JPS63109626A - デジタル通信方式 - Google Patents
デジタル通信方式Info
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- JPS63109626A JPS63109626A JP62262932A JP26293287A JPS63109626A JP S63109626 A JPS63109626 A JP S63109626A JP 62262932 A JP62262932 A JP 62262932A JP 26293287 A JP26293287 A JP 26293287A JP S63109626 A JPS63109626 A JP S63109626A
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- JP
- Japan
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- signal
- digital communication
- signals
- carrier
- communication system
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- Granted
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 8
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- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
- H04L27/363—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated using non - square modulating pulses, modulators specifically designed for this
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3881—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using sampling and digital processing, not including digital systems which imitate heterodyne or homodyne demodulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
玖班欠I
この発明はデジタル通信方式に関し、特に、情報が直角
位相関係にある搬送波信号、即ち、相互に90度の位相
角を有する搬送波信号で伝ばんされるデジタル通信方式
に関する。
位相関係にある搬送波信号、即ち、相互に90度の位相
角を有する搬送波信号で伝ばんされるデジタル通信方式
に関する。
褒y目とi旦
単位時間当り増大する情報搬送使方、即ち、ポー速度を
持つ通信方式を求めて、同一周波数を持つ1対の直角位
相関係にある搬送波信号をデータ信号が変調する変調フ
ォーマットが使用されている。変調される搬送波信号の
周波数は送信することができる中間周波数(IF)と普
通呼ばれ、又は、無線方式の場合は汗通アップコンバー
トされ、即ち、より高い周波に変換される。直角位相関
係にある搬送波信号のこの変調は、直角位相振幅変yA
(QAM)、位相偏移キーイング(PSK)又は振幅−
位相変調(A P S K)のような種々の名称で呼ば
れている。データ信号により表わされる情報は、勿論、
事実上無制限であり、そして、音声、ビデオ、ファクシ
ミリ等を表わすことができる。更に、変調された搬送波
信号を伝播する伝送チャネルは又無制限であり、そして
、現在、空気、線、先導波管などを含むことかで・きる
。
持つ通信方式を求めて、同一周波数を持つ1対の直角位
相関係にある搬送波信号をデータ信号が変調する変調フ
ォーマットが使用されている。変調される搬送波信号の
周波数は送信することができる中間周波数(IF)と普
通呼ばれ、又は、無線方式の場合は汗通アップコンバー
トされ、即ち、より高い周波に変換される。直角位相関
係にある搬送波信号のこの変調は、直角位相振幅変yA
(QAM)、位相偏移キーイング(PSK)又は振幅−
位相変調(A P S K)のような種々の名称で呼ば
れている。データ信号により表わされる情報は、勿論、
事実上無制限であり、そして、音声、ビデオ、ファクシ
ミリ等を表わすことができる。更に、変調された搬送波
信号を伝播する伝送チャネルは又無制限であり、そして
、現在、空気、線、先導波管などを含むことかで・きる
。
上記の変調フォーマットを利用する方式においては、デ
ータ信号は、復調器、スペクトル整形用のナイキスト・
フィルタ、両値検出器、搬送波及びタイミング回復回路
及び等化器及び(又は)キャンセラのような歪補償装置
よりなる複雑な回路アレイを利用するシステム受信機で
回復される。
ータ信号は、復調器、スペクトル整形用のナイキスト・
フィルタ、両値検出器、搬送波及びタイミング回復回路
及び等化器及び(又は)キャンセラのような歪補償装置
よりなる複雑な回路アレイを利用するシステム受信機で
回復される。
このシステム受信機の価格及び物理的な大きさを減少す
る為に、より小さい回路を必要とする直角位相関係にあ
る搬送波信号からデータ信号を回復する技術は大いに望
ましい。
る為に、より小さい回路を必要とする直角位相関係にあ
