JP2000036846A - ディジタル変調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ディジタル変調装置に関し、アナログ回路
による第２の周波数に変換する回路を使わずに周波数変
換するとともに、この送信周波数の限界値を大きくでき
るようにし、また、回路をフルディジタル化する事で回
路構成を簡単化、小型化してＬＳＩ化を推進し、高精度
化・経済化を促進できるようにする。 【解決手段】 ディジタル変調装置９０において、相互
に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベ
ースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍の
搬送波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦
情報及びディジタル正弦情報で変調する直交振幅変調部
１０と、直交振幅変調部１０の入力側に設けられ、ロー
カル周波数とベースバンド周波数との差に相当する差分
周波数を用いて、上記の第１ベースバンドディジタル信
号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転を施
す位相回転部１１とをそなえて構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（目次） 発明の属する技術分野 従来の技術（図１６〜図１９） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 発明の実施の形態 ・第１実施形態の説明（図１〜図３） ・第２実施形態の説明（図４） ・第３実施形態の説明（図５） ・第４実施形態の説明（図６） ・第５実施形態の説明（図７〜図１２） ・第６実施形態の説明（図１３） ・第７実施形態の説明（図１４） ・第８実施形態の説明（図１５） ・その他 発明の効果

【０００２】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル変調装
置に関する。

【０００３】

【従来の技術】近年、通信サービスの多様化や情報通信
需要の拡大にともない、光ファイバを用いた基幹回線伝
送路やＣＡＴＶ伝送路等においては、高速・大容量・長
距離のディジタル伝送が行なわれている。また、光デバ
イスの性能の向上やＬＳＩの高速化技術の成果により、
光伝送装置のコストが飛躍的に下がってきている。

【０００４】このような光伝送基盤を支える無線伝送系
の１つにマイクロ波帯を使った幹線系の多重無線伝送が
ある。無線回線の諸元には、周波数割当などの大枠が規
定されており、無線ディジタル伝送をより高速化するた
め、狭い帯域内においても、高速なビットレートを確保
できるよう、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulatio
n ：多値直交振幅変調），ＱＰＳＫ（Quadri Phase Shi
ft Keying ：４値位相変調）等の多値ディジタル変調方
式が採用されている。

【０００５】以下、ベースバンド信号を送信周波数へ変
換をする方式として、１種類のアナログ方式と３種類の
ディジタル方式の４種類を、図１６〜図１９を用いて説
明する。図１６に従来のアナログ型の無線送受信機の送
信装置の要部を示す。この図１６に示すアナログ型の変
調装置５０は、ベースバンド帯域の変調信号をＲＦ（Ra
dio Frequency ：無線周波数）帯にアップコンバートし
て、無線回線に送出するものであって、ベースバンド信
号を受信側で符号間干渉が最小になるように帯域処理す
るロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂと、このロールオ
フフィルタ５１ａ，５１ｂの出力をＲＦ帯に周波数変換
する周波数変換部５４と、ＲＦ信号を無線回線に送出す
る送信部５５とをそなえて構成されている。

【０００６】ここで、周波数変換部５４は、ロールオフ
フィルタ５１ａ，５１ｂの出力を周波数変換してＲＦ帯
にアップコンバートするものであり、ロールオフフィル
タ５１ａの出力を、ディジタルからアナログに変換し
て、多値レベルのベースバンド信号を得るＤ／Ａ（Digi
tal/Analogue）変換器５２ａと、ロールオフフィルタ５
１ｂの出力をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器５２ｂと、Ｄ
／Ａ変換器５２ａの出力におけるベースバンド信号を、
ＲＦ周波数にアップコンバートする第１周波数変換部５
３ａと、Ｄ／Ａ変換器５２ｂの出力におけるベースバン
ド信号を、ＲＦ周波数にアップコンバートする第２周波
数変換部５３ｂと、搬送波発生器５３ｄの出力を第１周
波数変換部５３ａに入力するとともに、９０度移相させ
たものを第２周波数変換部５３ｂに入力する９０度位相
器５３ｅと、これら第１周波数変換部５３ａ，第２周波
数変換部５３ｂの出力を合波するハイブリッド部５３ｃ
とをそなえて構成されている。

【０００７】また、送信部５５は、ハイブリッド部５３
ｃの出力におけるＲＦ信号を無線回線に送出するもので
あり、送信帯域制限をし不要な高調波成分を除去する帯
域フィルタ５５ａと、無線回線に送信するアンテナ５５
ｂとをそなえて構成されている。すなわち、このアナロ
グ方式では、ロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂからベ
ースバンド信号が一旦出力されて、そのベースバンド信
号をＲＦ帯に周波数変換しており、このような、アナロ
グ方式を用いた場合は、ＲＦ素子の性能のばらつきによ
る影響や、回路の微調整が必要であるなどの不利な点が
あるが、デバイスの高速化や高度のＬＳＩ技術の向上等
に伴い、アナログ方式がディジタル方式に置き替わるこ
とによって、変復調装置の精度の向上、小型化が図れる
ようになった。

【０００８】図１７に、従来のディジタル変調方式の無
線送受信機の送信装置の要部を示す。この図１７に示す
ディジタル変調装置５６は、入力データ信号に多値直交
振幅変調を施して、無線回線に送出するものであって、
ロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂ，送信部５５をそな
えるほか、直交振幅変調部５７をそなえて構成されてい
る。

【０００９】ここで、直交振幅変調部５７は、ロールオ
フフィルタ５１ａ，５１ｂの出力における各ベースバン
ド信号を、直交振幅変調するものであり、第１周波数変
換部５７ａ，第２周波数変換部５７ｂ，ハイブリッド部
５７ｃ，搬送波発生器５７ｄ、カウンタ５７ｅ、余弦情
報・正弦情報ＲＯＭ（Read Only Memory：読み出し専用
メモリ）５７ｆ，Ｄ／Ａ変換器５７ｇをそなえて構成さ
れている。

【００１０】カウンタ５７ｅは、搬送波発生器５７ｄか
ら出力される、ｎ×ｆ_SYMBOL（Ｈｚ）の速さのクロック
が入力されて、これを位相情報に対応させて出力するも
のである。ここで、ｎは２より大きい整数（通常は４よ
り大きい整数）を表し、ｆ_{SY MBOL}は、シンボルクロック
を表す。また、余弦情報・正弦情報ＲＯＭ５７ｆは、カ
ウンタ５７ｅの出力におけるアドレスによりインデック
スされて、ディジタルｓｉｎ成分とディジタルｃｏｓ成
分との振幅値情報を出力するものであり、０から２πの
間を適当な間隔で細分化した位相値に応じた、ディジタ
ルｓｉｎ波形とディジタルｃｏｓ波形の振幅値情報が出
力されるようになっている。

【００１１】そして、第１周波数変換部５７ａは、ロー
ルオフフィルタ５１ａの出力におけるＩｃｈベースバン
ド信号と、余弦情報・正弦情報ＲＯＭ５７ｆの出力にお
けるディジタルｃｏｓ成分とを掛け合わせるものであ
り、第２周波数変換部５７ｂは、ロールオフフィルタ５
１ｂの出力におけるＱｃｈベースバンド信号と、余弦情
報・正弦情報ＲＯＭ５７ｆの出力におけるディジタルｓ
ｉｎ成分とを掛け合わせるものである。そして、ハイブ
リッド器５７ｃにおいて、第１周波数変換部５７ａ，第
２周波数変換部５７ｂの出力におけるＩｃｈとＱｃｈの
各変調信号が合波され、Ｄ／Ａ変換器５７ｇを介して送
信部５５から送信されるようになっている。

【００１２】なお、ロールオフフィルタ５１ａ，５１ｂ
と、送信部５５は、上述したアナログ方式での機能と同
様なものであるので、説明を省略する。このような構成
によって、直交振幅変調が行なわれる。すなわち、この
ディジタル方式では、ベースバンド信号はディジタル処
理により、その帯域を上げられる。具体的には、ベース
バンド信号にそのｎ倍の速度をもつサンプリングクロッ
クを掛け合わせてその帯域を上げるようにする。すなわ
ち、ロールオフフィルタ５１ａからのシンボルクロック
速度ｆ_SYMBOLのベースバンド信号に、そのｎ倍の速度を
もつディジタルｃｏｓ波形を掛け合わせるとともに、ロ
ールオフフィルタ５１ｂからのシンボルクロック速度ｆ
_SYMBOLのベースバンド信号に、そのｎ倍の速度をもつデ
ィジタルｓｉｎ波形を掛け合わせるのである。

【００１３】こうして、ｎ×ｆ_SYMBOL（Ｈｚ）の搬送波
周波数が得られ、直接ＲＦ帯に、アップコンバートされ
る。ここで、送信搬送波の中心周波数として、シンボル
クロックのｎ逓倍の周波数で問題なければ、ベースバン
ド信号を、このベースバンド信号に同期させたシンボル
クロックのｎ逓倍にするように送信系を構成することが
できるが、シンボルクロックのｎ逓倍の周波数で問題が
ある場合は、直交振幅変調部５７内のＤ／Ａ変換器５７
ｇからの信号は、さらに、別の周波数に変換される必要
がある。

【００１４】なぜなら、出力の送信周波数と、ベースバ
ンド信号の処理速度であるシンボルクロックとの関係を
見ると、送信周波数がシンボルクロックの整数倍になら
ない事が多いからである。すなわち、この方法では、ベ
ースバンド信号をそのｎ逓倍の速度で処理した周波数
が、送信周波数に一致していなければならないが、送信
周波数の値は、システムの諸元により既に決定された値
であるので、この値とベースバンド信号のｎ倍周波数は
一致しない。

【００１５】さらに、既存バンド以外の周波数帯で動作
するＲＦ素子がない、或いは、動作保証がされていない
という理由から、ＲＦ回路は現用の周波数帯のものを使
って構成せざるを得ない。一方、これに対して、ベース
バンド信号の変調多値数を上げて、周波数変換部はアナ
ログ方式を用いて伝送速度を稼ぐ方法も考えられるが、
効率が悪い。なぜなら、ＱＡＭ等を使って変調多値数を
上げると、多値数が増える事によって、ディジタル処理
のビット数が増え、ディジタル回路の規模が増大し、経
済性・消費電力が問題になるからである。それらの問題
解決のため、回路の工夫により、ディジタル回路を小さ
くする事が望まれている。

【００１６】このようなことから、運用する無線システ
ムから要求される出力周波数と、シンボルクロック周波
数との間で、周波数変換する手法が採られている。すな
わち、第２の搬送波周波数を用いることによって、シン
ボルクロック周波数を、第２中間周波数に変換してか
ら、所望の送信周波数にするのである。この第２中間周
波数に変換する例は、図１８のような回路で構成可能で
ある。なお、この図１８の例は、ｎ＝４の場合に特化し
た例である。

【００１７】図１８に、セレクタを用いた、ディジタル
変調の無線送受信機の送信装置の要部を示す。この図１
８に示すディジタル変調装置５９は、入力データに多値
直交振幅変調を施して、その出力を第２中間周波数に変
換して、所望の送信周波数にするものであって、シンボ
ルクロックで動作するロールオフフィルタ５１ａ，５１
ｂ，送信部５５をそなえるほか、直交振幅変調部６０，
第３周波数変換部６１をそなえて構成されている。

【００１８】ここで、直交振幅変調部６０は、Ｉｃｈ及
びＱｃｈの信号をセレクタによって選択出力するもので
あって、位相反転処理部６０ａ，６０ｂ，セレクタ６０
ｃ，搬送波発生器６０ｄ，４進カウンタ６０ｅ，Ｄ／Ａ
変換器６０ｆをそなえて構成されている。さらに、第３
周波数変換部６１は、直交振幅変調部６０から出力され
る信号を所望の送信周波数に変換するものであって、搬
送波発生器６１ａ，ミキサ６１ｂをそなえて構成されて
いる。

【００１９】このような構成によって、ロールオフフィ
ルタ５１ａ，５１ｂからのベースバンド信号は、直交振
幅変調部６０の位相反転処理部６０ａ，６０ｂにおい
て、反転された信号とともにセレクタ６０ｃに入力され
る。そして、セレクタ６０ｃにおいて、搬送波発生器６
０ｄからの４×ｆ_SYMBOL（Ｈｚ）の速さの４進カウンタ
６０ｅの出力を受けて、４通りの信号、すなわち、Ｉ，
Ｑ，−Ｉ，−Ｑが選択出力され、Ｄ／Ａ変換器６０ｆに
おいて、セレクタ６０ｃから出力される信号は４×ｆ
_SYMBOL（Ｈｚ）の速度で、ディジタル・アナログ変換さ
れる。そして、第３周波数変換部６１において、第２の
搬送波に変換されて、送信部５５から送信される。

【００２０】このようにして、第２の搬送波を用いて、
変調信号は所望の周波数にアップコンバートされ送信が
行なわれるが、さらに、回路の工夫により、ロールオフ
フィルタを、シンボルクロックで動作させて、ディジタ
ル回路を小さくする技術が特開平１０−２３０９６号公
報に開示されている。この特開平１０−２３０９６号公
報には、ＱＡＭ方式のディジタル変・復調器に関して、
特に、多重無線装置やＣＡＴＶ等に使用されるディジタ
ル変復調器においての技術が開示されている。すなわ
ち、第１にロールオフフィルタの回路規模の縮小とロー
ルオフフィルタでの電力消費の減少を図り、また、第２
に搬送波がシンボルレートに対し高倍率であっても回路
規模が増大しないようにし、また、第３に搬送波周波数
が変更になっても周波数変換に使用される発振器の周波
数を変更しないで済むようにし、さらに、第４に搬送波
周波数がシンボルレートに対し高倍率であってもＡＧＣ
回路が高コスト化することを防止し、さらに、第５にＤ
／Ａコンバータによるディジタル／アナログ変換後の変
調波の周波数特性をフラットな形に補正するようにした
技術が開示されている。

