JPS63109626A - デジタル通信方式 - Google Patents
デジタル通信方式Info
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- JPS63109626A JPS63109626A JP62262932A JP26293287A JPS63109626A JP S63109626 A JPS63109626 A JP S63109626A JP 62262932 A JP62262932 A JP 62262932A JP 26293287 A JP26293287 A JP 26293287A JP S63109626 A JPS63109626 A JP S63109626A
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- signals
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- communication system
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
- H04L27/363—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated using non - square modulating pulses, modulators specifically designed for this
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
- H04L27/3881—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using sampling and digital processing, not including digital systems which imitate heterodyne or homodyne demodulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
玖班欠Ｉ
この発明はデジタル通信方式に関し、特に、情報が直角
位相関係にある搬送波信号、即ち、相互に９０度の位相
角を有する搬送波信号で伝ばんされるデジタル通信方式
に関する。
位相関係にある搬送波信号、即ち、相互に９０度の位相
角を有する搬送波信号で伝ばんされるデジタル通信方式
に関する。
褒ｙ目とｉ旦
単位時間当り増大する情報搬送使方、即ち、ポー速度を
持つ通信方式を求めて、同一周波数を持つ１対の直角位
相関係にある搬送波信号をデータ信号が変調する変調フ
ォーマットが使用されている。変調される搬送波信号の
周波数は送信することができる中間周波数（ＩＦ）と普
通呼ばれ、又は、無線方式の場合は汗通アップコンバー
トされ、即ち、より高い周波に変換される。直角位相関
係にある搬送波信号のこの変調は、直角位相振幅変ｙＡ
（ＱＡＭ）、位相偏移キーイング（ＰＳＫ）又は振幅−
位相変調（Ａ Ｐ Ｓ Ｋ）のような種々の名称で呼ば
れている。データ信号により表わされる情報は、勿論、
事実上無制限であり、そして、音声、ビデオ、ファクシ
ミリ等を表わすことができる。更に、変調された搬送波
信号を伝播する伝送チャネルは又無制限であり、そして
、現在、空気、線、先導波管などを含むことかで・きる
。
持つ通信方式を求めて、同一周波数を持つ１対の直角位
相関係にある搬送波信号をデータ信号が変調する変調フ
ォーマットが使用されている。変調される搬送波信号の
周波数は送信することができる中間周波数（ＩＦ）と普
通呼ばれ、又は、無線方式の場合は汗通アップコンバー
トされ、即ち、より高い周波に変換される。直角位相関
係にある搬送波信号のこの変調は、直角位相振幅変ｙＡ
（ＱＡＭ）、位相偏移キーイング（ＰＳＫ）又は振幅−
位相変調（Ａ Ｐ Ｓ Ｋ）のような種々の名称で呼ば