る搬送波信号からデータ信号を回復する技術は大いに望
ましい。
発明の要約
この発明によれば、直角位相関係にある搬送波信号から
共通の符号速度を持つ同期データ信号の回復の為に要求
される回路の量は実質的に減少される。この減少は搬送
波信号の一方を変調するデータ信号とその搬送波信号の
他方を変調するデータ信号との間に所定の遅延をまず導
入することにより達成される。これらの変調された搬送
波信号は何らかのIF周波数で送信又は伺らかの他の周
波数に変換することができる。雑音を伴う伝送チャネル
を伝播された後に、この変調された搬送波信号は受信機
に入って等化器とアナログ−デジタル変換器の直列接続
に結合される。この直列接続により符号間隔あたり多数
の無歪データ信号サンプルが与えられる。そしてこれら
のデータ信号は各符号間隔毎に提供される無歪のデータ
信号サンプルの小さい組を選択することによって回復さ
れる。
共通の符号速度を持つ同期データ信号の回復の為に要求
される回路の量は実質的に減少される。この減少は搬送
波信号の一方を変調するデータ信号とその搬送波信号の
他方を変調するデータ信号との間に所定の遅延をまず導
入することにより達成される。これらの変調された搬送
波信号は何らかのIF周波数で送信又は伺らかの他の周
波数に変換することができる。雑音を伴う伝送チャネル
を伝播された後に、この変調された搬送波信号は受信機
に入って等化器とアナログ−デジタル変換器の直列接続
に結合される。この直列接続により符号間隔あたり多数
の無歪データ信号サンプルが与えられる。そしてこれら
のデータ信号は各符号間隔毎に提供される無歪のデータ
信号サンプルの小さい組を選択することによって回復さ
れる。
火惠1
第1図はこの発明を組み込んだQAM変調を利用する通
信方式の送信機を示す0図示のために、16個QAM変
調フォーマットが使用されて情報は4個の離散的な振幅
レベルで各搬送波信号に乗せて搬送されるように使用さ
れるということを仮定する。第1図に示したように、リ
ード線120の入力ビットストリームはリード線131
〜134に対して連続するビットを展開する直列−並列
変換器121を介して接続される。信号CLKによりク
ロ7り動作をさせられるデジタル−アナログ(D/A)
変換器122は、リード線131と132に同時に現わ
れるデータ信号の異なるビットの組合せ又はデジタル符
号の各々を量子化してリード線135に現われる4つの
信号電圧の夫々の関連するものに変える。同様に、信号
CLKによりクロック動作されるD/A変換器123は
リード線133と134に同時に現われる他のデータ信
号の異なる組合せのビット又はデジタル符号の各々を量
子化して4つの信号電圧の夫々の関連するものに変える
。これらの関連する信号電圧の各々はリード線136に
現われる。これらの信号電圧は夫々、フィルタ124と
125(これらのフィルタは一般的には半ナイキストe
フィルタであるが、更に任意のスペクトル整形を提供す
るフィルタであっても良い)により夫々平滑にされる。
信方式の送信機を示す0図示のために、16個QAM変
調フォーマットが使用されて情報は4個の離散的な振幅
レベルで各搬送波信号に乗せて搬送されるように使用さ
れるということを仮定する。第1図に示したように、リ
ード線120の入力ビットストリームはリード線131
〜134に対して連続するビットを展開する直列−並列
変換器121を介して接続される。信号CLKによりク
ロ7り動作をさせられるデジタル−アナログ(D/A)
変換器122は、リード線131と132に同時に現わ
れるデータ信号の異なるビットの組合せ又はデジタル符
号の各々を量子化してリード線135に現われる4つの
信号電圧の夫々の関連するものに変える。同様に、信号
CLKによりクロック動作されるD/A変換器123は
リード線133と134に同時に現われる他のデータ信
号の異なる組合せのビット又はデジタル符号の各々を量
子化して4つの信号電圧の夫々の関連するものに変える
。これらの関連する信号電圧の各々はリード線136に
現われる。これらの信号電圧は夫々、フィルタ124と
125(これらのフィルタは一般的には半ナイキストe
フィルタであるが、更に任意のスペクトル整形を提供す
るフィルタであっても良い)により夫々平滑にされる。
勿論、16個QAMでは4つの信号電圧がリードm13
5と138に現われるが、この数は変調フォーマットで
変わり、この発明は任意の数の信号電圧と使用すること
ができる。更に、開示の実施例では、任意のときの各デ
ータ信号の値は他とは独立であるが、この独立性はこの
発明には要求されない。
5と138に現われるが、この数は変調フォーマットで
変わり、この発明は任意の数の信号電圧と使用すること
ができる。更に、開示の実施例では、任意のときの各デ
ータ信号の値は他とは独立であるが、この独立性はこの
発明には要求されない。
掛算器127は発振器126により発生される搬送波信
号の振幅をリード線137のフィルタされた信号で変調
する。同様な仕方で、掛算器128は、リード線136
のデータ信号がフィルタ125により平滑にされ遅延要
素150により遅延され、そして、リード線138に結
合された後にリード線136のデータ信号で第2の搬送
波信号の振幅を変調する。遅延要素150は、リード線
135と136に現われる信号のポー又は符号速度に関
連する受信機で選ばれたIF周波数の関数である遅延を
導入する。これは後で詳しく説明する。勿論この遅延差
は掛算器127と128に供給される信号のいずれか一
方に導入することができ、この遅延要素はD/A変換器
122又は123と、掛算器127と128のいずれか
一方との間の任意の場所に配置することができる。或は