【００２１】図１９に、この特開平１０−２３０９６号
公報にかかる、ディジタル変調方式の無線送受信機の送
信装置の原理説明図を示す。この図１９に示すディジタ
ル変調装置１００は、４個のロールオフフィルタ１０
１，１０２，１０３，１０４と、２個の反転手段１０
５，１０６と、選択出力手段１０７と、Ｄ／Ａ変換手段
１０８とをそなえて構成されている。

【００２２】ここで、４個のロールオフフィルタの動作
速度は、シンボルクロック速度であって、ｎ倍オーバサ
ンプリング速度ではない。そして、選択出力手段１０７
は、ロールオフフィルタ１０１，ロールオフフィルタ１
０３，反転手段１０５，反転手段１０６の４つから出力
される信号を、シンボルクロックの４倍のスピードをも
つサンプリングクロックで切り替えるものである。ま
た、Ｄ／Ａ変換手段１０８は、その選択出力手段１０７
から出力される信号を、シンボルクロックの４倍のスピ
ードをもつサンプリングクロックで変換出力するもので
ある。

【００２３】そして、このような構成によって、ディジ
タル変調器のロールオフフィルタの回路規模の縮小とロ
ールオフフィルタでの電力消費の減少が図られる。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
たように、図１７に示したディジタル方式を用いた場合
での送信周波数は、システムの諸元により決定された値
であるので、この値に従属させて、ベースバンド信号の
位相回転速度を合わせざるを得ず、さらに、既存バンド
以外の周波数帯で動作するＲＦ素子がない、或いは、動
作保証がされていないという理由から、ＲＦ回路は現用
の周波数帯のものを使って構成しなければならないとい
う課題がある。

【００２５】一方、ＱＡＭ等の多値変調方式を用いて、
ベースバンド信号の伝送速度を稼ぐ方法では、多値数が
増える事によって、ディジタル処理のビット数が増え、
ディジタル回路の規模が増大し、経済性・消費電力が増
大する課題がある。それらの課題解決のため、図１８に
示したような、ディジタル方式を用いて第２の搬送波を
用いて、変調波を所望の周波数にアップコンバートして
送信が行なわれている。

【００２６】また、上記の課題のうち、回路規模の縮小
と電力消費を減少させる技術も、特開平１０−２３０９
６号公報に開示されている。しかしながら、このような
上述した回路は構成が複雑である上、アナログ部分のＤ
／Ａ変換器があるため、ＬＳＩ化しにくいという課題が
ある。本発明は、このような課題に鑑み創案されたもの
で、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を
使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数
変換できるようにするとともに、この送信周波数の値の
限界値を大きくする事ができるようにし、また、回路を
フルディジタル化することにより回路構成を簡単化、小
型化してＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促進で
きるようにした装置を提供する事を目的とする。

【００２７】

【課題を解決するための手段】このため、本発明のディ
ジタル変調装置は、相互に直交する第１ベースバンドデ
ィジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、
ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周
波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及び
ディジタル正弦情報で変調する直交振幅変調部と、該直
交振幅変調部の入力側に設けられ、該ローカル周波数と
ベースバンド周波数との差に相当する差分周波数を用い
て、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベ
ースバンドディジタル信号に位相回転を施す位相回転部
とをそなえて構成されたことを特徴としている（請求項
１）。

【００２８】また、該直交振幅変調部が、該搬送波周波
数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位
相発生器と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情
報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及
びディジタル正弦情報を出力する第１余弦情報・正弦情
報記憶部と、該第１余弦情報・正弦情報記憶部からのデ
ィジタル余弦情報と上記の第１ベースバンドディジタル
信号を乗算するとともに、該第１余弦情報・正弦情報記
憶部からのディジタル正弦情報と該第２ベースバンドデ
ィジタル信号とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部
とをそなえて構成されていてもよく（請求項２）、ま
た、該搬送波周波数・位相発生器が、該搬送波周波数を
発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出力を受け
て位相情報を出力するカウンタとをそなえて構成するこ
ともできる（請求項４）。

【００２９】さらに、該直交振幅変調部が、該搬送波周
波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・
位相発生器と、上記の第１ベースバンドディジタル信号
及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所要数
に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジタル
信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位
相回転処理を施す位相調整部と、該搬送波周波数・位相
発生器からの位相情報を切替情報として使用しながら、
上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベース
バンドディジタル信号並びに該位相調整部からの位相回
転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信
号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しな
がら出力するセレクタ部とをそなえて構成することもで
き（請求項３）、また、該搬送波周波数・位相発生器
が、該搬送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波
数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタと
をそなえて構成することもできる（請求項４）。

【００３０】また、該位相回転部が、該差分周波数の情
報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器
と、該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて
該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタ
ル正弦情報を出力する第２余弦情報・正弦情報記憶部
と、該第２余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル
余弦情報及びディジタル正弦情報を使用して上記の第１
ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディ
ジタル信号に位相回転処理を施す位相回転処理部とをそ
なえて構成することもできる（請求項５）。

【００３１】そして、該差分周波数・位相発生器が、該
差分周波数を発生する差分周波数発生器と、該差分周波
数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタと
をそなえて構成されてもよい（請求項６）。このとき、
該差分周波数・位相発生器が、該差分周波数を設定する
差分周波数設定手段と、乗算部と該乗算部の出力を一時
的に保持するバッファ部とを有し該乗算部で該差分周波
数の情報と該バッファ部からの出力とを乗算し、該バッ
ファ部で保持された情報を出力とするアキュムレータと
をそなえて構成することもできる（請求項７）。

【００３２】一方、該位相回転部の入力側に、上記の第
１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドデ
ィジタル信号について、それぞれオーバサンプリング処
理を施すオーバサンプリング処理部が設けられてもよい
（請求項８）。ここで、該オーバサンプリング処理部
が、ＦＩＲフィルタをそなえて構成してもよく（請求項
９）、直線補間回路をそなえて構成されてもよい（請求
項１０）。

【００３３】また、本発明のディジタル変調装置によれ
ば、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及
び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数
のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基
づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦
情報で変調する第１直交振幅変調部と、上記の第１ベー
スバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタ
ル信号を、該第１直交振幅変調部で使用するディジタル
余弦情報及びディジタル正弦情報とはそれぞれ位相が９
０度異なるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報
で変調する第２直交振幅変調部と、該ローカル周波数と
ベースバンド周波数との差に相当する差分周波数の情報
を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器
と、該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて
該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタ
ル正弦情報を出力する第３余弦情報・正弦情報記憶部
と、該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル
余弦情報と該第１直交振幅変調部の出力とを乗算すると
ともに該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタ
ル正弦情報と該第２直交振幅変調部の出力とを乗算し、
両乗算結果を加算する演算部とをそなえて構成されたこ
とを特徴としている（請求項１１）。

【００３４】そして、該第１直交振幅変調部が、該搬送
波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波
数・位相発生器と、上記の第１ベースバンドディジタル
信号及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所
要数に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジ
タル信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞ
れ位相回転処理を施す位相調整部と、該搬送波周波数・
位相発生器からの位相情報を切替情報として使用しなが
ら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベ
ースバンドディジタル信号並びに該位相調整部からの位
相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタ
ル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択
しながら出力する第１セレクタ部とをそなえて構成され
るとともに、該第２直交振幅変調部が、上記の搬送波周
波数・位相発生器及び位相調整部を共用するとともに、
該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を切替情報
として使用しながら、該第１セレクタ部での選択位相と
９０度異なるようにして、上記の第１ベースバンドディ
ジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに
該位相調整部からの位相回転処理を施された上記の第１
ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディ
ジタル信号を順次選択しながら出力する第２セレクタ部
とをそなえて構成することができる（請求項１２）。

【００３５】ここで、該搬送波周波数・位相発生器が、
該搬送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発
生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそ
なえて構成されてもよい（請求項１３）。また、該差分
周波数・位相発生器が、該差分周波数を発生する周波数
発生器と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出
力するカウンタとをそなえて構成されてもよく（請求項
１４）、また、該差分周波数を設定する差分周波数設定
手段と、乗算部と該乗算部の出力を一時的に保持するバ
ッファ部とを有し該乗算部で該差分周波数の情報と該バ
ッファ部からの出力とを乗算し、該バッファ部で保持さ
れた情報を出力とするアキュムレータとをそなえて構成
されてもよい（請求項１５）。

【００３６】さらに、上記の第１直交振幅変調部，第２
直交振幅変調部の入力側に、上記の第１ベースバンドデ
ィジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号につ
いて、それぞれオーバサンプリング処理を施すオーバサ
ンプリング処理部が設けられてもよい（請求項１６）。
そして、該オーバサンプリング処理部が、ＦＩＲフィル
タをそなえて構成されてもよく（請求項１７）、直線補
間回路をそなえて構成されてもよい（請求項１８）。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を説明する。 （Ａ）本発明の第１実施形態の説明 本発明を適用される、ディジタル変調装置は、ベースバ
ンド信号の位相を回転させて、ＲＦ帯に直接アップコン
バートする方式を用いて、第２の周波数に変換せずに、
システム諸元に合致した送信周波数を得るようにしたも
のである。そのため、直交振幅変調部の入力側に位相回
転部を設けて、ベースバンド信号の位相を強制的に回転
させるようにする。

【００３８】図１に本発明の第１実施形態にかかるディ
ジタル変調の無線送信機を示す。この図１に示すディジ
タル変調装置９０は、第２搬送波回路を使用しないで、
ベースバンド信号の帯域の周波数を上げるものであり、
セレクタ型直交振幅変調部１０，位相回転部１１，ロー
ルオフフィルタ１８ａ，１８ｂ，送信後段部１９をそな
えて構成されている。

【００３９】ここで、ロールオフフィルタ１８ａ，１８
ｂ、セレクタ型直交振幅変調部１０、送信後段部１９の
３つは、直交振幅変調及び送信を行なうモジュールであ
る。そして、位相回転部１１は、セレクタ型直交振幅変
調部１０の入力側にあり、ベースバンド信号の位相を強
制的に回転させるものである。このため、まず、セレク
タ型直交振幅変調部１０、ロールオフフィルタ１８ａ，
１８ｂ、送信後段部１９について説明し、その後、位相
回転部１１を説明する。

【００４０】最初に、セレクタ型直交振幅変調部１０に
ついて説明する。このセレクタ型直交振幅変調部１０
は、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及
び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数
のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基
づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦
情報で変調するものであり、搬送波周波数・位相発生器
１２，位相調整部１３，セレクタ部１４をそなえて構成
されている。

【００４１】ここで、搬送波周波数・位相発生器１２
は、搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力するも
のであり、搬送波周波数を発生する周波数発生器１２ａ
と、この周波数発生器１２ａの出力を受けて位相情報を
出力する４進カウンタ１２ｂとをそなえて構成されてい
る。また、位相調整部１３は、上記の第１ベースバンド
ディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を
それぞれ２分岐し、分岐された上記の第１ベースバンド
ディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に
それぞれ位相回転処理を施すものであり、位相調整器１
３ａ，１３ｂをそなえて構成されている。

【００４２】この位相調整器１３ａ，１３ｂは、ロール
オフフィルタ１８ａ，１８ｂから出力されるベースバン
ド信号の位相を回転させるものである。例えば、本実施
形態に示すような４逓倍の場合は、信号円上をベースバ
ンド信号が１回転する間に、サンプリングタイミング点
はπ／２だけ離れた４点あって、各点でそれぞれ、Ｉ，
Ｑ，−Ｉ，−Ｑが順に出力されるが、この位相調整器１
３ａ，１３ｂは、この−Ｉ，−Ｑのようにπだけ位相を
回転させる機能を有するのである。また、その他の逓倍
数ｎの場合は、振幅情報に応じた係数を重み付けるよう
にする。

【００４３】さらに、セレクタ部１４は、搬送波周波数
・位相発生器１２からの位相情報を切替情報として使用
しながら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び
第２ベースバンドディジタル信号並びに、位相調整部１
３からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバン
ドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号
を順次選択しながら出力するものである。すなわち、ロ
ールオフフィルタ１８ａからＩ、ロールオフフィルタ１
８ｂからＱ、位相調整器１３ａから−Ｉ、位相調整器１
３ｂから−Ｑがそれぞれ入力される。そして、４進カウ
ンタ１２ａからの選択信号によって、それら４つの中か
ら順番に１つだけが後段に選択出力される。ここで、上
記のセレクタ型直交振幅変調部１０の動作を説明する。

【００４４】逓倍数が４の場合は、シンボルクロックの
速さのデータ１個に対し、４回サンプリングを行なう
が、このサンプリングによるｃｏｓ値，ｓｉｎ値は次の
ような４通りの単純な値をとる。なお、速度は４×ｆ
_SYMBOL（Ｈｚ）である。 ｃｏｓ＝１，０，−１，０，１，０，−１，０，・・・ ｓｉｎ＝０，１，０，−１，０，１，０，−１，・・・ そして、ロールオフフィルタ１８ａからのＩｃｈ信号
は、このｃｏｓ値と掛け合わされるので、４×ｆ_SYMBOL
（Ｈｚ）の次のようなデータ列となる。