れている。データ信号により表わされる情報は、勿論、
事実上無制限であり、そして、音声、ビデオ、ファクシ
ミリ等を表わすことができる。更に、変調された搬送波
信号を伝播する伝送チャネルは又無制限であり、そして
、現在、空気、線、先導波管などを含むことかで・きる
。
上記の変調フォーマットを利用する方式においては、デ
ータ信号は、復調器、スペクトル整形用のナイキスト・
フィルタ、両値検出器、搬送波及びタイミング回復回路
及び等化器及び（又は）キャンセラのような歪補償装置
よりなる複雑な回路アレイを利用するシステム受信機で
回復される。
ータ信号は、復調器、スペクトル整形用のナイキスト・
フィルタ、両値検出器、搬送波及びタイミング回復回路
及び等化器及び（又は）キャンセラのような歪補償装置
よりなる複雑な回路アレイを利用するシステム受信機で
回復される。
このシステム受信機の価格及び物理的な大きさを減少す
る為に、より小さい回路を必要とする直角位相関係にあ
る搬送波信号からデータ信号を回復する技術は大いに望
ましい。
る為に、より小さい回路を必要とする直角位相関係にあ
る搬送波信号からデータ信号を回復する技術は大いに望
ましい。
発明の要約
この発明によれば、直角位相関係にある搬送波信号から
共通の符号速度を持つ同期データ信号の回復の為に要求
される回路の量は実質的に減少される。この減少は搬送
波信号の一方を変調するデータ信号とその搬送波信号の
他方を変調するデータ信号との間に所定の遅延をまず導
入することにより達成される。これらの変調された搬送
波信号は何らかのＩＦ周波数で送信又は伺らかの他の周
波数に変換することができる。雑音を伴う伝送チャネル
を伝播された後に、この変調された搬送波信号は受信機
に入って等化器とアナログ−デジタル変換器の直列接続
に結合される。この直列接続により符号間隔あたり多数
の無歪データ信号サンプルが与えられる。そしてこれら
のデータ信号は各符号間隔毎に提供される無歪のデータ
信号サンプルの小さい組を選択することによって回復さ
れる。
共通の符号速度を持つ同期データ信号の回復の為に要求
される回路の量は実質的に減少される。この減少は搬送
波信号の一方を変調するデータ信号とその搬送波信号の
他方を変調するデータ信号との間に所定の遅延をまず導
入することにより達成される。これらの変調された搬送
波信号は何らかのＩＦ周波数で送信又は伺らかの他の周
波数に変換することができる。雑音を伴う伝送チャネル
を伝播された後に、この変調された搬送波信号は受信機
に入って等化器とアナログ−デジタル変換器の直列接続
に結合される。この直列接続により符号間隔あたり多数
の無歪データ信号サンプルが与えられる。そしてこれら
のデータ信号は各符号間隔毎に提供される無歪のデータ
信号サンプルの小さい組を選択することによって回復さ
れる。
火惠１
第１図はこの発明を組み込んだＱＡＭ変調を利用する通
信方式の送信機を示す０図示のために、１６個ＱＡＭ変
調フォーマットが使用されて情報は４個の離散的な振幅
レベルで各搬送波信号に乗せて搬送されるように使用さ
れるということを仮定する。第１図に示したように、リ
ード線１２０の入力ビットストリームはリード線１３１
〜１３４に対して連続するビットを展開する直列−並列
変換器１２１を介して接続される。信号ＣＬＫによりク
ロ７り動作をさせられるデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）
変換器１２２は、リード線１３１と１３２に同時に現わ
れるデータ信号の異なるビットの組合せ又はデジタル符
号の各々を量子化してリード線１３５に現われる４つの
信号電圧の夫々の関連するものに変える。同様に、信号
ＣＬＫによりクロック動作されるＤ／Ａ変換器１２３は
リード線１３３と１３４に同時に現われる他のデータ信
号の異なる組合せのビット又はデジタル符号の各々を量
子化して４つの信号電圧の夫々の関連するものに変える
。これらの関連する信号電圧の各々はリード線１３６に