又この代わりに、この遅延はD/A変換器122と12
3の一方のクロッキングを他方に対して遅延させること
によって提供することができる。これから示すように、
この遅延差を使用することにより受信機のデータ信号の
回復が簡単となる。
号の振幅をリード線137のフィルタされた信号で変調
する。同様な仕方で、掛算器128は、リード線136
のデータ信号がフィルタ125により平滑にされ遅延要
素150により遅延され、そして、リード線138に結
合された後にリード線136のデータ信号で第2の搬送
波信号の振幅を変調する。遅延要素150は、リード線
135と136に現われる信号のポー又は符号速度に関
連する受信機で選ばれたIF周波数の関数である遅延を
導入する。これは後で詳しく説明する。勿論この遅延差
は掛算器127と128に供給される信号のいずれか一
方に導入することができ、この遅延要素はD/A変換器
122又は123と、掛算器127と128のいずれか
一方との間の任意の場所に配置することができる。或は
又この代わりに、この遅延はD/A変換器122と12
3の一方のクロッキングを他方に対して遅延させること
によって提供することができる。これから示すように、
この遅延差を使用することにより受信機のデータ信号の
回復が簡単となる。
掛算器128に供給される第2の搬送波信号は移相器1
29を介して発振器126により発生された搬送波信号
を一π/2ラジアンだけ移相することにより発生される
。従って、掛算器127と128に供給される1記の1
対の搬送波信号は互いに直角移相関係にある。そして、
加算器130は掛算器127と128により提供される
積を加算してこの和をリード線102に出力する。この
IF倍信号システム受信機に直接送信してもいいし、又
は、送信前になんらかの他の周波数、一般的には、無線
帯域におけるより高い周波数に周波数変換することがで
きる。説明のために、この周波数変換は従来のハードウ
ェア(図示せず)を用いて行われると仮定する。更に1
発振器126により発生される搬送波信号のIF周波数
は70MHzの一般的な値に設定されると仮定する。然
し乍ら、これから説明するように、デジタル・データ信
号を回復するに必要な受信機のハードウェアの更なる簡
略化は、送信される搬送波信号がポー速度の整数倍に等
しい周波数を持つことができるシステム用途において得
ることができる。更に、この利点は送信された搬送波信
号がポー速度に等しいときに最大になる。
29を介して発振器126により発生された搬送波信号
を一π/2ラジアンだけ移相することにより発生される
。従って、掛算器127と128に供給される1記の1
対の搬送波信号は互いに直角移相関係にある。そして、
加算器130は掛算器127と128により提供される
積を加算してこの和をリード線102に出力する。この
IF倍信号システム受信機に直接送信してもいいし、又
は、送信前になんらかの他の周波数、一般的には、無線
帯域におけるより高い周波数に周波数変換することがで
きる。説明のために、この周波数変換は従来のハードウ
ェア(図示せず)を用いて行われると仮定する。更に1
発振器126により発生される搬送波信号のIF周波数
は70MHzの一般的な値に設定されると仮定する。然
し乍ら、これから説明するように、デジタル・データ信
号を回復するに必要な受信機のハードウェアの更なる簡
略化は、送信される搬送波信号がポー速度の整数倍に等
しい周波数を持つことができるシステム用途において得
ることができる。更に、この利点は送信された搬送波信
号がポー速度に等しいときに最大になる。
次に第2図で、分散伝送チャネルを介して伝ばんした後
に、変調され歪んだ直角位相関係にある搬送波信号は従
来の周波数変換装置を介して受信アンテナ(両者とも図
示せず)から結合される。
に、変調され歪んだ直角位相関係にある搬送波信号は従
来の周波数変換装置を介して受信アンテナ(両者とも図
示せず)から結合される。
図示の実施例におけるこの周波数変換装置は70MHz
のIF周波数のQAM信号をリード線201に提供する
0次に、この発明により、該当する掛算信号を供給され
る掛算器202はこの70MHzのIF周波数を周波数
変換してリード線205にQAM信号を提供する。この
QAM信号のIF2として示した搬送波周波数はポー速
度1/Tの整数倍であって、なるべくなら、ポー速度に
等しいことが好ましい、この好適な場合に、図示された
掛算器202は掛算信号cos2π(7〇−1/T)t
を供給される。
のIF周波数のQAM信号をリード線201に提供する
0次に、この発明により、該当する掛算信号を供給され
る掛算器202はこの70MHzのIF周波数を周波数
変換してリード線205にQAM信号を提供する。この
QAM信号のIF2として示した搬送波周波数はポー速
度1/Tの整数倍であって、なるべくなら、ポー速度に
等しいことが好ましい、この好適な場合に、図示された
掛算器202は掛算信号cos2π(7〇−1/T)t
を供給される。
掛算器202からの信号は低域フィルタ203を通され
て周波数変換により導入された高調波を除去され、そし
て、等止器206を通して結合される1等化器206は
、一般的には、提供される歪補償が、受信したQAM信
号に存在する歪とともに変わるように従来の制御回路2
07により制御される複数のタップ重みとタップ付き遅
延線を備えた単一の部分離隔等止器(fraction
ally 5−paced equalizer )で
ある、後者(制御回路207)の使用により、受信機で
1/2ナイキスト・フィルタのようなものを使用する必
要がなくなる0等化器206はアナログ的な仕方で又は