【００４５】 Ｉ，０，−Ｉ，０，Ｉ，０，−Ｉ，０，Ｉ，０，−Ｉ， …（１−１） 同様に、ロールオフフィルタ１８ｂからのＱｃｈ信号
は、このｓｉｎ値と掛け合わされるので、４×ｆ_SYMBOL
（Ｈｚ）の次のようなデータ列となる。 ０，Ｑ，０，−Ｑ，０，Ｑ，０，−Ｑ，０，Ｑ，０， …（１−２） そして、これらの各出力を合波して変調波を得る。すな
わち、式（１−１），式（１−２）から次のような変調
データ列が得られる。

【００４６】 Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑ，Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑ，Ｉ，Ｑ，−Ｉ，…（１−３） この式（１−３）に示すように出力には、４×ｆ_SYMBOL
（Ｈｚ）のクロックで変化する、Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑの
４通りの信号しか現れないので、このことを利用して、
上記の４通りの信号から１つを選択して、４×ｆ_SYMBOL
（Ｈｚ）の速さをもつ、Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑの４通りの
繰り返し列が得られるのである。

【００４７】また、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂ
は、位相回転部１１から出力される信号を受信側で符号
間干渉が最小になるように処理するものである。なお、
このロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂを設ける位置
は、位相回転部１１の前か、または後である。さらに、
送信後段部１９は、セレクタ型直交振幅変調部１０から
出力される信号を送信帯域制限して、無線回線上に送出
するものであり、Ｄ／Ａ変換器１９ａ，帯域フィルタ１
９ｂ，アンテナ１９ｃをそなえて構成されている。

【００４８】ここで、Ｄ／Ａ変換器１９ａは、セレクタ
型直交振幅変調部１０の出力における信号をディジタル
からアナログに変換するものであり、帯域フィルタ１９
ｂは、Ｄ／Ａ変換器１９ａの出力における信号を、帯域
制限して、不要な高調波を除去するものであり、また、
アンテナ１９ｃは、帯域フィルタ１９ｂの出力における
送信信号を無線回線に送出するものである。

【００４９】こうして、入力信号は、ロールオフフィル
タ１８ａ，１８ｂを介して、セレクタ型直交振幅変調部
１０において、直交振幅変調を施されて、元のベースバ
ンド信号の４倍の速度をもつ送信周波数に変換され、こ
れが送信後段部１９において、送信出力される。次に、
セレクタ型直交振幅変調部１０の入力側に設けられた位
相回転部１１について説明する。

【００５０】この位相回転部１１は、セレクタ型直交振
幅変調部１０の入力側に設けられ、ローカル周波数とベ
ースバンド周波数との差に相当する差分周波数Δｆを用
いて、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２
ベースバンドディジタル信号に位相回転を施すものであ
り、差分周波数・位相発生器１５，第２余弦情報・正弦
情報記憶部１６，位相回転処理部１７をそなえて構成さ
れている。

【００５１】この差分周波数・位相発生器１５は、差分
周波数Δｆの情報を用いて位相情報Θ（ｔ）を出力する
ものであり、差分周波数Δｆを発生する差分周波数発生
器１５ａと、この差分周波数発生器１５ａの出力を受け
て位相情報Θ（ｔ）を出力するカウンタ１５ｂとをそな
えて構成されている。上記差分周波数Δｆについて図２
を用いて説明する。この図２に示すように、周波数
ｆ_BB，ｆ_LO，ｆ_TXをもつ３つのスペクトラムが配置され
ている。ここで、スペクトラム８０は周波数ｆ_BBをもつ
ベースバンド信号についてのもので、スペクトラム８１
は周波数ｆ_LOをもつローカル信号についてのもので、ま
た、スペクトラム８２は周波数ｆ_TXをもつ送信信号につ
いてのものである。

【００５２】上述したように、周波数ｆ_BBをもつベース
バンド信号スペクトラム８０を直接、ｎ逓倍（ｎは２以
上の整数）しても、送信周波数信号スペクトラム８２
（周波数ｆ_TX）にならないことが多い。なぜならば、ベ
ースバンド信号帯域の取る値はほぼ固定的な帯域であ
り、また、送信周波数信号帯域の取る値はシステム諸元
により決定されてしまうので、ベースバンド信号を、こ
のベースバンド信号に同期したシンボルクロックの整数
倍のクロックをもつ信号に直接変換しても、送信周波数
には合致しないのである。

【００５３】そこで、このベースバンド信号スペクトラ
ム８０にまず低速周波数領域で位相回転処理を施して、
周波数ｆ_LOをもつ局所的なローカル周波数スペクトラム
８１に周波数変換し、このローカル周波数信号スペクト
ラム８１をｎ逓倍して送信周波数信号スペクトラム８２
を得るようにする。以下、このベースバンド信号周波数
ｆ_BBとローカル周波数ｆ_LOとの差分を差分周波数Δｆと
呼ぶことにする。

【００５４】なお、この差分周波数Δｆから位相情報を
出力する差分周波数・位相発生器１５は、図３に示すよ
うな回路構成にすることもできる。すなわち、図３に示
すように、差分周波数・位相発生器１５を、Δｆ設定手
段４０と、乗算部２０ａとバッファ部２０ｂとからなる
位相情報アキュムレータ２０とをそなえて構成するよう
にする。

【００５５】ここで、Δｆ設定手段４０は、差分周波数
情報を入力されて、この値をバッファ部２０ｂに出力す
るものであり、また、位相情報アキュムレータ２０は、
このΔｆ設定手段４０からの差分周波数情報を得て、搬
送波クロックごとにカウントアップするものである。ま
た、この位相情報アキュムレータ２０内の乗算部２０ａ
は、差分周波数の情報とバッファ部２０ｂからの出力と
を乗算するものであり、また、バッファ部２０ｂは、保
持された情報を出力とするものである。これらによっ
て、この位相情報アキュムレータ２０は、クロック毎に
一定値を積算していって、差分周波数Δｆ値に達した瞬
間に、値が０に戻るよう動作するのである。

【００５６】すなわち、まず最初に、バッファ部２０ｂ
の記憶内容をリセットし、搬送波クロックが入ると、バ
ッファ部２０ｂの保持内容がカウントアップされる。次
の搬送波クロックが入ると、バッファ部２０ｂの保持内
容は、フィードバックされて、乗算器２０ａと掛け合わ
されて、その結果が再度バッファ部２０ｂに入力され
て、足し込まれる。以後、同様にしてバッファ部２０ｂ
は、カウントアップされていき、バッファ部２０ｂの累
積値があるしきい値を超えた瞬間に、リセットがかか
り、その値が０に戻る。こうして、これらのΔｆ設定手
段４０と位相情報アキュムレータ２０とによって、差分
周波数Δｆの情報を用いて位相情報Θ（ｔ）が出力され
るのである。

【００５７】次に、図１に示す第２余弦情報・正弦情報
記憶部１６は、差分周波数・位相発生器１５からの位相
情報Θ（ｔ）を受けて、位相情報Θ（ｔ）に相当するデ
ィジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情
報ｓｉｎΘ（ｔ）を出力するものであり、具体的には、
差分周波数・位相発生器１５の出力における位相情報Θ
（ｔ）を表すアドレスによって、ディジタルｓｉｎ波形
やディジタルｃｏｓ波形の振幅値を出力するＲＯＭが使
用される。

【００５８】また、位相回転処理部１７は、第２余弦情
報・正弦情報記憶部１６からのディジタル余弦情報ｃｏ
ｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）を使
用して上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２
ベースバンドディジタル信号に位相回転処理を施すもの
であり、４個の乗算器１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ
と２個の加算器１７ｅ，１７ｆとをそなえて構成されて
いる。

【００５９】これらにより、この位相回転処理部１７
は、入力されたベースバンド信号の位相角を強制的に進
ませ、このベースバンド信号の帯域の周波数を高くして
出力するのである。すなわち、上述した差分周波数Δｆ
に等しい角度Θを、第１ベースバンドディジタル信号及
び第２ベースバンドディジタル信号に与えるようにす
る。これは、ベースバンド信号Ｖ（ｔ）＝ｅｘｐ〔ｊ・
Θ（ｔ）〕＝ｅｘｐ〔ｊ・（ωｔ＋φ）〕において、角
度Θ（ｔ）を進めるために、位相項φを強制的に回転さ
せて、ｅｘｐの回転を速めることに対応する。

【００６０】信号空間上の言葉を借りれば、信号点座標
が〔ｃｏｓΘ（ｔ），ｓｉｎΘ（ｔ）〕であるこのベー
スバンド信号Ｖ（ｔ）に対し、回転行列を掛けて信号空
間上の原点の回りを左回転する速度を上げることに相当
する。すなわち、この回転演算とは、次の式（２−
１），式（２−２）で表される演算である。

【００６１】 Ｉ_OUT ＝Ｉ_IN×ｃｏｓΘ（ｔ）−Ｑ_IN×ｓｉｎΘ（ｔ） …（２−１） Ｑ_OUT ＝Ｑ_IN×ｃｏｓΘ（ｔ）＋Ｉ_IN×ｓｉｎΘ（ｔ） …（２−２） ここで、入力のＩｃｈ信号，Ｑｃｈ信号をそれぞれ
Ｉ_IN，Ｑ_INとし、出力のＩｃｈ信号，Ｑｃｈ信号をそれ
ぞれＩ_OUT ，Ｑ_OUT としている。そして、これらの式
（２−１），式（２−２）で表される回転演算は、この
位相回転処理部１７内の４個の乗算器１７ａ，１７ｂ，
１７ｃ，１７ｄと２個の加算器１７ｅ，１７ｆによっ
て、実行される。

【００６２】すなわち、入力信号Ｉ_INは、乗算器１７ａ
において、第２余弦情報・正弦情報記憶部１６から出力
されるディジタルｃｏｓ成分と乗算され（式２−１第１
項）、また、入力信号Ｑ_INは、乗算器１７ｃにおいて、
第２余弦情報・正弦情報記憶部１６から出力されるディ
ジタルｓｉｎ成分と乗算され（式２−１第２項）、加算
器１７ｅにおいて、乗算器１７ｃの出力を反転したもの
と乗算器１７ａの出力とが加算される。

【００６３】同様にして、入力信号Ｉ_INは、乗算器１７
ｄにおいて、第２余弦情報・正弦情報記憶部１６から出
力されるディジタルｓｉｎ成分と乗算され（式２−２第
２項）、また、入力信号Ｑ_INは、乗算器１７ｂにおい
て、第２余弦情報・正弦情報記憶部１６から出力される
ディジタルｃｏｓ成分と乗算され（式２−２第１項）、
加算器１７ｆにおいて、乗算器１７ｂと乗算器１７ｄと
の出力が加算される。

【００６４】こうして、位相回転回路１１において、回
転演算処理が施されるので、入力ベースバンド信号は、
差分周波数Δｆ分だけその周波数が上げられて出力され
る。そして、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂを介し
て、セレクタ型直交振幅変調部１０にて、変調され、送
信後段部１９から送信されるのである。このような構成
によって、入力ベースバンド信号が直交振幅変調を施さ
れて、送信される。すなわち、第１ベースバンドディジ
タル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は位相回
転部１１に入力される。そして、この位相回転部１１内
の第２余弦情報・正弦情報記憶部１６において、差分周
波数・位相発生器１５からの位相情報Θ（ｔ）を受け
て、位相情報Θ（ｔ）に相当するディジタル余弦情報ｃ
ｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）が
出力され、位相回転処理部１７において、その第２余弦
情報・正弦情報記憶部１６からのディジタル余弦情報ｃ
ｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）を
使用して、第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベ
ースバンドディジタル信号は位相回転処理を施されて、
差分周波数Δｆだけ高い周波数をもつ周波数ｆ_LOのロー
カル周波数に周波数変換される。

【００６５】さらに、位相回転部１７から出力された、
これらの第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベー
スバンドディジタル信号はそれぞれ、ロールオフフィル
タ１８ａ，１８ｂにおいて、受信側で受信側で符号間干
渉が最小になるように処理され、セレクタ型直交振幅変
調部１０に入力される。そして、ロールオフフィルタ１
８ａから出力される第１ベースバンド信号は、位相調整
部１３において、２分岐され、分岐された第１ベースバ
ンドディジタル信号の一方は位相調整器１３ａにおい
て、セレクタ部１４に入力されるとともに、分岐された
他方の第１ベースバンドディジタル信号はπだけ位相を
回転させられてセレクタ部１４に入力される。また、ロ
ールオフフィルタ１８ｂから出力される第２ベースバン
ド信号は、位相調整部１３において、２分岐され、分岐
された第２ベースバンドディジタル信号の一方は位相調
整器１３ｂにおいて、セレクタ部１４に入力されるとと
もに、分岐された他方の第２ベースバンドディジタル信
号はπだけ位相を回転させられてセレクタ部１４に入力
される。

【００６６】さらに、セレクタ部１４において、これら
の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバン
ドディジタル信号並びに、位相調整部１３からの位相回
転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信
号及び第２ベースバンドディジタル信号は、搬送波周波
数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位
相発生器１２からの位相情報を切替情報として使用しな
がら、順次選択されて出力されるのである。