現われる。これらの信号電圧は夫々、フィルタ１２４と
１２５（これらのフィルタは一般的には半ナイキストｅ
フィルタであるが、更に任意のスペクトル整形を提供す
るフィルタであっても良い）により夫々平滑にされる。
信方式の送信機を示す０図示のために、１６個ＱＡＭ変
調フォーマットが使用されて情報は４個の離散的な振幅
レベルで各搬送波信号に乗せて搬送されるように使用さ
れるということを仮定する。第１図に示したように、リ
ード線１２０の入力ビットストリームはリード線１３１
〜１３４に対して連続するビットを展開する直列−並列
変換器１２１を介して接続される。信号ＣＬＫによりク
ロ７り動作をさせられるデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）
変換器１２２は、リード線１３１と１３２に同時に現わ
れるデータ信号の異なるビットの組合せ又はデジタル符
号の各々を量子化してリード線１３５に現われる４つの
信号電圧の夫々の関連するものに変える。同様に、信号
ＣＬＫによりクロック動作されるＤ／Ａ変換器１２３は
リード線１３３と１３４に同時に現われる他のデータ信
号の異なる組合せのビット又はデジタル符号の各々を量
子化して４つの信号電圧の夫々の関連するものに変える
。これらの関連する信号電圧の各々はリード線１３６に
現われる。これらの信号電圧は夫々、フィルタ１２４と
１２５（これらのフィルタは一般的には半ナイキストｅ
フィルタであるが、更に任意のスペクトル整形を提供す
るフィルタであっても良い）により夫々平滑にされる。
勿論、１６個ＱＡＭでは４つの信号電圧がリードｍ１３
５と１３８に現われるが、この数は変調フォーマットで
変わり、この発明は任意の数の信号電圧と使用すること
ができる。更に、開示の実施例では、任意のときの各デ
ータ信号の値は他とは独立であるが、この独立性はこの
発明には要求されない。
５と１３８に現われるが、この数は変調フォーマットで
変わり、この発明は任意の数の信号電圧と使用すること
ができる。更に、開示の実施例では、任意のときの各デ
ータ信号の値は他とは独立であるが、この独立性はこの
発明には要求されない。
掛算器１２７は発振器１２６により発生される搬送波信
号の振幅をリード線１３７のフィルタされた信号で変調
する。同様な仕方で、掛算器１２８は、リード線１３６
のデータ信号がフィルタ１２５により平滑にされ遅延要
素１５０により遅延され、そして、リード線１３８に結
合された後にリード線１３６のデータ信号で第２の搬送
波信号の振幅を変調する。遅延要素１５０は、リード線
１３５と１３６に現われる信号のポー又は符号速度に関
連する受信機で選ばれたＩＦ周波数の関数である遅延を
導入する。これは後で詳しく説明する。勿論この遅延差
は掛算器１２７と１２８に供給される信号のいずれか一
方に導入することができ、この遅延要素はＤ／Ａ変換器
１２２又は１２３と、掛算器１２７と１２８のいずれか
一方との間の任意の場所に配置することができる。或は
又この代わりに、この遅延はＤ／Ａ変換器１２２と１２
３の一方のクロッキングを他方に対して遅延させること
によって提供することができる。これから示すように、
この遅延差を使用することにより受信機のデータ信号の
回復が簡単となる。
号の振幅をリード線１３７のフィルタされた信号で変調
する。同様な仕方で、掛算器１２８は、リード線１３６
のデータ信号がフィルタ１２５により平滑にされ遅延要
素１５０により遅延され、そして、リード線１３８に結
合された後にリード線１３６のデータ信号で第２の搬送
波信号の振幅を変調する。遅延要素１５０は、リード線
１３５と１３６に現われる信号のポー又は符号速度に関
連する受信機で選ばれたＩＦ周波数の関数である遅延を
導入する。これは後で詳しく説明する。勿論この遅延差
は掛算器１２７と１２８に供給される信号のいずれか一
方に導入することができ、この遅延要素はＤ／Ａ変換器
１２２又は１２３と、掛算器１２７と１２８のいずれか
一方との間の任意の場所に配置することができる。或は