デジタル的な仕方で夫々実施されるべきかによって、図
示のように、A/D変換器216への入力点に設けるか
又はこのA/D変換器の出力点に設けるかのいずれかが
可能である。この際、掛算器2゜2の使用は、もしも、
第1図の掛算器127と128の出力を加算することに
よって生じるIF信号がポー速度の整数倍である周波数
を持ち、そして、この周波数が受信機に送信される場合
には必要とされない、このような場合には、必要とされ
る数学的に記載される関係は、 f(1= m −HZ (1)ここでf、
FはHzで表わしたIF周波数であり、mは正の整数で
あり、そして、Tは秒で表わしたポー期間である。
て周波数変換により導入された高調波を除去され、そし
て、等止器206を通して結合される1等化器206は
、一般的には、提供される歪補償が、受信したQAM信
号に存在する歪とともに変わるように従来の制御回路2
07により制御される複数のタップ重みとタップ付き遅
延線を備えた単一の部分離隔等止器(fraction
ally 5−paced equalizer )で
ある、後者(制御回路207)の使用により、受信機で
1/2ナイキスト・フィルタのようなものを使用する必
要がなくなる0等化器206はアナログ的な仕方で又は
デジタル的な仕方で夫々実施されるべきかによって、図
示のように、A/D変換器216への入力点に設けるか
又はこのA/D変換器の出力点に設けるかのいずれかが
可能である。この際、掛算器2゜2の使用は、もしも、
第1図の掛算器127と128の出力を加算することに
よって生じるIF信号がポー速度の整数倍である周波数
を持ち、そして、この周波数が受信機に送信される場合
には必要とされない、このような場合には、必要とされ
る数学的に記載される関係は、 f(1= m −HZ (1)ここでf、
FはHzで表わしたIF周波数であり、mは正の整数で
あり、そして、Tは秒で表わしたポー期間である。
等止器206が従来の適用部分離隔等止器で、その係数
が制御回路207により更新される場合、リード線20
8の搬送波信号のスペクトルのエイリアシングを回避す
る周波数でA/D変換器216がクロック動作をさせら
れる限り各ポー間隔に第1図のリード線135と136
に現われるデータ信号はA/D変換器216出力の特定
のものを選択することによって直接回復することができ
るということを示すことができる。この1つのクロック
動作周波数は4IF2.即ち、リード線205に現われ
る信号の中心周波数の4倍である。尚、受信機における
A/D変換器のクロック動作周波数を常に便宜上4IF
2となるように選らぶと仮定する。すると、第1図の要
素150の遅延は次の式により規制されるはずである。
が制御回路207により更新される場合、リード線20
8の搬送波信号のスペクトルのエイリアシングを回避す
る周波数でA/D変換器216がクロック動作をさせら
れる限り各ポー間隔に第1図のリード線135と136
に現われるデータ信号はA/D変換器216出力の特定
のものを選択することによって直接回復することができ
るということを示すことができる。この1つのクロック
動作周波数は4IF2.即ち、リード線205に現われ
る信号の中心周波数の4倍である。尚、受信機における
A/D変換器のクロック動作周波数を常に便宜上4IF
2となるように選らぶと仮定する。すると、第1図の要
素150の遅延は次の式により規制されるはずである。
ここでTは又ポー間隔であり、mは式(1)で使用され
た正の整数である。他の遅延選択も特定の条件下で可ス
彪であるが、式(1)と(2)により示された関係も又
適切である。記載のために、今後、受信機に送信される
QAM信号の中心周波数は1/T(これは数式(1)と
(2)においてm=1の選択を意味する)と仮定する。
た正の整数である。他の遅延選択も特定の条件下で可ス
彪であるが、式(1)と(2)により示された関係も又
適切である。記載のために、今後、受信機に送信される
QAM信号の中心周波数は1/T(これは数式(1)と
(2)においてm=1の選択を意味する)と仮定する。
データ信号が各ポー間隔にA/D変換器216の出力の
内の特定のものの選択によって如何に回復されるかを理
解するために、l/Tの搬送周波数を持つ理想的なIF
QAM信号が次のように表わされると考える、 ここでan とbnはそれぞれリード線135と136
のデータ信号に埋込まれたデジタル符号であり、そして
、添字nはそれらの時間位聞を示す整数であり、 p (t)はインパルス応答の時間関数であり。
内の特定のものの選択によって如何に回復されるかを理
解するために、l/Tの搬送周波数を持つ理想的なIF
QAM信号が次のように表わされると考える、 ここでan とbnはそれぞれリード線135と136
のデータ信号に埋込まれたデジタル符号であり、そして
、添字nはそれらの時間位聞を示す整数であり、 p (t)はインパルス応答の時間関数であり。
そして、
Tは符号期間又はポー間隔である。
第3図は301として示した波形cos 2π−tと、
302として示した単一符号重み付はインパルス時間関
数ao p (t)を示す、もしも、第2図のA/D変
換器216がT74秒ごとに信号を出力し、そして、今
、第2の項 が0の場合、波形301と302の蹟に似た項よりなる
A/D変換器216の出力は以下の表工に示したように
離散的な時間サンプルの関数として3)表にすることが
できる 表工 出力 時間 an o”r OT/4 ao。 2T/4 0 3T/4 al T 0 1 1/4T a’l 11/2T 0 1 3/4T a2 2T 0 21/4T a’2 21/2T 前の表で、ao 、al 、a7はリード線135にお