【００６７】そして、送信後段部１９において、選択出
力された信号は、Ｄ／Ａ変換器１９ａにおいて、ディジ
タルからアナログに変換され、帯域フィルタ１９ｂにお
いて、その送信信号は、帯域制限されて不要な高調波が
除去され、アンテナ１９ｃから無線回線に送出される。
このようにして、アナログ回路による周波数変換は不要
になる。すなわち、ベースバンド信号の位相を回転させ
て、ＲＦ帯に直接アップコンバートする方式において、
第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元
に合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、
送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、簡単なセ
レクタにより変調部を実現できるうえ、位相回転部１１
からセレクタ型直交振幅変調部１０までの回路を、フル
ディジタル化できて、回路構成を簡単化、小型化できる
ようになり、ＬＳＩ化が容易となる。さらに、差分周波
数Δｆの値が小さい時には特に有効である。すなわち、
差分周波数発生器１５ａの周波数がΔｆの速度で低速動
作しているため、回路の経済化が図れる。

【００６８】また、差分周波数・位相発生器１５を、Δ
ｆ設定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とを有す
る回路によって構成しても、同様な効果を得ることがで
きる。 （Ｂ）本発明の第２実施形態の説明 上記の第１実施形態においては、周波数の逓倍数ｎが４
であり、直交振幅変調部を、セレクタによって構成する
ことができたが、この部分を、別の回路に置き替えるこ
ともできる。

【００６９】図４に、本発明の第２実施形態にかかる、
ディジタル変調の無線送信機を示す。この図４に示すデ
ィジタル変調装置９１は、第２搬送波回路を使用しない
で、ベースバンド信号の帯域の周波数を上げるものであ
り、位相回転部１１，ロールオフフィルタ１８ａ，１８
ｂ，送信後段部１９のほか、乗算型直交振幅変調部２１
をそなえて構成されている。

【００７０】この乗算型直交振幅変調部２１は、相互に
直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベー
スバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ倍（ｎ
は２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づいて得ら
れるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報で変調
するものであり、搬送波周波数・位相発生器１２をそな
えるほか、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２，演算部
２３をそなえて構成されている。

【００７１】ここで、搬送波周波数・位相発生器１２
は、搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力するも
のであり、また、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２
は、搬送波周波数・位相発生器１２からの位相情報を受
けて位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジ
タル正弦情報を出力するものである。さらに、演算部２
３は、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジ
タル余弦情報と第１ベースバンドディジタル信号を乗算
するとともに、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２から
のディジタル正弦情報と第２ベースバンドディジタル信
号とを乗算し、両乗算結果を加算して出力するものであ
り、乗算器２３ａ，２３ｂ，加算器２３ｃをそなえて構
成されている。

【００７２】そして、乗算器２３ａにおいて、第１余弦
情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル余弦情報と
上記の第１ベースバンドディジタル信号が乗算され、乗
算器２３ｂにおいて、第１余弦情報・正弦情報記憶部２
２からのディジタル正弦情報と第２ベースバンドディジ
タル信号が乗算され、加算器２３ｃにおいて、これら乗
算器２３ａと乗算器２３ｂとの出力が加算される。

【００７３】なお、図４において、上記第１実施形態に
おいて使用された符号と同じ符号を付した部材は、同様
なもの、あるいは同様の機能を有するものであるので、
更なる説明は省略する。また、ロールオフフィルタ１８
ａ，１８ｂを設ける位置は、位相回転部１１の前でも後
でもよい。

【００７４】従って、このディジタル変調装置９１は、
相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第
２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ
倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づい
て得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報
で変調する乗算型直交振幅変調部２１と、乗算型直交振
幅変調部２１の入力側に設けられ、ローカル周波数とベ
ースバンド周波数との差に相当する差分周波数を用い
て、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベ
ースバンドディジタル信号に位相回転を施す位相回転部
１１とをそなえて構成されていることになる。

【００７５】そして、この乗算型直交振幅変調部２１
が、搬送波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬
送波周波数・位相発生器１２と、搬送波周波数・位相発
生器１２からの位相情報を受けて位相情報に相当するデ
ィジタル余弦情報及びディジタル正弦情報を出力する第
１余弦情報・正弦情報記憶部２２と、第１余弦情報・正
弦情報記憶部２２からのディジタル余弦情報と上記の第
１ベースバンドディジタル信号を乗算するとともに、第
１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦
情報と第２ベースバンドディジタル信号とを乗算し、両
乗算結果を加算する演算部２３とをそなえて構成されて
いることになる。

【００７６】さらに、搬送波周波数・位相発生器１２
が、搬送波周波数を発生する周波数発生器１２ａと、周
波数発生器１２ａの出力を受けて位相情報を出力するカ
ウンタ１２ｂとをそなえて構成されていることになる。
また、位相回転部１１が、差分周波数Δｆの情報を用い
て位相情報Θ（ｔ）を出力する差分周波数・位相発生器
１５と、差分周波数・位相発生器１５からの位相情報Θ
（ｔ）を受けて位相情報Θ（ｔ）に相当するディジタル
余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎ
Θ（ｔ）を出力する第２余弦情報・正弦情報記憶部１６
と、第２余弦情報・正弦情報記憶部１６からのディジタ
ル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉ
ｎΘ（ｔ）を使用して上記の第１ベースバンドディジタ
ル信号及び第２ベースバンドディジタル信号に位相回転
処理を施す位相回転処理部１７とをそなえて構成されて
いることになる。

【００７７】ここで、差分周波数・位相発生器１５が、
差分周波数を発生する差分周波数発生器１５ａと、差分
周波数発生器１５ａの出力を受けて位相情報を出力する
カウンタ１５ｂとをそなえて構成されていることにな
る。なお、本実施形態においても、差分周波数・位相発
生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段４０と位相
情報アキュムレータ２０とを有する差分周波数・位相発
生器に置き替えてもよい。

【００７８】このような構成によって、入力された第１
ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディ
ジタル信号は、位相回転部１１において、位相回転処理
を施されて、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂにおい
て、これらの第１ベースバンドディジタル信号及び第２
ベースバンドディジタル信号はそれぞれ、受信側で受信
側で符号間干渉が最小になるように処理され、乗算型直
交振幅変調部２１に入力される。

【００７９】そして、乗算型直交振幅変調部２１におい
て、これら相互に直交する第１ベースバンドディジタル
信号及び第２ベースバンドディジタル信号は、ローカル
周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情
報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタ
ル正弦情報で変調される。そして、送信後段部１９にお
いて、乗算型直交振幅変調部２１の出力における信号
は、Ｄ／Ａ変換器１９ａにおいて、ディジタルからアナ
ログに変換され、帯域フィルタ１９ｂにおいて、その送
信信号は、帯域制限されて不要な高調波が除去され、ア
ンテナ１９ｃから無線回線に送出される。

【００８０】このようにして、アナログ回路による周波
数変換は不要になる。すなわち、ベースバンド信号の位
相を回転させて、ＲＦ帯に直接アップコンバートする方
式において、第２の周波数に変換する回路を使わずに、
システム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できる
ようになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。ま
た、位相回転部１１から乗算型直交振幅変調部２１まで
の回路を、フルディジタル化できて、回路構成が簡単
化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる。
さらに、差分周波数Δｆの値が小さい時に特に有効であ
る。すなわち、差分周波数発生器１５ａの周波数がΔｆ
の速度で低速動作しているため、回路の経済化が図れ
る。

【００８１】（Ｃ）本発明の第３実施形態の説明 上述した第１実施形態あるいは第２実施形態では、直交
振幅変調部の入力側に位相回転回路を設けているが、こ
れに対し、本実施形態では、直交振幅変調部から出力さ
れる信号をさらに直交変調して、送信周波数を得るよう
にしている。図５に本発明の第３実施形態にかかるディ
ジタル変調の無線送信機を示す。この図５に示すディジ
タル変調装置９２は、第２搬送波回路を使用しないで、
ＩＦ信号の帯域の周波数を上げるものであり、ロールオ
フフィルタ１８ａ，１８ｂ，第１セレクタ型直交振幅変
調部２４，第２セレクタ型直交振幅変調部２８，差分周
波数・位相発生器１５，第３余弦情報・正弦情報記憶部
３０，演算部３１，送信後段部１９をそなえて構成され
ている。

【００８２】ここで、第１セレクタ型直交振幅変調部２
４は、第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベース
バンドディジタル信号を直交振幅変調するものであっ
て、搬送波周波数・位相発生器２５，位相調整部２６，
第１セレクタ部２７をそなえて構成されている。また、
搬送波周波数・位相発生器２５は、搬送波周波数の情報
を用いて位相情報を出力するものであり、搬送波周波数
を発生する周波数発生器２５ａと、この周波数発生器２
５ａの出力を受けて位相情報を出力する４進カウンタ２
５ｂとをそなえて構成されている。

【００８３】さらに、位相調整部２６は、上記の第１ベ
ースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジ
タル信号をそれぞれ所要数に分岐し分岐された上記の第
１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドデ
ィジタル信号にそれぞれ位相回転処理を施すものであ
り、この処理を行なう位相調整器２６ａ，２６ｂをそな
えて構成されている。

【００８４】第１セレクタ部２７は、搬送波周波数・位
相発生器２５からの位相情報を切替情報として使用しな
がら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２
ベースバンドディジタル信号並びに位相調整部２６から
の位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディ
ジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次
選択しながら出力するものである。

【００８５】そして、第２セレクタ型直交振幅変調部２
８は、上記の搬送波周波数・位相発生器２５及び位相調
整部２６を共用するとともに、搬送波周波数・位相発生
器２５からの位相情報を切替情報として使用しながら、
第１セレクタ部２７での選択位相と９０度異なるように
して、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２
ベースバンドディジタル信号並びに位相調整部２６から
の位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディ
ジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次
選択しながら出力する第２セレクタ部２９をそなえて構
成されている。

【００８６】また、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０
は、差分周波数・位相発生器１５からの位相情報Θ
（ｔ）を受けて位相情報Θ（ｔ）に相当するディジタル
余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎ
Θ（ｔ）を出力するものである。さらに、演算部３１
は、第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタ
ル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）と、第１セレクタ型直交振幅
変調部２４の出力とを乗算するとともに、第３余弦情報
・正弦情報記憶部３０からのディジタル正弦情報ｓｉｎ
Θ（ｔ）と第２セレクタ型直交振幅変調部２８の出力と
を乗算し、両乗算結果を加算するものであり、乗算器３
１ａ，３１ｂ，加算器３１ｃをそなえて構成されてい
る。

【００８７】なお、図５において、上記の各実施形態で
使用した符号と同じ符号を付した部材は、既に述べた機
能と同じもの或いは同等な機能を有するものであり、更
なる説明は省略する。また、本実施形態においても、差
分周波数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設
定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差
分周波数・位相発生器に置き替えてもよい。

【００８８】このような構成により、差分周波数Δｆだ
け周波数を上げる処理が行なわれる。以下、変調波の周
波数変換の変換過程を詳述し、それらの演算に対応する
各部材を説明する。Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）をローカル周波
数ｆ_LOをもつＩｃｈ，Ｑｃｈの信号とし、ｃｏｓΦ
（ｔ），ｓｉｎΦ（ｔ）を搬送波周波数ｆ_TXをもつ電圧
波形とすると、直交振幅変調を行なった、送信出力ＲＦ
（ｔ）は、式（３−１）で表される。

【００８９】 ＲＦ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）×ｃｏｓΦ（ｔ）＋Ｑ（ｔ）×ｓｉｎΦ（ｔ） …（３−１） ここで、ローカル周波数ｆ_LOと、ベースバンド信号周波
数ｆ_BBとの差分Δｆに相当する電圧波形をｃｏｓΘ
（ｔ），ｓｉｎΘ（ｔ）とすると、送信出力ＲＦ（ｔ）
は、式（３−２）で表される。

【００９０】 ＲＦ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）×ｃｏｓ〔Φ（ｔ）＋Θ（ｔ）〕 ＋Ｑ（ｔ）×ｓｉｎ〔Φ（ｔ）＋Θ（ｔ）〕 …（３−２） この式（３−２）を変形すると、式（３−３）を得る。 ＲＦ（ｔ）＝ Ｉ（ｔ） ×〔ｃｏｓΦ（ｔ）×ｃｏｓΘ（ｔ）−ｓｉｎΦ（ｔ）×ｓｉｎΘ（ｔ）〕 ＋Ｑ（ｔ） ×〔ｓｉｎΦ（ｔ）×ｃｏｓΘ（ｔ）＋ｃｏｓΦ（ｔ）×ｓｉｎΘ（ｔ）〕 ＝Ｘ（ｔ）×ｃｏｓΘ（ｔ）＋Ｙ（ｔ）×ｓｉｎΘ（ｔ） …（３−３） ここで、Ｘ（ｔ），Ｙ（ｔ）は、次の式（３−４），式
（３−５）のように定義される。なお、Θ（ｔ）は周波
数差分Δｆに相当し、Φ（ｔ）は搬送波周波数ｆ_TXに相
当している。

【００９１】 Ｘ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）×ｃｏｓΦ（ｔ）＋Ｑ（ｔ）×ｓｉｎΦ（ｔ） …（３−４） Ｙ（ｔ）＝Ｑ（ｔ）×ｃｏｓΦ（ｔ）−Ｉ（ｔ）×ｓｉｎΦ（ｔ） …（３−５） ここで、この式（３−３）に示す演算が、上記の各部材
によって実行されていることを次の〜に示す。 （３−４）式の演算 このＸ（ｔ）の演算は、第１セレクタ部２７によって、
実行される。すなわち、搬送波周波数・位相発生器２５
の出力における選択信号によって、Ｉ，Ｑ，−Ｉ，−Ｑ
の４通りの中から、順番に１つだけが選択され、後段に
出力される。 （３−５）式の演算 このＹ（ｔ）の演算は、式（３−４）のローカル信号を
９０度進ませたものに等しい。すなわち、Ｙ（ｔ）は、
式（３−６）のように表される。