又この代わりに、この遅延はＤ／Ａ変換器１２２と１２
３の一方のクロッキングを他方に対して遅延させること
によって提供することができる。これから示すように、
この遅延差を使用することにより受信機のデータ信号の
回復が簡単となる。
掛算器１２８に供給される第２の搬送波信号は移相器１
２９を介して発振器１２６により発生された搬送波信号
を一π／２ラジアンだけ移相することにより発生される
。従って、掛算器１２７と１２８に供給される１記の１
対の搬送波信号は互いに直角移相関係にある。そして、
加算器１３０は掛算器１２７と１２８により提供される
積を加算してこの和をリード線１０２に出力する。この
ＩＦ倍信号システム受信機に直接送信してもいいし、又
は、送信前になんらかの他の周波数、一般的には、無線
帯域におけるより高い周波数に周波数変換することがで
きる。説明のために、この周波数変換は従来のハードウ
ェア（図示せず）を用いて行われると仮定する。更に１
発振器１２６により発生される搬送波信号のＩＦ周波数
は７０ＭＨｚの一般的な値に設定されると仮定する。然
し乍ら、これから説明するように、デジタル・データ信
号を回復するに必要な受信機のハードウェアの更なる簡
略化は、送信される搬送波信号がポー速度の整数倍に等
しい周波数を持つことができるシステム用途において得
ることができる。更に、この利点は送信された搬送波信
号がポー速度に等しいときに最大になる。
２９を介して発振器１２６により発生された搬送波信号
を一π／２ラジアンだけ移相することにより発生される
。従って、掛算器１２７と１２８に供給される１記の１
対の搬送波信号は互いに直角移相関係にある。そして、
加算器１３０は掛算器１２７と１２８により提供される
積を加算してこの和をリード線１０２に出力する。この
ＩＦ倍信号システム受信機に直接送信してもいいし、又
は、送信前になんらかの他の周波数、一般的には、無線
帯域におけるより高い周波数に周波数変換することがで
きる。説明のために、この周波数変換は従来のハードウ
ェア（図示せず）を用いて行われると仮定する。更に１
発振器１２６により発生される搬送波信号のＩＦ周波数
は７０ＭＨｚの一般的な値に設定されると仮定する。然
し乍ら、これから説明するように、デジタル・データ信
号を回復するに必要な受信機のハードウェアの更なる簡
略化は、送信される搬送波信号がポー速度の整数倍に等
しい周波数を持つことができるシステム用途において得
ることができる。更に、この利点は送信された搬送波信
号がポー速度に等しいときに最大になる。
次に第２図で、分散伝送チャネルを介して伝ばんした後
に、変調され歪んだ直角位相関係にある搬送波信号は従
来の周波数変換装置を介して受信アンテナ（両者とも図
示せず）から結合される。
に、変調され歪んだ直角位相関係にある搬送波信号は従
来の周波数変換装置を介して受信アンテナ（両者とも図
示せず）から結合される。
図示の実施例におけるこの周波数変換装置は７０ＭＨｚ
のＩＦ周波数のＱＡＭ信号をリード線２０１に提供する
０次に、この発明により、該当する掛算信号を供給され
る掛算器２０２はこの７０ＭＨｚのＩＦ周波数を周波数
変換してリード線２０５にＱＡＭ信号を提供する。この
ＱＡＭ信号のＩＦ２として示した搬送波周波数はポー速
度１／Ｔの整数倍であって、なるべくなら、ポー速度に
等しいことが好ましい、この好適な場合に、図示された
掛算器２０２は掛算信号ｃｏｓ２π（７〇−１／Ｔ）ｔ
を供給される。
のＩＦ周波数のＱＡＭ信号をリード線２０１に提供する
０次に、この発明により、該当する掛算信号を供給され
る掛算器２０２はこの７０ＭＨｚのＩＦ周波数を周波数
変換してリード線２０５にＱＡＭ信号を提供する。この
ＱＡＭ信号のＩＦ２として示した搬送波周波数はポー速
度１／Ｔの整数倍であって、なるべくなら、ポー速度に
等しいことが好ましい、この好適な場合に、図示された
掛算器２０２は掛算信号ｃｏｓ２π（７〇−１／Ｔ）ｔ
を供給される。
掛算器２０２からの信号は低域フィルタ２０３を通され