ける連続するデジタル符号を表わし、a ’ O*al
、、a12は伝送されたan符号の異なる組合せを表わ
す、従って、alo、allとal2は各々符号順序依
存性であり、そして、各々はao、al とa2に対し
てそれぞれ直接的な関係はない。
302として示した単一符号重み付はインパルス時間関
数ao p (t)を示す、もしも、第2図のA/D変
換器216がT74秒ごとに信号を出力し、そして、今
、第2の項 が0の場合、波形301と302の蹟に似た項よりなる
A/D変換器216の出力は以下の表工に示したように
離散的な時間サンプルの関数として3)表にすることが
できる 表工 出力 時間 an o”r OT/4 ao。 2T/4 0 3T/4 al T 0 1 1/4T a’l 11/2T 0 1 3/4T a2 2T 0 21/4T a’2 21/2T 前の表で、ao 、al 、a7はリード線135にお
ける連続するデジタル符号を表わし、a ’ O*al
、、a12は伝送されたan符号の異なる組合せを表わ
す、従って、alo、allとal2は各々符号順序依
存性であり、そして、各々はao、al とa2に対し
てそれぞれ直接的な関係はない。
401として示した関数sin 2π二と、402とし
て示した単一符号重み付はインパルス時間関数す。p(
t−T/4)を示す第4図で、第1図の遅延要素150
はT/4秒の遅延を提供している。A/D変換器216
のサンプリング出力の一部を例示する401と402に
似た波形の積は以下の表IIに示したようにリストにす
ることができる。
て示した単一符号重み付はインパルス時間関数す。p(
t−T/4)を示す第4図で、第1図の遅延要素150
はT/4秒の遅延を提供している。A/D変換器216
のサンプリング出力の一部を例示する401と402に
似た波形の積は以下の表IIに示したようにリストにす
ることができる。
表II
出力 時間
0 0T
bOT/4
0 T/2
b′。 3T/4
T
b、 11/4T
0 11/2T
bl、 13/4T
0 2T
bz 21/4T
表IIで、符号bo、blt などはリード線136に
おける連続するデジタル符号を表わし、符号b゛。、b
’l、などは送信されたbn符号の異なる組合せを表わ
し、従って、符号順序依存性である。従って、bloと
bl、は各々bo とblのそれぞれに直接的な関係は
ない。
おける連続するデジタル符号を表わし、符号b゛。、b
’l、などは送信されたbn符号の異なる組合せを表わ
し、従って、符号順序依存性である。従って、bloと
bl、は各々bo とblのそれぞれに直接的な関係は
ない。
表工とIIを見ると、A/D変換器21dの出力に、符
号an とbnの各々が明らかに異なった時間に現われ
、そして、表■の任意のan符号の出現は表IIの0の
サンプルの出現と同時であるということが分る。同様に
、表IIの任意のす。の符号の出現は表Iの0のサンプ
ルの出現と同時である。従って、第1図の遅延要素15
0により提供されるT/4の遅延の場合、表Iを形成す
る場合に項 となる最初の仮定は必要ではなく、表■とIIの結果は
式(3)に従って重畳されて次の表IIIを生じる。
号an とbnの各々が明らかに異なった時間に現われ
、そして、表■の任意のan符号の出現は表IIの0の
サンプルの出現と同時であるということが分る。同様に
、表IIの任意のす。の符号の出現は表Iの0のサンプ
ルの出現と同時である。従って、第1図の遅延要素15
0により提供されるT/4の遅延の場合、表Iを形成す
る場合に項 となる最初の仮定は必要ではなく、表■とIIの結果は
式(3)に従って重畳されて次の表IIIを生じる。
表III
A/D変換器216の出力 時間
ao o”r
bo T/4
0・。 T/2
b’o 3T/4
a、 T
b I5 T / 4
a’1 6T/4
bl、 7T/4
a2 2T
bz 21/4T
この表IIIは各符号期間にA/D変換器216により
提供される4個の出力の内の2つがリード線135と1
36のデジタル符号であるということを明確に示す、特
に、第1図のリード!!135の信号である符号ao、
al 、a2 1+・・は時間t=OT、T、2T・囃
−に現われ、そして、第1図のリード線136の信号で
ある符号b0、bl 、 b2 φ−・は時間t=T
/4.11/4T、21/4T−−φなどのときに現わ
れる。
提供される4個の出力の内の2つがリード線135と1
36のデジタル符号であるということを明確に示す、特
に、第1図のリード!!135の信号である符号ao、
al 、a2 1+・・は時間t=OT、T、2T・囃
−に現われ、そして、第1図のリード線136の信号で
ある符号b0、bl 、 b2 φ−・は時間t=T
/4.11/4T、21/4T−−φなどのときに現わ
れる。
次に第2図に戻って、等止器206の出力はA/D変換
器216に接続され、この変換器は4■F2でクロック
動作させられ、そして、所定数のデジタル信号レベルへ
とアナログQAM信号を量子化する。これらのデジタル
信号レベルの数は少なくとも第1図のD/A変換器12
2と123により提供されるものに等しい、これらの信
号レベルはバス217に現われて選択′JA209に提
供される。
器216に接続され、この変換器は4■F2でクロック
動作させられ、そして、所定数のデジタル信号レベルへ
とアナログQAM信号を量子化する。これらのデジタル
信号レベルの数は少なくとも第1図のD/A変換器12
2と123により提供されるものに等しい、これらの信
号レベルはバス217に現われて選択′JA209に提