【００９２】 Ｙ（ｔ） ＝Ｑ（ｔ）×ｃｏｓΦ（ｔ）−Ｉ（ｔ）×ｓｉｎΦ（ｔ） ＝Ｑ（ｔ）×ｓｉｎΦ（ｔ＋π／２）＋Ｉ（ｔ）×ｃｏｓΦ（ｔ＋π／２） ＝Ｉ（ｔ）×ｃｏｓΦ（ｔ＋π／２）＋Ｑ（ｔ）×ｓｉｎΦ（ｔ＋π／２） …（３−６） そして、このＹ（ｔ）の演算は、第２セレクタ部２９に
よって、実行される。すなわち、搬送波周波数・位相発
生器２５の出力における選択信号によって、第１セレク
タ部２７の選択位相とは９０度異なるＱ，−Ｉ，−Ｑ，
Ｉの４通りの中から、順番に１つだけが選択され、後段
に出力される。（３−３）式の演算これらのＸ
（ｔ），Ｙ（ｔ）に対して、回転角Θ（ｔ）だけ位相回
転して加算する式（３−３）の演算は、演算部３１によ
って実行される。

【００９３】すなわち、乗算器３１ａにおいて、第１セ
レクタ部２１の出力におけるＸ（ｔ）と、第３余弦情報
・正弦情報記憶部３０の出力における余弦成分ｃｏｓΘ
（ｔ）とが乗算され、乗算器３１ｂにおいて、第２セレ
クタ部２９の出力におけるＹ（ｔ）と、第３余弦情報・
正弦情報記憶部３０の出力における正弦成分ｓｉｎΘ
（ｔ）とが乗算され、そして、加算器３１ｃにおいて、
それらが加算され、その出力が送信後段部１９から送信
されるのである。

【００９４】このようにして、式（３−３）を利用する
ことによって、変調波の周波数変換が容易にできる。ま
た、差分周波数・位相発生器１５と第３余弦情報・正弦
情報記憶部３０とは、低速動作しているため、回路の経
済化が図れる。さらに、アナログ回路による周波数変換
は不要になる。すなわち、第２の周波数に変換する回路
を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波
数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利
点がある。また、簡単なセレクタにより変調部を実現で
きるうえ、入力側から送信後段部１９の手前までの回路
を、フルディジタル化できて、回路構成を簡単化、小型
化できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる。

【００９５】（Ｄ）本発明の第４実施形態の説明 上記の第３実施形態においては、周波数の逓倍数ｎが４
であり、直交振幅変調部を、セレクタによって構成する
ことができたが、この部分を、別の回路に置き替えるこ
ともできる。図６に、本発明の第４実施形態にかかる、
ディジタル変調の無線送信機を示す。この図６に示すデ
ィジタル変調装置９３は、第２搬送波回路を使用しない
で、ベースバンド信号の帯域の周波数を上げるものであ
り、ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂ，差分周波数・
位相発生器１５，第３余弦情報・正弦情報記憶部３０，
演算部３１，送信後段部１９をそなえるほか、第１乗算
型直交振幅変調部３３，第２乗算型直交振幅変調部３６
をそなえて構成されている。

【００９６】ここで、第１乗算型直交振幅変調部３３
は、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベ
ースバンドディジタル信号を直交振幅変調するものであ
って、搬送波周波数・位相発生器２５，第１余弦情報・
正弦情報記憶部２２，第１演算部３５をそなえて構成さ
れている。この第１演算部３５は、乗算器３５ａ，３５
ｂ，加算器３５ｃをそなえて構成されており、乗算器３
５ａにおいて、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２から
のディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）と、ロールオフフ
ィルタ１８ａの出力とが乗算されるとともに、乗算器３
５ｂにおいて、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２から
のディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）とロールオフフィ
ルタ１８ｂの出力とが乗算され、加算器３５ｃにおい
て、両乗算結果は加算される。

【００９７】さらに、第２乗算型直交振幅変調部３６
は、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベ
ースバンドディジタル信号を直交振幅変調するものであ
って、搬送波周波数・位相発生器２５，第１余弦情報・
正弦情報記憶部２２を、第１乗算型直交振幅変調部３３
と共有するとともに、第２演算部３７をそなえて構成さ
れている。

【００９８】そして、この第２演算部３７は、第１余弦
情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦情報ｓ
ｉｎΦ（ｔ）と、ロールオフフィルタ１８ａの出力とを
乗算するとともに、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２
からのディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）とロールオフ
フィルタ１８ｂの出力とを乗算し、両乗算結果を加算す
るものであり、乗算器３７ａ，３７ｂ，加算器３７ｃを
そなえて構成されている。

【００９９】なお、図６に示す部材のうち、上記各実施
形態で使用した符号と同じ符号を付した部材は、既に述
べた機能と同じもの或いは同様な機能を有するものであ
り、更なる説明は省略する。また、本実施形態において
も、差分周波数・位相発生器１５を、図３に示すような
Δｆ設定手段４０と位相情報アキュムレータ２０とを有
する差分周波数・位相発生器に置き替えてもよい。

【０１００】従って、このディジタル変調装置９３は、
相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及び第
２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数のｎ
倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基づい
て得られるディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）及びディ
ジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）で変調する第１直交振幅
変調部３３と、上記の第１ベースバンドディジタル信号
及び第２ベースバンドディジタル信号を、第１直交振幅
変調部３３で使用するディジタル余弦情報ｃｏｓΦ
（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）とはそれ
ぞれ位相が９０度異なるディジタル余弦情報ｃｏｓΦ
（ｔ）及びディジタル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）で変調す
る第２直交振幅変調部３６と、ローカル周波数とベース
バンド周波数との差に相当する差分周波数の情報を用い
て位相情報を出力する差分周波数・位相発生器１５と、
差分周波数・位相発生器１５からの位相情報を受けて位
相情報に相当するディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）及
びディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）を出力する第３余
弦情報・正弦情報記憶部３０と、第３余弦情報・正弦情
報記憶部３０からのディジタル余弦情報ｃｏｓΘ（ｔ）
と第１直交振幅変調部３３の出力とを乗算するとともに
第３余弦情報・正弦情報記憶部３０からのディジタル正
弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）と第２直交振幅変調部３６の出力
とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部３１とをそな
えて構成されていることになる。

【０１０１】そして、差分周波数・位相発生器１５が、
差分周波数を発生する周波数発生器１５ａと、周波数発
生器１５ａの出力を受けて位相情報Θ（ｔ）を出力する
カウンタ１５ｂとをそなえて構成されていることにな
る。なお、差分周波数・位相発生器１５は、差分周波数
を設定するΔｆ設定手段４０と、乗算部２０ａと乗算部
２０ａの出力を一時的に保持するバッファ部２０ｂとを
有し乗算部２０ａで差分周波数の情報とバッファ部２０
ｂからの出力とを乗算し、バッファ部２０ｂで保持され
た情報を出力とするアキュムレータ２０とをそなえて構
成されてもよい。

【０１０２】このような構成により、任意の逓倍数ｎ
（ｎは２以上の整数）の周波数変換が行なわれる。すな
わち、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２
ベースバンドディジタル信号は、ロールオフフィルタ１
８ａ，１８ｂにおいて、受信側で符号間干渉をなくすよ
う処理を施され、第１乗算型直交振幅変調部３３内の第
１演算部３５において、第１余弦情報・正弦情報記憶部
２２からのディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）と、ロー
ルオフフィルタ１８ａの出力とが乗算されるとともに、
第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正
弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）とロールオフフィルタ１８ｂの出
力とが乗算され、両乗算結果Ｘ（ｔ）が加算出力され
る。

【０１０３】また、第２演算部３７において、第１余弦
情報・正弦情報記憶部２２からのディジタル正弦情報ｓ
ｉｎΦ（ｔ）と、ロールオフフィルタ１８ａの出力とが
乗算されるとともに、第１余弦情報・正弦情報記憶部２
２からのディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）とロールオ
フフィルタ１８ｂの出力とが乗算され、両乗算結果Ｙ
（ｔ）が加算出力される。

【０１０４】そして、演算部３１において、第３余弦情
報・正弦情報記憶部３０からのディジタル余弦情報ｃｏ
ｓΘ（ｔ）と、第１乗算型直交振幅変調部３３の出力と
が乗算されるとともに、第３余弦情報・正弦情報記憶部
３０からのディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）と第２乗
算型直交振幅変調部３６の出力とが乗算され、両乗算結
果が加算され、送信後段部１９から送信される。すなわ
ち、式（３−３）の演算、Ｘ（ｔ）×ｃｏｓΘ（ｔ）＋
Ｙ（ｔ）×ｓｉｎΘ（ｔ）が行なわれる。

【０１０５】このようにして、変調波の周波数変換が容
易にできる。また、差分周波数・位相発生器１５と第３
余弦情報・正弦情報記憶部３０とは、低速動作している
ため、回路の経済化が図れる。さらに、アナログ回路に
よる周波数変換は不要になる。すなわち、第２の周波数
に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送
信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎
用化が図れる利点がある。また、入力側から送信後段部
１９の手前までの回路を、フルディジタル化できて、回
路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化が
容易となる。

【０１０６】（Ｅ）本発明の第５実施形態の説明 上記第１〜第４実施形態においては、差分周波数Δｆに
相当する周波数変換を行なうことによって、ベースバン
ド信号（周波数ｆ_BB）をローカル周波数（周波数ｆ_LO）
に変換し、ｎ逓倍した送信周波数（周波数ｆ_TX）を得て
いた。しかし、このローカル周波数にはサンプリング周
波数から要請される限界値がある。すなわち、サンプリ
ング周波数は送信出力周波数（周波数ｆ_TX）を表してお
り、このｆ_TXは固定値である。この場合、ローカル周波
数ｆ_LOの中心周波数は、このサンプリング周波数の１／
２が限界値となる。

【０１０７】従って、このサンプリング周波数を上げる
ことによって、ローカル周波数の限界値を上げるように
できる。図７に本発明の第５実施形態にかかるディジタ
ル変調の無線送信機を示す。この図７に示すディジタル
変調装置９４は、第２搬送波回路を使用しないで、ベー
スバンド信号の帯域の周波数を上げるものであり、ディ
ジタル変調装置９０をそなえるほか、その入力側にオー
バサンプリング処理部３９ａ，３９ｂをそなえて構成さ
れている。

【０１０８】このオーバサンプリング処理部３９ａ，３
９ｂは、ディジタル変調装置９０内の位相回転部１１の
入力側に設けられ、上記の第１ベースバンドディジタル
信号及び第２ベースバンドディジタル信号について、そ
れぞれオーバサンプリング処理を施すものである。これ
らのオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂは、ＦＩ
Ｒ（Finite Impulse Response ）フィルタから構成され
ている。図８にＦＩＲフィルタのブロック図を示す。こ
の図８に示すＦＩＲフィルタ７０は、オーバサンプリン
グ周波数を上げるために必要な中間データを作り出して
元のデータ中に補間するものであって、ｎ段（ｎは自然
数）縦列に連結されたＦＦ（フリップフロップ）７０ａ
−１〜７０ａ−ｎと、各フリップフロップからのタップ
出力とタップ係数Ｃ_n （ｎは自然数）とを掛け合わすｎ
個の乗算器７０ｂ−１〜７０ｂ−ｎと、各乗算器の出力
を全て足し合わす加算器７０ｃとをそなえて構成されて
いる。

【０１０９】ここで、ＦＦ７０ａ−１〜７０ａ−ｎの段
数は、ｎ逓倍したオーバサンプリング周波数に対応した
段数である。例えば、通常サンプリングの場合は、ｎ段
中、２段ずつ同じ値が入っているが、２倍サンプリング
の場合、ｎ段のフリップフロップの全てが独立した値が
入る。また、タップ係数Ｃ₁ 〜Ｃ_n はフィルタの波形を
計算するためのものであり、一例として旧サンプリング
周波数のインパルスレスポンス値を使用できる。このイ
ンパルスレスポンスの値ｈ（ｔ）は、旧サンプリング周
波数をｆ_o として、次のように表される。

【０１１０】ｈ（ｔ） ＝ ２ｆ_o ・ｓｉｎ（２πｆ_o
ｔ）／２πｆ_o ｔ タップ係数Ｃ₁ 〜Ｃ_n の値は、この他、旧サンプリング
時点で値が０になり変調波に対する影響の少ない周波数
伝達特性をもつものであれば良い。なお、上記のオーバ
サンプリング処理部３９ａ，３９ｂを別のＦＩＲフィル
タによる回路として構成してもよい。

【０１１１】図９に、オーバサンプリングの倍数を２倍
としてタップ数を３としたＦＩＲフィルタによって構成
される直線補間回路の例を示す。この図９に示す直線補
間回路７１は、一般に直線補間と呼ばれる手法を用い
て、前後の旧サンプリング値から中央の値を作り出すも
のであって、ＦＦ（フリップフロップ）７１ａ−１，７
１ａ−２，７１ａ−３と、各フリップフロップからの出
力とタップ係数Ｃ₁ ，Ｃ ₂ ，Ｃ₃ を掛け合わせる乗算器
７１ｂ−１，７１ｂ−２，７１ｂ−３と、各乗算器の出
力を全て足し合わせる加算器７１ｃとをそなえて構成さ
れている。

