を虚数部信号Ｉｍ（Ｑ）とし、データ補間部２２の入力信号を実数部信号Ｒｅ（Ｉ）としてもよい。この場合、トランスバーサルフィルタにおける乗算係数は図４と同じでよい。ただし、この場合は所望データが４ｎ＋１番目になるので、演算結果の出力タイミングを変更する必要がある。この場合の、データ補間部の出力信号ｙ（ｎ）は次式で表される。
【００３２】
ｙ（ｎ）＝{-7×I(4n-2)+71×I(4n)+71×I(4n+2)-7×I(4n+4)}/256
また、１６ＱＡＭの代わりに２５６ＱＡＭその他の多値ＱＡＭ、ＱＰＳＫなどの直交変調された信号をマルチキャリア信号として送受信するシステムの受信装置として、本発明を適用することができる。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ダウンサンプル部の出力第３のデータと直交性を保った状態で離散点数を入力データのそれに比し半減した第４のデータをデータ補間部から得た後、これらを演算部に入力するようにしたため、演算部の演算回数を少なくでき、演算に必要なハードウェアとして低速なものを使用でき、回路規模も小さくでき、更に安価な構成とすることができ、高速転送レートのデータ受信を実現できる。また、本発明によれば、サンプリング周波数も低下させることができるため、ハードウェアへの負荷を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明装置の一実施の形態のブロック図と要部特性図である。
【図２】図１中のディジタル直交復調部の出力データＲｅ、Ｉｍの値関係を説明する図である。
【図３】図１中のダウンサンプル部の一例の回路図と、その動作説明用信号波形図である。
【図４】図１中のデータ補間部の一例の回路図である。
【図５】図１の動作説明用のシミレーション結果を示す図である。
【図６】本発明装置が受信する信号を送信する送信装置の一例のブロック図と要部特性図である。
【図７】従来装置の一例のブロック図と要部特性図である。
【図８】図７中のディジタル直交復調部の出力データＲｅ、Ｉｍの値関係を説明する図である。
【符号の説明】
１２ Ａ／Ｄ変換部
１４ ディジタル直交復調部
１７ マルチキャリア信号抽出部
１８ １６ＱＡＭ復調部
２１ ダウンサンプル部
２２ データ補間部
２４ ＤＦＴ部
２８、３０1〜３０6 Ｄ型フリップフロップ
３１1〜３１6 乗算器
３２ 加算器
３３ 除算器
Claims (2)
- 複数のキャリアに直交変調された信号を割り当てたマルチキャリア信号を受信し、単位時間当たりのアナログ信号波形を予め決められた第１の離散点数の離散データに変換するＡ／Ｄ変換部と、
前記Ａ／Ｄ変換部からの離散データを直交復調して、それぞれ第１の離散点数で、かつ、互いに直交する第１及び第２のデータを出力する第１の復調手段と、前記第１及び第２のデータの一方を入力として受け、その入力データの１サンプルおき毎の値がゼロになるデータ部を除去して、前記第１の離散点数の半分の第２の離散点数の第３のデータに変換するダウンサンプル部と、
前記第１及び第２のデータの一方を入力として受け、その入力データの１サンプルおき毎の値が存在するデータ部を１サンプル期間ずらして、そのデータ部のみを出力することにより、前記第２の離散点数の第４のデータに変換するデータ補間部と、
時間軸上の信号である前記第３及び第４のデータから周波数成分を抽出するための離散フーリエ変換を行う演算部と、
前記演算部の出力信号を復調する第２の復調手段と
を有することを特徴とするディジタル信号受信装置。 - 前記ダウンサンプル部は、入力データがデータ入力端子に入力され、前記入力データのサンプリング周波数と同一の周波数のクロックがクロック端子に入力され、前記クロックの１／２倍の周波数のイネーブル信号がイネーブル端子に入力されるフリップフロップにより構成されており、前記データ補間部は奇数個のタップを有するトランスバーサルフィルタにより構成されていることを特徴とする請求項１記載のディジタル信号受信装置。
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- 1999-04-28 JP JP12185399A patent/JP3541722B2/ja not_active Expired - Fee Related
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