て周波数変換により導入された高調波を除去され、そし
て、等止器２０６を通して結合される１等化器２０６は
、一般的には、提供される歪補償が、受信したＱＡＭ信
号に存在する歪とともに変わるように従来の制御回路２
０７により制御される複数のタップ重みとタップ付き遅
延線を備えた単一の部分離隔等止器（ｆｒａｃｔｉｏｎ
ａｌｌｙ ５−ｐａｃｅｄ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ ）で
ある、後者（制御回路２０７）の使用により、受信機で
１／２ナイキスト・フィルタのようなものを使用する必
要がなくなる０等化器２０６はアナログ的な仕方で又は
デジタル的な仕方で夫々実施されるべきかによって、図
示のように、Ａ／Ｄ変換器２１６への入力点に設けるか
又はこのＡ／Ｄ変換器の出力点に設けるかのいずれかが
可能である。この際、掛算器２゜２の使用は、もしも、
第１図の掛算器１２７と１２８の出力を加算することに
よって生じるＩＦ信号がポー速度の整数倍である周波数
を持ち、そして、この周波数が受信機に送信される場合
には必要とされない、このような場合には、必要とされ
る数学的に記載される関係は、 ｆ（１＝ ｍ −ＨＺ （１）ここでｆ、
ＦはＨｚで表わしたＩＦ周波数であり、ｍは正の整数で
あり、そして、Ｔは秒で表わしたポー期間である。
て周波数変換により導入された高調波を除去され、そし
て、等止器２０６を通して結合される１等化器２０６は
、一般的には、提供される歪補償が、受信したＱＡＭ信
号に存在する歪とともに変わるように従来の制御回路２
０７により制御される複数のタップ重みとタップ付き遅
延線を備えた単一の部分離隔等止器（ｆｒａｃｔｉｏｎ
ａｌｌｙ ５−ｐａｃｅｄ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ ）で
ある、後者（制御回路２０７）の使用により、受信機で
１／２ナイキスト・フィルタのようなものを使用する必
要がなくなる０等化器２０６はアナログ的な仕方で又は
デジタル的な仕方で夫々実施されるべきかによって、図
示のように、Ａ／Ｄ変換器２１６への入力点に設けるか
又はこのＡ／Ｄ変換器の出力点に設けるかのいずれかが
可能である。この際、掛算器２゜２の使用は、もしも、
第１図の掛算器１２７と１２８の出力を加算することに
よって生じるＩＦ信号がポー速度の整数倍である周波数
を持ち、そして、この周波数が受信機に送信される場合
には必要とされない、このような場合には、必要とされ
る数学的に記載される関係は、 ｆ（１＝ ｍ −ＨＺ （１）ここでｆ、
ＦはＨｚで表わしたＩＦ周波数であり、ｍは正の整数で
あり、そして、Ｔは秒で表わしたポー期間である。
等止器２０６が従来の適用部分離隔等止器で、その係数
が制御回路２０７により更新される場合、リード線２０
８の搬送波信号のスペクトルのエイリアシングを回避す
る周波数でＡ／Ｄ変換器２１６がクロック動作をさせら
れる限り各ポー間隔に第１図のリード線１３５と１３６
に現われるデータ信号はＡ／Ｄ変換器２１６出力の特定
のものを選択することによって直接回復することができ
るということを示すことができる。この１つのクロック
動作周波数は４ＩＦ２．即ち、リード線２０５に現われ
る信号の中心周波数の４倍である。尚、受信機における
Ａ／Ｄ変換器のクロック動作周波数を常に便宜上４ＩＦ
２となるように選らぶと仮定する。すると、第１図の要
素１５０の遅延は次の式により規制されるはずである。
が制御回路２０７により更新される場合、リード線２０
８の搬送波信号のスペクトルのエイリアシングを回避す
る周波数でＡ／Ｄ変換器２１６がクロック動作をさせら
れる限り各ポー間隔に第１図のリード線１３５と１３６
に現われるデータ信号はＡ／Ｄ変換器２１６出力の特定
のものを選択することによって直接回復することができ
るということを示すことができる。この１つのクロック
動作周波数は４ＩＦ２．即ち、リード線２０５に現われ
る信号の中心周波数の４倍である。尚、受信機における