【０１１２】この直線補間回路７１を設けることによっ
て、前後の旧サンプリング値から中央の値を作り出すこ
とができる。なお、図７のロールオフフィルタ１８ａ，
１８ｂは、オーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂの
前段に配置する事も可能である。また、図７に示す部材
のうち、上記各実施形態で使用した符号と同じ符号を付
した部材は、既に述べた機能と同じもの或いは同様な機
能を有するものであり、更なる説明は省略する。

【０１１３】さらに、本実施形態においても、差分周波
数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段
４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差分周波
数・位相発生器に置き替えてもよい。このような構成に
よって、ローカル周波数（周波数ｆ_LO）を上げることが
できる。このことを以下、サンプリング定理に基づいて
説明する。

【０１１４】図１０（ａ）にローカル周波数（周波数ｆ
_LO）とサンプリング周波数（周波数ｆ_s ）との関係を示
す。この図１０（ａ）において、横軸は周波数（Ｈｚ）
で、縦軸は電力スペクトル密度（Ｗ／Ｈｚ）であり、ロ
ーカル周波数スペクトラム８３は、ｆ_LOを中心として現
れ、その最高周波数値は、ｆ_S ／２以内にあるので、正
確に信号データは表現可能である。すなわち、サンプリ
ング定理によると、信号をサンプリングする場合の最小
のサンプリング周波数ｆ_S （Ｈｚ）は、その信号に含ま
れる最高有効周波数Ｗ（Ｈｚ）の２倍以上でなければな
らず、もし、２Ｗ（Ｈｚ）以下の頻度でサンプリングす
ると、サンプリングされた信号のスペクトラムが、元の
信号スペクトラムの領域にゴーストとして重畳する、所
謂折り返しが発生する。換言すると、サンプリング周波
数ｆ_S （Ｈｚ）に対して、正確に表現できる周波数はｆ
_S ／２（Ｈｚ）までであって、ｆ_S ／２（Ｈｚ）以上の
周波数は表現できない。

【０１１５】ここで、このサンプリング周波数ｆ_S は、
ハードウェアのサンプリングレートから要請される値で
あって、例えば、送信周波数が、ローカル周波数ｆ_LOの
４逓倍なら次式のような関係が成立する。 ｆ_S ＝ ４ × ｆ_LO 次に、図１０（ｂ）に最高周波数値が、限界点にある場
合を示す。この図１０（ｂ）に示すローカル周波数スペ
クトラム８４は、これ以上周波数をあげると、低い周波
数側へ折り返しが発生する限界の場合に対応する。

【０１１６】ここで、上記のＦＩＲフィルタ７０を用い
ることにより、サンプリング周波数ｆ_S を高くでき、ロ
ーカル周波数ｆ_LOを元の限界値より大きくする事が可能
になる。すなわち、２倍にオーバサンプリングする場合
では、図１１に示すような信号波形の如く、中間データ
を作り出して挿入する。すなわち、この図１１におい
て、○印のＯ１，Ｏ２，Ｏ３が元のサンプリング信号位
置であり、矢印の値がディジタル値を示す。そして、内
挿するため、信号波形の移り変わりを示す線から●印の
ｎ１，ｎ２の信号を作り出すようにする。すなわち、新
サンプリング点のｎ１，ｎ２・・・の値は、矢印で示さ
れている旧サンプリング点Ｏ１，Ｏ２，Ｏ３・・・をイ
ンパルスと考えて、個々のインパルスレスポンスの重み
を加算すればよい。

【０１１７】このようにして、サンプリング周波数が増
加した分のデータを連続させるものではなく、中間デー
タを作り出して補間することにより、サンプリング点を
増加させているので、サンプリング周波数ｆ_S が高くな
り、ローカル周波数ｆ_LOを元の限界値より大きくする事
が可能になる。また、図１２に、ｆ_S を元の２倍に拡大
した時の変調波と周波数の関係を示す。この図１２に示
すように、サンプリング速度を２倍にしたので、ローカ
ル周波数スペクトラム８５を元の２倍（元のｆ_S ）まで
上げる事ができる。

【０１１８】こうして、ＦＩＲフィルタを特殊化した構
成によって、回路の簡単化が図れる。なお、直交振幅変
調の要求精度に合わせて、この回路の選択可否を決定す
るようにもできる。そして、上記各実施形態における位
相回転回部１１の出力周波数及び、第３余弦情報・正弦
情報記憶部３０の出力における周波数の両方において、
サンプリング周波数ｆ_S に等しい送信周波数が確定して
いる場合でも、中間データを作り出して補間することに
より、そのスペクトラムに含まれる最高周波数値をｆ_S
／２からｆ_S に上げることができ、ローカル周波数ｆ_LO
を元の限界値より大きくできる利点がある。

【０１１９】さらに、アナログ回路による第２の周波数
に変換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送
信周波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎
用化が図れる利点がある。また、回路を、簡単なセレク
タにより変調部を実現できるうえ、フルディジタル化で
きて、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、Ｌ
ＳＩ化が容易となる。さらに、差分周波数発生器１５ａ
の周波数がΔｆの速度で低速動作しているので、回路の
経済化が図れる。

【０１２０】（Ｆ）本発明の第６実施形態の説明 上記の第２実施形態では、オーバサンプリング数は１で
あったが、２以上のオーバサンプリング回路を入力部の
前段に挿入するように構成してもよい。図１３に本発明
の第６実施形態にかかるディジタル変調の無線送信機を
示す。この図１３に示すディジタル変調装置９５は、第
２搬送波回路を使用しないで、ベースバンド信号の帯域
の周波数を上げるものであり、ディジタル変調装置９１
をそなえるほか、その入力側にオーバサンプリング処理
部３９ａ，３９ｂをそなえて構成されている。そして、
このオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂはそれぞ
れ、図８に示すＦＩＲフィルタや、図９に示す直線補間
回路をそなえて構成されている。

【０１２１】なお、このオーバサンプリング処理部３９
ａ，３９ｂのそれぞれは、ロールオフフィルタ１８ａ，
１８ｂの後に配置する事もできる。また、図１３に示す
部材のうち、上記各実施形態で使用した符号と同じ符号
を付した部材は、既に述べた機能と同じもの或いは同様
な機能を有するものであり、更なる説明は省略する。

【０１２２】さらに、本実施形態においても、差分周波
数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段
４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差分周波
数・位相発生器に置き替えてもよい。このような構成に
よって、入力された第１ベースバンドディジタル信号
は、このオーバサンプリング処理部３９ａにおいて、オ
ーバサンプリング処理を施され、また、第２ベースバン
ドディジタル信号は、オーバサンプリング処理部３９ｂ
において、オーバサンプリング処理を施されて、ディジ
タル変調装置９１内の位相回転部１１に出力される。

【０１２３】これらの入力された第１ベースバンドディ
ジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号は、位
相回転部１１において、位相回転処理を施されて、ロー
ルオフフィルタ１８ａ，１８ｂにおいて、これらの第１
ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディ
ジタル信号はそれぞれ、受信側で受信側で符号間干渉が
最小になるように処理され、乗算型直交振幅変調部２１
に入力される。

【０１２４】そして、乗算型直交振幅変調部２１におい
て、これら相互に直交する第１ベースバンドディジタル
信号及び第２ベースバンドディジタル信号は、ローカル
周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情
報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタ
ル正弦情報で変調され、送信後段部１９から無線回線に
送信される。

【０１２５】このようにして、サンプリング周波数ｆ_S
を高く取れてローカル周波数ｆ_LOを元の限界値より大き
くする事が可能になるとともに、アナログ回路による第
２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に
合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送
信部材の汎用化が図れる利点がある。また、回路をフル
ディジタル化できて、回路構成が簡単化、小型化できる
ようになり、ＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促
進できる。さらに、差分周波数Δｆが低速動作している
ため、回路の経済化が図れる。

【０１２６】（Ｇ）本発明の第７実施形態の説明 上記の第３実施形態では、オーバサンプリング数は１で
あったが、２以上のオーバサンプリング回路を入力部の
前段に挿入するように構成してもよい。図１４に本発明
の第７実施形態にかかるディジタル変調の無線送信機を
示す。この図１４に示すディジタル変調装置９６は、第
２搬送波回路を使用しないで、ベースバンド信号の帯域
の周波数を上げるものであり、ディジタル変調装置９２
をそなえるほか、その入力側にオーバサンプリング処理
部３９ａ，３９ｂをそなえて構成されている。そして、
このオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂはそれぞ
れ、図８に示すＦＩＲフィルタや、図９に示す直線補間
回路をそなえて構成されている。

【０１２７】なお、このオーバサンプリング処理部３９
ａ，３９ｂのそれぞれは、ロールオフフィルタ１８ａ，
１８ｂの後に配置する事もできる。また、図１４に示す
部材のうち、上記各実施形態で使用した符号と同じ符号
を付した部材は、既に述べた機能と同じもの或いは同様
な機能を有するものであり、更なる説明は省略する。

【０１２８】さらに、本実施形態においても、差分周波
数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段
４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差分周波
数・位相発生器に置き替えてもよい。このような構成に
よって、入力された第１ベースバンドディジタル信号
は、このオーバサンプリング処理部３９ａにおいて、オ
ーバサンプリング処理を施され、ディジタル変調装置９
２に出力され、また、第２ベースバンドディジタル信号
は、オーバサンプリング処理部３９ｂにおいて、オーバ
サンプリング処理を施されて、ディジタル変調装置９２
に出力されて、これらの第１ベースバンドディジタル信
号及び第２ベースバンドディジタル信号は、ロールオフ
フィルタ１８ａ，１８ｂにおいて、受信側で符号間干渉
をなくすよう処理を施される。

【０１２９】そして、第１セレクタ型直交振幅変調部２
４内の位相調整部２６において、この第１ベースバンド
ディジタル信号は２分岐され、分岐された第１ベースバ
ンドディジタル信号の一方はセレクタ部２７と第２セレ
クタ部２９とにそれぞれ入力されるとともに、分岐され
た他方の第１ベースバンドディジタル信号は位相調整器
２６ａにおいて、πだけ位相を回転させられて、第１セ
レクタ部２７と第２セレクタ部２９とにそれぞれ入力さ
れる。

【０１３０】また、この位相調整部２６において、この
第２ベースバンドディジタル信号も２分岐され、分岐さ
れた第２ベースバンドディジタル信号の一方はセレクタ
部２７と第２セレクタ部２９とにそれぞれ入力されると
ともに、分岐された他方の第２ベースバンドディジタル
信号は位相調整器２６ｂにおいて、πだけ位相を回転さ
せられて、第１セレクタ部２７と第２セレクタ部２９と
にそれぞれ入力される。

【０１３１】そして、第１セレクタ型直交振幅変調部２
４内の第１セレクタ部２７において、これらの第１ベー
スバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタ
ル信号並びに、位相調整部２６からの位相回転処理を施
された、第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベー
スバンドディジタル信号の４つの信号は、搬送波周波数
の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相
発生器２５からの位相情報を切替情報として使用しなが
ら、順次選択されて出力される。

【０１３２】また、第２セレクタ型直交振幅変調部２８
内の第２セレクタ部２９において、これらの４つの信号
は、共用する第１セレクタ型直交振幅変調部２４内の搬
送波周波数・位相発生器２５からの位相情報を切替情報
として使用しながら、順次選択されて出力されるのであ
る。さらに、演算部３１において、第３余弦情報・正弦
情報記憶部３０からのディジタル余弦情報ｃｏｓΘ
（ｔ）と、第１セレクタ型直交振幅変調部２４の出力と
が乗算されるとともに、第３余弦情報・正弦情報記憶部
３０からのディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）と第２セ
レクタ型直交振幅変調部２８の出力とが乗算され、両乗
算結果が加算され、送信後段部１９から送信される。

【０１３３】このようにして、サンプリング周波数ｆ_S
を高く取れてローカル周波数ｆ_LOを元の限界値より大き
くする事が可能になるとともに、アナログ回路による第
２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に
合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送
信部材の汎用化が図れる利点がある。また、簡単なセレ
クタにより変調部を実現できるうえ、回路をフルディジ
タル化できて、回路構成を簡単化、小型化できるように
なり、ＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促進でき
る。さらに、差分周波数Δｆが低速動作しているため、
回路の経済化が図れる。

【０１３４】（Ｈ）本発明の第８実施形態の説明 上記の第４実施形態では、オーバサンプリング数は１で
あったが、２以上のオーバサンプリング回路を入力部の
前段に挿入するように構成してもよい。図１５に本発明
の第８実施形態にかかるディジタル変調の無線送信機を
示す。この図１５に示すディジタル変調装置９７は、第
２搬送波回路を使用しないで、ベースバンド信号の帯域
の周波数を上げるものであり、ディジタル変調装置９３
をそなえるほか、その入力側にオーバサンプリング処理
部３９ａ，３９ｂをそなえて構成されている。そして、
このオーバサンプリング処理部３９ａ，３９ｂは、上述
したような、ＦＩＲフィルタや直線補間回路をそなえて
構成されている。

【０１３５】なお、図１５において、オーバサンプリン
グ部３９ａ，３９ｂをロールオフフィルタ１８ａ，１８
ｂの後に配置する事もできる。また、図１５に示す部材
のうち、上記各実施形態で使用した符号と同じ符号を付
した部材は、既に述べた機能と同じもの或いは同様な機
能を有するものであり、更なる説明は省略する。