供される。
選択器209はバス217に結合されていて、それぞれ
anとbn として示した送信デジタル符号をそれぞれ
バス210と211に接続する。これらのデジタル符号
は更に信号処理のためのベースバンド受信機回路に結合
される0等化器206により提供される歪補償を調整す
る制御回路207はバス217に現われるA/D変換器
216の出力に従来の仕方で作用する。
anとbn として示した送信デジタル符号をそれぞれ
バス210と211に接続する。これらのデジタル符号
は更に信号処理のためのベースバンド受信機回路に結合
される0等化器206により提供される歪補償を調整す
る制御回路207はバス217に現われるA/D変換器
216の出力に従来の仕方で作用する。
選択器209は3つの直列接続された並列入力並列出力
のレジスタ212.213,214とレジスタ212の
出力に接続された並列入力並列出力レジスタ215とか
らなる。デジタル符号anとbnのみをバス210と2
11に選択的に接続するために、レジスタ212と21
3は4IF2でクロック動作させられ、レジスタ214
と215はIF2でクロック動作させられる。各レジス
タはその関連するクロック動作信号の1周期に等しい遅
延を提供する。
のレジスタ212.213,214とレジスタ212の
出力に接続された並列入力並列出力レジスタ215とか
らなる。デジタル符号anとbnのみをバス210と2
11に選択的に接続するために、レジスタ212と21
3は4IF2でクロック動作させられ、レジスタ214
と215はIF2でクロック動作させられる。各レジス
タはその関連するクロック動作信号の1周期に等しい遅
延を提供する。
勿論、この発明は特定の実施例について開示されたが、
この発明の意図と範囲から逸脱しない数多くの他の構成
も当業者に明らかであろう0例えば1等化器206がデ
ジタル構成の場合、 A/D変換器216はそれの直前
にあるものとなり、そして、等止器206の出力は選択
器209と制御回路207に結合される。
この発明の意図と範囲から逸脱しない数多くの他の構成
も当業者に明らかであろう0例えば1等化器206がデ
ジタル構成の場合、 A/D変換器216はそれの直前
にあるものとなり、そして、等止器206の出力は選択
器209と制御回路207に結合される。
第1図はこの発明による例示的な通信方式の送信機の図
式的なブロック線図であり。 第2図はこの発明による例示的な通信方式の受信機の図
式的なブロック線図であり、そして、第3図と第4図は
この発明の原理を理解するに役立つ時間波形図である。 〔主要部分の符号の説明〕 発生手段 126,129掛算手段
127.128遅延手段
150 F/θ3 F/6.4 時間→
式的なブロック線図であり。 第2図はこの発明による例示的な通信方式の受信機の図
式的なブロック線図であり、そして、第3図と第4図は
この発明の原理を理解するに役立つ時間波形図である。 〔主要部分の符号の説明〕 発生手段 126,129掛算手段
127.128遅延手段
150 F/θ3 F/6.4 時間→
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、共通の符号速度を持つ同期化された1対のデータ信
号の内の一方の信号を他方の信号に関して前記共通の符
号速度の逆数の1/4よりも大きくない遅延だけ遅延さ
せるための遅延手段(150)、 第1の搬送波信号とこの搬送波信号に関して直角位相関
係にある第2の搬送波信号を提供するための発生手段(
126、129)、及び 前記一方の信号によって前記第1の搬送波信号を変調し
、そして、前記他方の信号によって第2の搬送波信号を
変調するための掛算手段(127、128)を備えたこ
とを特徴とするデジタル通信方式。 2、特許請求の範囲第1項に記載の送信機装置において
、前記1対のデータ信号の各々は他方とは独立な値を有
することを特徴とするデジタル通信方式。 3、直角位相関係にある歪んだ搬送波信号から同一の符
号速度を持つデータ信号を回復するためのデジタル通信
方式において、 歪を除去するための等化器(206)、 この等化器に直列接続されたアナログ−デジタル変換器
(216)(前記等化器と前記アナログ−デジタル変換
器との直列接続は、前記符号速度のN倍(Nは任意の正
の整数)に等しい中心周波数を持つ前記直角位相関係に
ある搬送波信号を供給されたときに、所定の時間期間内
に複数の無歪の出力信号を提供する)、及び 前記出力信号に応答して前記時間期間内に前記出力信号
の小さい組を選択するための選択手段(209)を有し
、その選択された出力が前記データ信号であることを特
徴とするデジタル通信方式。 4、特許請求の範囲第3項に記載のデジタル通信方式に
おいて、任意の中心周波数から前記中心周波数へ前記直
角位相関係にある搬送波信号を変換するための周波数変
換手段(202)を有することを特徴とするデジタル通
信方式。 5、特許請求の範囲第3項に記載のデジタル通信方式に
おいて、前記等化器は部分離隔等化器であることを特徴
とするデジタル通信方式。 6、特許請求の範囲第3項に記載のデジタル通信方式に
おいて、前記直角位相関係にある搬送波信号は周波数ス
ペクトルを有し、前記複数の出力信号は前記周波数スペ
クトルにおけるエイリアシングを避けるために数が充分
であることを特徴とするデジタル通信方式。 7、特許請求の範囲第3項に記載のデジタル通信方式に
おいて、Nが1であることを特徴とするデジタル通信方