Ａ／Ｄ変換器のクロック動作周波数を常に便宜上４ＩＦ
２となるように選らぶと仮定する。すると、第１図の要
素１５０の遅延は次の式により規制されるはずである。
ここでＴは又ポー間隔であり、ｍは式（１）で使用され
た正の整数である。他の遅延選択も特定の条件下で可ス
彪であるが、式（１）と（２）により示された関係も又
適切である。記載のために、今後、受信機に送信される
ＱＡＭ信号の中心周波数は１／Ｔ（これは数式（１）と
（２）においてｍ＝１の選択を意味する）と仮定する。
た正の整数である。他の遅延選択も特定の条件下で可ス
彪であるが、式（１）と（２）により示された関係も又
適切である。記載のために、今後、受信機に送信される
ＱＡＭ信号の中心周波数は１／Ｔ（これは数式（１）と
（２）においてｍ＝１の選択を意味する）と仮定する。
データ信号が各ポー間隔にＡ／Ｄ変換器２１６の出力の
内の特定のものの選択によって如何に回復されるかを理
解するために、ｌ／Ｔの搬送周波数を持つ理想的なＩＦ
ＱＡＭ信号が次のように表わされると考える、 ここでａｎ とｂｎはそれぞれリード線１３５と１３６
のデータ信号に埋込まれたデジタル符号であり、そして
、添字ｎはそれらの時間位聞を示す整数であり、 ｐ （ｔ）はインパルス応答の時間関数であり。
内の特定のものの選択によって如何に回復されるかを理
解するために、ｌ／Ｔの搬送周波数を持つ理想的なＩＦ
ＱＡＭ信号が次のように表わされると考える、 ここでａｎ とｂｎはそれぞれリード線１３５と１３６
のデータ信号に埋込まれたデジタル符号であり、そして
、添字ｎはそれらの時間位聞を示す整数であり、 ｐ （ｔ）はインパルス応答の時間関数であり。
そして、
Ｔは符号期間又はポー間隔である。
第３図は３０１として示した波形ｃｏｓ ２π−ｔと、
３０２として示した単一符号重み付はインパルス時間関
数ａｏ ｐ （ｔ）を示す、もしも、第２図のＡ／Ｄ変
換器２１６がＴ７４秒ごとに信号を出力し、そして、今
、第２の項 が０の場合、波形３０１と３０２の蹟に似た項よりなる
Ａ／Ｄ変換器２１６の出力は以下の表工に示したように
離散的な時間サンプルの関数として３）表にすることが
できる 表工 出力 時間 ａｎ ｏ”ｒ ＯＴ／４ ａｏ。 ２Ｔ／４ ０ ３Ｔ／４ ａｌ Ｔ ０ １ １／４Ｔ ａ’ｌ １１／２Ｔ ０ １ ３／４Ｔ ａ２ ２Ｔ ０ ２１／４Ｔ ａ’２ ２１／２Ｔ 前の表で、ａｏ 、ａｌ 、ａ７はリード線１３５にお
ける連続するデジタル符号を表わし、ａ ’ Ｏ＊ａｌ
、、ａ１２は伝送されたａｎ符号の異なる組合せを表わ
す、従って、ａｌｏ、ａｌｌとａｌ２は各々符号順序依
存性であり、そして、各々はａｏ、ａｌ とａ２に対し
てそれぞれ直接的な関係はない。
３０２として示した単一符号重み付はインパルス時間関
数ａｏ ｐ （ｔ）を示す、もしも、第２図のＡ／Ｄ変
換器２１６がＴ７４秒ごとに信号を出力し、そして、今
、第２の項 が０の場合、波形３０１と３０２の蹟に似た項よりなる
Ａ／Ｄ変換器２１６の出力は以下の表工に示したように
離散的な時間サンプルの関数として３）表にすることが
できる 表工 出力 時間 ａｎ ｏ”ｒ ＯＴ／４ ａｏ。 ２Ｔ／４ ０ ３Ｔ／４ ａｌ Ｔ ０ １ １／４Ｔ ａ’ｌ １１／２Ｔ ０ １ ３／４Ｔ ａ２ ２Ｔ ０ ２１／４Ｔ ａ’２ ２１／２Ｔ 前の表で、ａｏ 、ａｌ 、ａ７はリード線１３５にお
ける連続するデジタル符号を表わし、ａ ’ Ｏ＊ａｌ
、、ａ１２は伝送されたａｎ符号の異なる組合せを表わ
す、従って、ａｌｏ、ａｌｌとａｌ２は各々符号順序依
存性であり、そして、各々はａｏ、ａｌ とａ２に対し
てそれぞれ直接的な関係はない。
４０１として示した関数ｓｉｎ ２π二と、４０２とし
て示した単一符号重み付はインパルス時間関数す。ｐ（
ｔ−Ｔ／４）を示す第４図で、第１図の遅延要素１５０
はＴ／４秒の遅延を提供している。Ａ／Ｄ変換器２１６
のサンプリング出力の一部を例示する４０１と４０２に
似た波形の積は以下の表ＩＩに示したようにリストにす