【０１３６】さらに、本実施形態においても、差分周波
数・位相発生器１５を、図３に示すようなΔｆ設定手段
４０と位相情報アキュムレータ２０とを有する差分周波
数・位相発生器に置き替えてもよい。すなわち、上記の
第１直交振幅変調部３３，第２直交振幅変調部３６の入
力側に、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第
２ベースバンドディジタル信号について、それぞれオー
バサンプリング処理を施すオーバサンプリング処理部３
９ａ，３９ｂが設けられていることになる。

【０１３７】そして、オーバサンプリング処理部３９
ａ，３９ｂが、ＦＩＲフィルタ７０をそなえて構成した
り、直線補間回路７１をそなえて構成していることにな
る。このような構成により、任意の逓倍数ｎ（ｎは２以
上の整数）の周波数変換が行なわれる。すなわち、入力
された第１ベースバンドディジタル信号は、このオーバ
サンプリング処理部３９ａにおいて、オーバサンプリン
グ処理を施され、ディジタル変調装置９３に出力され、
また、第２ベースバンドディジタル信号は、オーバサン
プリング処理部３９ｂにおいて、オーバサンプリング処
理を施されて、ディジタル変調装置９３に出力されて、
これらの第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベー
スバンドディジタル信号は、ロールオフフィルタ１８
ａ，１８ｂにおいて、受信側で符号間干渉をなくすよう
処理を施される。

【０１３８】そして、第１乗算型直交振幅変調部３３内
の第１演算部３５において、第１余弦情報・正弦情報記
憶部２２からのディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）と、
ロールオフフィルタ１８ａの出力とが乗算されるととも
に、第１余弦情報・正弦情報記憶部２２からのディジタ
ル正弦情報ｓｉｎΦ（ｔ）とロールオフフィルタ１８ｂ
の出力とが乗算され、両乗算結果が加算出力される。

【０１３９】また、第２乗算型直交振幅変調部３６内の
第２演算部３７において、共用する第１余弦情報・正弦
情報記憶部２２からのディジタル正弦情報ｓｉｎΦ
（ｔ）と、ロールオフフィルタ１８ａの出力とが乗算さ
れるとともに、共用する第１余弦情報・正弦情報記憶部
２２からのディジタル余弦情報ｃｏｓΦ（ｔ）とロール
オフフィルタ１８ｂの出力とが乗算され、両乗算結果が
加算出力される。

【０１４０】そして、演算部３１において、第３余弦情
報・正弦情報記憶部３０からのディジタル余弦情報ｃｏ
ｓΘ（ｔ）と、第１乗算型直交振幅変調部３３の出力と
が乗算されるとともに、第３余弦情報・正弦情報記憶部
３０からのディジタル正弦情報ｓｉｎΘ（ｔ）と第２乗
算型直交振幅変調部３６の出力とが乗算され、両乗算結
果が加算され、送信後段部１９から送信される。

【０１４１】このようにして、サンプリング周波数ｆ_S
を高く取れてローカル周波数ｆ_LOを元の限界値より大き
くする事が可能になるとともに、アナログ回路による第
２の周波数に変換する回路を使わずに、システム諸元に
合致した送信周波数に周波数変換できるようになり、送
信部材の汎用化が図れる利点がある。また、回路を、フ
ルディジタル化できて、回路構成が簡単化、小型化でき
るようになり、ＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を
促進できる。さらに、差分周波数Δｆが低速動作してい
るため、回路の経済化が図れる。

【０１４２】（Ｉ）その他 本発明は上記の各実施形態に限定されるものではなく、
例えば、上記の各実施形態においては、送信後段部１９
内の帯域フィルタ１９ｂの前段に送信用アンプをそなえ
たものに、本発明を適用してもよい。また、上記の第５
〜第８実施形態では、オーバサンプリング処理部は、Ｆ
ＩＲフィルタや、直線補間回路により構成されている
が、本発明はこれらに限定されるものではなく、他の手
段を使用して構成してもよく、また、このオーバサンプ
リング処理部の挿入する位置も、位相回転処理部１１と
ロールオフフィルタ１８ａ，１８ｂの間に置くことも可
能である。

【０１４３】なお、上述した実施形態に関わらず、本発
明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施すること
ができる。

【０１４４】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明のディジタ
ル変調装置によれば、相互に直交する第１ベースバンド
ディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号
を、ローカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送
波周波数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報
及びディジタル正弦情報で変調する直交振幅変調部と、
該直交振幅変調部の入力側に設けられ、該ローカル周波
数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数を
用いて、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第
２ベースバンドディジタル信号に位相回転を施す位相回
転部とをそなえて構成されているので、アナログ回路に
よる第２の周波数に変換する回路を使わずに、システム
諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるようにな
り、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、回路
をフルディジタル化できるので、回路構成を簡単化、小
型化できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる利点があ
る。さらに、差分周波数が低速動作しているので、回路
の経済化が図れる利点がある（請求項１）。

【０１４５】また、該直交振幅変調部が、該搬送波周波
数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位
相発生器と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情
報を受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及
びディジタル正弦情報を出力する第１余弦情報・正弦情
報記憶部と、該第１余弦情報・正弦情報記憶部からのデ
ィジタル余弦情報と上記の第１ベースバンドディジタル
信号を乗算するとともに、該第１余弦情報・正弦情報記
憶部からのディジタル正弦情報と該第２ベースバンドデ
ィジタル信号とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部
とをそなえて構成されていてもよく、該搬送波周波数・
位相発生器が、該搬送波周波数を発生する周波数発生器
と、該周波数発生器の出力を受けて位相情報を出力する
カウンタとをそなえて構成されてもよく、またこのよう
にすれば、アナログ回路による第２の周波数に変換する
回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に
周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れ
る利点がある。また、回路をフルディジタル化できるの
で、回路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳ
Ｉ化が容易となる利点がある。さらに、差分周波数が低
速動作しているので、回路の経済化が図れる利点がある
（請求項２，請求項４）。

【０１４６】さらに、該直交振幅変調部が、該搬送波周
波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・
位相発生器と、上記の第１ベースバンドディジタル信号
及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所要数
に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジタル
信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位
相回転処理を施す位相回転処理部と、該搬送波周波数・
位相発生器からの位相情報を切替情報として使用しなが
ら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベ
ースバンドディジタル信号並びに該位相回転処理部から
の位相回転処理を施された上記の第１ベースバンドディ
ジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次
選択しながら出力するセレクタ部とをそなえて構成する
こともでき、該搬送波周波数・位相発生器が、該搬送波
周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出
力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構
成されてもよく、またこのようにすれば、アナログ回路
による第２の周波数に変換する回路を使わずに、システ
ム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるように
なり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。また、簡
単なセレクタにより変調部を実現できるうえ、回路をフ
ルディジタル化できるので、回路構成を簡単化、小型化
できるようになり、ＬＳＩ化が容易となる利点がある。
さらに、差分周波数が低速動作しているので、回路の経
済化が図れる利点がある（請求項３，請求項４）。

【０１４７】また、該位相回転部が、該差分周波数の情
報を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器
と、該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて
該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタ
ル正弦情報を出力する第２余弦情報・正弦情報記憶部
と、該第２余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル
余弦情報及びディジタル正弦情報を使用して上記の第１
ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディ
ジタル信号に位相回転処理を施す位相回転処理部とをそ
なえて構成することもでき、このようにすれば、任意の
送信周波数に周波数変換できる利点がある（請求項
５）。

【０１４８】そして、該差分周波数・位相発生器が、該
差分周波数を発生する差分周波数発生器と、該差分周波
数発生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタと
をそなえて構成されてもよく、また、該差分周波数を設
定する差分周波数設定手段と、乗算部と該乗算部の出力
を一時的に保持するバッファ部とを有し該乗算部で該差
分周波数の情報と該バッファ部からの出力とを乗算し、
該バッファ部で保持された情報を出力とするアキュムレ
ータとをそなえて構成されていてもよく、このようにす
れば、低速な動作により回路の経済化が図れる利点があ
る（請求項６，請求項７）。

【０１４９】一方、該位相回転部の入力側に、上記の第
１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドデ
ィジタル信号について、それぞれオーバサンプリング処
理を施すオーバサンプリング処理部が設けられており、
該オーバサンプリング処理部が、ＦＩＲフィルタをそな
えて構成してもよく、直線補間回路をそなえて構成され
てもよいので、このようにすれば、サンプリング周波数
を高く取れてローカル周波数を元の限界値より大きくす
る事が可能になる利点がある（請求項８〜請求項１
０）。

【０１５０】また、本発明のディジタル変調装置によれ
ば、相互に直交する第１ベースバンドディジタル信号及
び第２ベースバンドディジタル信号を、ローカル周波数
のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数の情報に基
づいて得られるディジタル余弦情報及びディジタル正弦
情報で変調する第１直交振幅変調部と、上記の第１ベー
スバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタ
ル信号を、該第１直交振幅変調部で使用するディジタル
余弦情報及びディジタル正弦情報とはそれぞれ位相が９
０度異なるディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報
で変調する第２直交振幅変調部と、該ローカル周波数と
ベースバンド周波数との差に相当する差分周波数の情報
を用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器
と、該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて
該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタ
ル正弦情報を出力する第３余弦情報・正弦情報記憶部
と、該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル
余弦情報と該第１直交振幅変調部の出力とを乗算すると
ともに該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタ
ル正弦情報と該第２直交振幅変調部の出力とを乗算し、
両乗算結果を加算する演算部とをそなえて構成されてい
るので、サンプリング周波数を高く取れてローカル周波
数を元の限界値より大きくする事が可能になるととも
に、アナログ回路による第２の周波数に変換する回路を
使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に周波数
変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れる利点
がある。また、回路をフルディジタル化できて、回路構
成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化を推進
し、高精度化・経済化を促進できる。さらに、差分周波
数が低速動作しているため、回路の経済化が図れる利点
がある（請求項１１）。

【０１５１】そして、該第１直交振幅変調部が、該搬送
波周波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波
数・位相発生器と、上記の第１ベースバンドディジタル
信号及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所
要数に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジ
タル信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞ
れ位相回転処理を施す位相回転処理部と、該搬送波周波
数・位相発生器からの位相情報を切替情報として使用し
ながら、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第
２ベースバンドディジタル信号並びに該位相回転処理部
からの位相回転処理を施された上記の第１ベースバンド
ディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を
順次選択しながら出力する第１セレクタ部とをそなえて
構成されるとともに、該第２直交振幅変調部が、上記の
搬送波周波数・位相発生器及び位相回転処理部を共用す
るとともに、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情
報を切替情報として使用しながら、該第１セレクタ部で
の選択位相と９０度異なるようにして、上記の第１ベー
スバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタ
ル信号並びに該位相回転処理部からの位相回転処理を施
された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２
ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出力す
る第２セレクタ部とをそなえて構成することができ、こ
のようにすれば、サンプリング周波数を高く取れてロー
カル周波数を元の限界値より大きくする事が可能になる
とともに、アナログ回路による第２の周波数に変換する
回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周波数に
周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化が図れ
る利点がある。また、簡単なセレクタにより変調部を実
現できるうえ、回路をフルディジタル化できるので、回
路構成を簡単化、小型化できるようになり、ＬＳＩ化を
推進し、高精度化・経済化を促進できる。さらに、差分
周波数が低速動作しているため、回路の経済化が図れる
利点がある（請求項１２）。

【０１５２】ここで、該搬送波周波数・位相発生器が、
該搬送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発
生器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそ
なえて構成されてもよく、このようにすれば、アナログ
回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、シ
ステム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるよ
うになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある（請求
項１３）。

【０１５３】また、該差分周波数・位相発生器が、該差
分周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の
出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて
構成されてもよく、また、該差分周波数を設定する差分
周波数設定手段と、乗算部と該乗算部の出力を一時的に
保持するバッファ部とを有し該乗算部で該差分周波数の
情報と該バッファ部からの出力とを乗算し、該バッファ
部で保持された情報を出力とするアキュムレータとをそ
なえて構成されてもよく、このようにすれば、アナログ
回路による第２の周波数に変換する回路を使わずに、シ
ステム諸元に合致した送信周波数に周波数変換できるよ
うになり、送信部材の汎用化が図れる利点がある。ま
た、簡単なセレクタにより変調部を実現できるうえ、回
路をフルディジタル化できるので、回路構成を簡単化、
小型化できるようになり、ＬＳＩ化を推進し、高精度化
・経済化を促進できる。さらに、差分周波数が低速動作
しているため、回路の経済化が図れる利点がある（請求
項１４，請求項１５）。

【０１５４】さらに、上記の第１直交振幅変調部，第２
直交振幅変調部の入力側に、上記の第１ベースバンドデ
ィジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号につ
いて、それぞれオーバサンプリング処理を施すオーバサ
ンプリング処理部が設けられてもよく、該オーバサンプ
リング処理部が、ＦＩＲフィルタをそなえて構成されて
もよく、また、直線補間回路をそなえて構成されてもよ
く、このようにすれば、サンプリング周波数を高く取れ
てローカル周波数を元の限界値より大きくする事が可能
になるとともに、アナログ回路による第２の周波数に変
換する回路を使わずに、システム諸元に合致した送信周
波数に周波数変換できるようになり、送信部材の汎用化
が図れる利点がある。また、回路を、フルディジタル化
できて、回路構成が簡単化、小型化できるようになり、
ＬＳＩ化を推進し、高精度化・経済化を促進できる。さ
らに、差分周波数が低速動作しているため、回路の経済
化が図れる利点がある（請求項１６〜請求項１８）。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態にかかるディジタル変調
装置を示すブロック図である。