式。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/920,367 US4759039A (en) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | Simplified recovery of data signals from quadrature-related carrier signals |
US920,367 | 1986-10-20 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63109626A true JPS63109626A (ja) | 1988-05-14 |
JPH084277B2 JPH084277B2 (ja) | 1996-01-17 |
Family
ID=25443615
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62262932A Expired - Lifetime JPH084277B2 (ja) | 1986-10-20 | 1987-10-20 | デジタル通信システム |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4759039A (ja) |
EP (1) | EP0265131B1 (ja) |
JP (1) | JPH084277B2 (ja) |
CA (1) | CA1265202A (ja) |
DE (1) | DE3750324T2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007288591A (ja) * | 2006-04-18 | 2007-11-01 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 光直交振幅変調回路および光送信器 |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
IL89461A (en) * | 1989-03-02 | 1994-06-24 | Eci Telecom Limited | Telephone communication compression system |
US5056117A (en) * | 1989-08-07 | 1991-10-08 | At&T Bell Laboratories | Decision feedback equalization with trellis coding |
US5067140A (en) * | 1989-08-16 | 1991-11-19 | Titan Linkabit Corporation | Conversion of analog signal into i and q digital signals with enhanced image rejection |
DE4216156C1 (ja) * | 1992-05-15 | 1993-08-19 | Ant Nachrichtentechnik Gmbh, 7150 Backnang, De | |
EP0795982B1 (de) * | 1996-03-11 | 2005-01-12 | Micronas GmbH | Übertragunssystem mit Quadraturmodulation |
EP1595379A2 (en) * | 2003-02-14 | 2005-11-16 | Focus Enhancements, Inc. | Method and apparatus for frequency division multiplexing |
US9231713B2 (en) * | 2014-03-07 | 2016-01-05 | Charlie Chen | Method for designing an analog Nyquist filter |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS50109615A (ja) * | 1974-02-04 | 1975-08-28 | ||
JPS5669958A (en) * | 1979-11-13 | 1981-06-11 | Nec Corp | Demodulator |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3646448A (en) * | 1970-02-16 | 1972-02-29 | Datamax Corp | Quadrature injection control circuit |
DE2230597C3 (de) * | 1972-06-22 | 1978-09-21 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Anordnung zur Erzeugung zweier zueinander hilberttransformierter Signale |
US3793589A (en) * | 1972-06-28 | 1974-02-19 | Gen Electric | Data communication transmitter utilizing vector waveform generation |
US4028626A (en) * | 1973-01-18 | 1977-06-07 | Hycom Incorporated | Digital data receiver with automatic timing recovery and control |