【図２】差分周波数の概念を説明する図である。

【図３】Δｆ設定手段とアキュムレータとにより構成さ
れる差分周波数・位相発生器を示すブロック図である。

【図４】本発明の第２実施形態にかかるディジタル変調
装置を示すブロック図である。

【図５】本発明の第３実施形態にかかるディジタル変調
装置を示すブロック図である。

【図６】本発明の第４実施形態にかかるディジタル変調
装置を示すブロック図である。

【図７】本発明の第５実施形態にかかるディジタル変調
装置を示すブロック図である。

【図８】ＦＩＲフィルタにより構成されるオーバサンプ
リング処理部を示すブロック図である。

【図９】直線補間回路により構成されるオーバサンプリ
ング処理部を示すブロック図である。

【図１０】（ａ）はサンプリング定理において信号帯域
が正確に表現可能な範囲にあることを示す図であり、
（ｂ）はサンプリング定理において最高周波数が限界ま
で高い周波数に変化した場合の図である。

【図１１】インパルスレスポンス値間にサンプル値を補
間することを説明する図である。

【図１２】サンプリング周波数を上げた場合の変調波と
周波数の関係を示す図である。

【図１３】本発明の第６実施形態にかかるディジタル変
調装置を示すブロック図である。

【図１４】本発明の第７実施形態にかかるディジタル変
調装置を示すブロック図である。

【図１５】本発明の第８実施形態にかかるディジタル変
調装置を示すブロック図である。

【図１６】従来のアナログ変調装置の送信部を示すブロ
ック図である。

【図１７】従来のディジタル変調装置の送信部を示すブ
ロック図である。

【図１８】従来のセレクタを用いたディジタル変調装置
の送信部を示すブロック図である。

【図１９】従来の他のセレクタを用いたディジタル変調
装置の送信部を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０ セレクタ型直交振幅変調部 １１ 位相回転部 １２ 搬送波周波数・位相発生器 １２ａ 周波数発生器 １２ｂ ４進カウンタ １３ 位相調整部 １３ａ，１３ｂ 位相調整器 １４ セレクタ部 １５ 差分周波数・位相発生器 １５ａ 差分周波数発生器 １５ｂ カウンタ １６ 第２余弦情報・正弦情報記憶部 １７ 位相回転処理部 １７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ 乗算器 １７ｅ，１７ｆ 加算器 １８ａ，１８ｂ ロールオフフィルタ １９ 送信後段部 １９ａ Ｄ／Ａ変換部 １９ｂ 帯域フィルタ １９ｃ アンテナ ２０ 位相情報アキュムレータ ２０ａ 乗算部 ２０ｂ バッファ部 ２１ 乗算型直交振幅変調部 ２２ 第１余弦情報・正弦情報記憶部 ２３，３１ 演算部 ２３ａ，２３ｂ，３１ａ，３１ｂ，３５ａ，３５ｂ，３
７ａ，３７ｂ 乗算器 ２３ｃ，３１ｃ，３５ｃ，３７ｃ 加算器 ２４ 第１セレクタ型直交振幅変調部 ２５ 搬送波周波数・位相発生器 ２５ａ 局部発振器 ２５ｂ ４進カウンタ ２６ 位相調整部 ２６ａ，２６ｂ 位相調整器 ２７ 第１セレクタ部 ２８ 第２セレクタ型直交振幅変調部 ２９ 第２セレクタ部 ３０ 第３余弦情報・正弦情報記憶部 ３３ 第１乗算型直交振幅変調部 ３５ 第１演算部 ３６ 第２乗算型直交振幅変調部 ３７ 第２演算部 ３９ａ，３９ｂ オーバサンプリング処理部 ４０ Δｆ設定手段 ５０ アナログ型変調装置 ５１ａ，５１ｂ ロールオフフィルタ ５２ａ，５２ｂ，５７ｇ，６０ｆ Ｄ／Ａ変換器 ５３ａ，５７ａ 第１周波数変換部 ５３ｂ，５７ｂ 第２周波数変換部 ５３ｃ，５７ｃ ハイブリッド部 ５３ｄ，５７ｄ，６０ｄ，６１ａ 搬送波発生器 ５３ｅ ９０度移相器 ５４ 周波数変換部 ５５ 送信部 ５５ａ 帯域フィルタ ５５ｂ アンテナ ５６，５９ ディジタル型変調装置 ５７，６０ 直交振幅変調部 ５７ｅ カウンタ ５７ｆ 余弦情報・正弦情報ＲＯＭ ６０ａ，６０ｂ 位相反転処理部 ６０ｃ セレクタ ６０ｅ ４進カウンタ ６１ 第３周波数変換部 ６１ｂ ミキサ ７０ ＦＩＲフィルタ ７０ａ−１〜７０ａ−ｎ ＦＦ（フリップフロップ） ７０ｂ−１〜７０ｂ−ｎ 乗算器 ７０ｃ 加算器 ７１ 直線補間回路 ７１ａ−１，７１ａ−２，７１ａ−３ ＦＦ（フリッ
プフロップ） ７１ｂ−１，７１ｂ−２，７１ｂ−３ 乗算器 ７１ｃ 加算器 ８０ ベースバンド信号スペクトラム ８１，８３，８４，８５ ローカル周波数スペクトラ
ム ８２ 送信周波数スペクトラム ９０，９１，９２，９３，９４，９５，９６，９７
ディジタル変調装置 １００ ディジタル変調装置 １０１，１０２，１０３，１０４ ロールオフフィル
タ １０５，１０６ 反転手段 １０７ 選択出力手段 １０８ Ｄ／Ａ変換手段

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 相互に直交する第１ベースバンドディジ
   タル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ロー
   カル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波数
   の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びディ
   ジタル正弦情報で変調する直交振幅変調部と、 該直交振幅変調部の入力側に設けられ、該ローカル周波
   数とベースバンド周波数との差に相当する差分周波数を
   用いて、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第
   ２ベースバンドディジタル信号に位相回転を施す位相回
   転部とをそなえて構成されたことを特徴とする、ディジ
   タル変調装置。
2. 【請求項２】 該直交振幅変調部が、該搬送波周波数の
   情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発
   生器と、該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を
   受けて該位相情報に相当するディジタル余弦情報及びデ
   ィジタル正弦情報を出力する第１余弦情報・正弦情報記
   憶部と、該第１余弦情報・正弦情報記憶部からのディジ
   タル余弦情報と上記の第１ベースバンドディジタル信号
   を乗算するとともに、該第１余弦情報・正弦情報記憶部
   からのディジタル正弦情報と該第２ベースバンドディジ
   タル信号とを乗算し、両乗算結果を加算する演算部とを
   そなえて構成されていることを特徴とする、請求項１記
   載のディジタル変調装置。
3. 【請求項３】 該直交振幅変調部が、該搬送波周波数の
   情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・位相発
   生器と、上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第
   ２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所要数に分岐
   し分岐された上記の第１ベースバンドディジタル信号及
   び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位相回転
   処理を施す位相調整部と、該搬送波周波数・位相発生器
   からの位相情報を切替情報として使用しながら、上記の
   第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンド
   ディジタル信号並びに該位相調整部からの位相回転処理
   を施された上記の第１ベースバンドディジタル信号及び
   第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しながら出
   力するセレクタ部とをそなえて構成されていることを特
   徴とする、請求項１記載のディジタル変調装置。
4. 【請求項４】 該搬送波周波数・位相発生器が、該搬送
   波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の
   出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて
   構成されたことを特徴とする、請求項２又は請求項３に
   記載のディジタル変調装置。
5. 【請求項５】 該位相回転部が、該差分周波数の情報を
   用いて位相情報を出力する差分周波数・位相発生器と、
   該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位
   相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正
   弦情報を出力する第２余弦情報・正弦情報記憶部と、該
   第２余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦情
   報及びディジタル正弦情報を使用して上記の第１ベース
   バンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジタル
   信号に位相回転処理を施す位相回転処理部とをそなえて
   構成されていることを特徴とする、請求項１記載のディ
   ジタル変調装置。
6. 【請求項６】 該差分周波数・位相発生器が、該差分周
   波数を発生する差分周波数発生器と、該差分周波数発生
   器の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそな
   えて構成されていることを特徴とする、請求項５記載の
   ディジタル変調装置。
7. 【請求項７】 該差分周波数・位相発生器が、該差分周
   波数を設定する差分周波数設定手段と、乗算部と該乗算
   部の出力を一時的に保持するバッファ部とを有し該乗算
   部で該差分周波数の情報と該バッファ部からの出力とを
   乗算し、該バッファ部で保持された情報を出力とするア
   キュムレータとをそなえて構成されていることを特徴と
   する、請求項５記載のディジタル変調装置。
8. 【請求項８】 該位相回転部の入力側に、上記の第１ベ
   ースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディジ
   タル信号について、それぞれオーバサンプリング処理を
   施すオーバサンプリング処理部が設けられたことを特徴
   とする、請求項１記載のディジタル変調装置。
9. 【請求項９】 該オーバサンプリング処理部が、ＦＩＲ
   フィルタをそなえて構成されたことを特徴とする、請求
   項８記載のディジタル変調装置。
10. 【請求項１０】 該オーバサンプリング処理部が、直線
    補間回路をそなえて構成されたことを特徴とする、請求
    項８記載のディジタル変調装置。
11. 【請求項１１】 相互に直交する第１ベースバンドディ
    ジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号を、ロ
    ーカル周波数のｎ倍（ｎは２以上の整数）の搬送波周波
    数の情報に基づいて得られるディジタル余弦情報及びデ
    ィジタル正弦情報で変調する第１直交振幅変調部と、 上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベース
    バンドディジタル信号を、該第１直交振幅変調部で使用
    するディジタル余弦情報及びディジタル正弦情報とはそ
    れぞれ位相が９０度異なるディジタル余弦情報及びディ
    ジタル正弦情報で変調する第２直交振幅変調部と、 該ローカル周波数とベースバンド周波数との差に相当す
    る差分周波数の情報を用いて位相情報を出力する差分周
    波数・位相発生器と、 該差分周波数・位相発生器からの位相情報を受けて該位
    相情報に相当するディジタル余弦情報及びディジタル正
    弦情報を出力する第３余弦情報・正弦情報記憶部と、 該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル余弦
    情報と該第１直交振幅変調部の出力とを乗算するととも
    に該第３余弦情報・正弦情報記憶部からのディジタル正
    弦情報と該第２直交振幅変調部の出力とを乗算し、両乗
    算結果を加算する演算部とをそなえて構成されたことを
    特徴とする、ディジタル変調装置。
12. 【請求項１２】 該第１直交振幅変調部が、該搬送波周
    波数の情報を用いて位相情報を出力する搬送波周波数・
    位相発生器と、上記の第１ベースバンドディジタル信号
    及び第２ベースバンドディジタル信号をそれぞれ所要数
    に分岐し分岐された上記の第１ベースバンドディジタル
    信号及び第２ベースバンドディジタル信号にそれぞれ位
    相回転処理を施す位相調整部と、該搬送波周波数・位相
    発生器からの位相情報を切替情報として使用しながら、
    上記の第１ベースバンドディジタル信号及び第２ベース
    バンドディジタル信号並びに該位相調整部からの位相回
    転処理を施された上記の第１ベースバンドディジタル信
    号及び第２ベースバンドディジタル信号を順次選択しな
    がら出力する第１セレクタ部とをそなえて構成されると
    ともに、 該第２直交振幅変調部が、上記の搬送波周波数・位相発
    生器及び位相調整部を共用するとともに、 該搬送波周波数・位相発生器からの位相情報を切替情報
    として使用しながら、該第１セレクタ部での選択位相と
    ９０度異なるようにして、上記の第１ベースバンドディ
    ジタル信号及び第２ベースバンドディジタル信号並びに
    該位相調整部からの位相回転処理を施された上記の第１
    ベースバンドディジタル信号及び第２ベースバンドディ
    ジタル信号を順次選択しながら出力する第２セレクタ部
    とをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項１１
    記載のディジタル変調装置。
13. 【請求項１３】 該搬送波周波数・位相発生器が、該搬
    送波周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器
    の出力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえ
    て構成されたことを特徴とする、請求項１２記載のディ
    ジタル変調装置。
14. 【請求項１４】 該差分周波数・位相発生器が、該差分
    周波数を発生する周波数発生器と、該周波数発生器の出
    力を受けて位相情報を出力するカウンタとをそなえて構
    成されたことを特徴とする、請求項１１記載のディジタ
    ル変調装置。
15. 【請求項１５】 該差分周波数・位相発生器が、該差分
    周波数を設定する差分周波数設定手段と、乗算部と該乗
    算部の出力を一時的に保持するバッファ部とを有し該乗
    算部で該差分周波数の情報と該バッファ部からの出力と
    を乗算し、該バッファ部で保持された情報を出力とする
    アキュムレータとをそなえて構成されていることを特徴
    とする、請求項１１記載のディジタル変調装置。
16. 【請求項１６】 上記の第１直交振幅変調部，第２直交
    振幅変調部の入力側に、上記の第１ベースバンドディジ
    タル信号及び第２ベースバンドディジタル信号につい
    て、それぞれオーバサンプリング処理を施すオーバサン
    プリング処理部が設けられたことを特徴とする、請求項
    １１記載のディジタル変調装置。
17. 【請求項１７】 該オーバサンプリング処理部が、ＦＩ
    Ｒフィルタをそなえて構成されたことを特徴とする、請
    求項１６記載のディジタル変調装置。
18. 【請求項１８】 該オーバサンプリング処理部が、直線
    補間回路をそなえて構成されたことを特徴とする、請求
    項１６記載のディジタル変調装置。