US3845412A (en) * | 1973-10-12 | 1974-10-29 | Microwave Ass Inc | Digital modulate/demodulate system |
US3978407A (en) * | 1975-07-23 | 1976-08-31 | Codex Corporation | Fast start-up adaptive equalizer communication system using two data transmission rates |
FR2445078A1 (fr) * | 1978-12-20 | 1980-07-18 | Ibm France | Procede et dispositif pour detecter une sequence pseudo-aleatoire de deux symboles dans un recepteur de donnees utilisant une modulation a double bande laterale-porteuses en quadrature |
US4237554A (en) * | 1979-03-01 | 1980-12-02 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Coefficient tap leakage for fractionally-spaced equalizers |
US4528526A (en) * | 1983-05-31 | 1985-07-09 | Motorola, Inc. | PSK modulator with noncollapsable output for use with a PLL power amplifier |
US4567602A (en) * | 1983-06-13 | 1986-01-28 | Canadian Patents And Development Limited | Correlated signal processor |
US4644565A (en) * | 1984-06-12 | 1987-02-17 | Canadian Patents And Development Limited-Societe Canadienne Des Brevets Et D'exploitation Limitee | Superposed quadrature modulated baseband signal processor |
DE3579591D1 (de) * | 1984-11-22 | 1990-10-11 | Devon County Council | Daten-modulator-demodulatorsystem. |
-
1986
- 1986-10-20 US US06/920,367 patent/US4759039A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-10-12 DE DE3750324T patent/DE3750324T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-12 EP EP87308987A patent/EP0265131B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-19 CA CA000549628A patent/CA1265202A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-20 JP JP62262932A patent/JPH084277B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS50109615A (ja) * | 1974-02-04 | 1975-08-28 | ||
JPS5669958A (en) * | 1979-11-13 | 1981-06-11 | Nec Corp | Demodulator |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007288591A (ja) * | 2006-04-18 | 2007-11-01 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 光直交振幅変調回路および光送信器 |
JP4717694B2 (ja) * | 2006-04-18 | 2011-07-06 | 日本電信電話株式会社 | 光直交振幅変調回路および光送信器 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA1265202A (en) | 1990-01-30 |
EP0265131B1 (en) | 1994-08-03 |
DE3750324T2 (de) | 1995-03-09 |
JPH084277B2 (ja) | 1996-01-17 |
US4759039A (en) | 1988-07-19 |
DE3750324D1 (de) | 1994-09-08 |
EP0265131A2 (en) | 1988-04-27 |
EP0265131A3 (en) | 1990-02-21 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
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