ることができる。
て示した単一符号重み付はインパルス時間関数す。ｐ（
ｔ−Ｔ／４）を示す第４図で、第１図の遅延要素１５０
はＴ／４秒の遅延を提供している。Ａ／Ｄ変換器２１６
のサンプリング出力の一部を例示する４０１と４０２に
似た波形の積は以下の表ＩＩに示したようにリストにす
ることができる。
表ＩＩ
出力 時間
０ ０Ｔ
ｂＯＴ／４
０ Ｔ／２
ｂ′。 ３Ｔ／４
Ｔ
ｂ、 １１／４Ｔ
０ １１／２Ｔ
ｂｌ、 １３／４Ｔ
０ ２Ｔ
ｂｚ ２１／４Ｔ
表ＩＩで、符号ｂｏ、ｂｌｔ などはリード線１３６に
おける連続するデジタル符号を表わし、符号ｂ゛。、ｂ
’ｌ、などは送信されたｂｎ符号の異なる組合せを表わ
し、従って、符号順序依存性である。従って、ｂｌｏと
ｂｌ、は各々ｂｏ とｂｌのそれぞれに直接的な関係は
ない。
おける連続するデジタル符号を表わし、符号ｂ゛。、ｂ
’ｌ、などは送信されたｂｎ符号の異なる組合せを表わ
し、従って、符号順序依存性である。従って、ｂｌｏと
ｂｌ、は各々ｂｏ とｂｌのそれぞれに直接的な関係は
ない。
表工とＩＩを見ると、Ａ／Ｄ変換器２１ｄの出力に、符
号ａｎ とｂｎの各々が明らかに異なった時間に現われ
、そして、表■の任意のａｎ符号の出現は表ＩＩの０の
サンプルの出現と同時であるということが分る。同様に
、表ＩＩの任意のす。の符号の出現は表Ｉの０のサンプ
ルの出現と同時である。従って、第１図の遅延要素１５
０により提供されるＴ／４の遅延の場合、表Ｉを形成す
る場合に項 となる最初の仮定は必要ではなく、表■とＩＩの結果は
式（３）に従って重畳されて次の表ＩＩＩを生じる。
号ａｎ とｂｎの各々が明らかに異なった時間に現われ
、そして、表■の任意のａｎ符号の出現は表ＩＩの０の
サンプルの出現と同時であるということが分る。同様に
、表ＩＩの任意のす。の符号の出現は表Ｉの０のサンプ
ルの出現と同時である。従って、第１図の遅延要素１５
０により提供されるＴ／４の遅延の場合、表Ｉを形成す
る場合に項 となる最初の仮定は必要ではなく、表■とＩＩの結果は
式（３）に従って重畳されて次の表ＩＩＩを生じる。
表ＩＩＩ
Ａ／Ｄ変換器２１６の出力 時間
ａｏ ｏ”ｒ
ｂｏ Ｔ／４
０・。 Ｔ／２
ｂ’ｏ ３Ｔ／４
ａ、 Ｔ
ｂ Ｉ５ Ｔ ／ ４
ａ’１ ６Ｔ／４
ｂｌ、 ７Ｔ／４
ａ２ ２Ｔ
ｂｚ ２１／４Ｔ
この表ＩＩＩは各符号期間にＡ／Ｄ変換器２１６により
提供される４個の出力の内の２つがリード線１３５と１
３６のデジタル符号であるということを明確に示す、特
に、第１図のリード！！１３５の信号である符号ａｏ、
ａｌ 、ａ２ １＋・・は時間ｔ＝ＯＴ、Ｔ、２Ｔ・囃
−に現われ、そして、第１図のリード線１３６の信号で
ある符号ｂ０、ｂｌ 、 ｂ２ φ−・は時間ｔ＝Ｔ
／４．１１／４Ｔ、２１／４Ｔ−−φなどのときに現わ
れる。
提供される４個の出力の内の２つがリード線１３５と１
３６のデジタル符号であるということを明確に示す、特
に、第１図のリード！！１３５の信号である符号ａｏ、
ａｌ 、ａ２ １＋・・は時間ｔ＝ＯＴ、Ｔ、２Ｔ・囃
−に現われ、そして、第１図のリード線１３６の信号で
ある符号ｂ０、ｂｌ 、 ｂ２ φ−・は時間ｔ＝Ｔ
／４．１１／４Ｔ、２１／４Ｔ−−φなどのときに現わ
れる。
次に第２図に戻って、等止器２０６の出力はＡ／Ｄ変換
器２１６に接続され、この変換器は４■Ｆ２でクロック
動作させられ、そして、所定数のデジタル信号レベルへ
とアナログＱＡＭ信号を量子化する。これらのデジタル
信号レベルの数は少なくとも第１図のＤ／Ａ変換器１２
２と１２３により提供されるものに等しい、これらの信
号レベルはバス２１７に現われて選択′ＪＡ２０９に提
供される。
器２１６に接続され、この変換器は４■Ｆ２でクロック
動作させられ、そして、所定数のデジタル信号レベルへ
とアナログＱＡＭ信号を量子化する。これらのデジタル
信号レベルの数は少なくとも第１図のＤ／Ａ変換器１２
２と１２３により提供されるものに等しい、これらの信
号レベルはバス２１７に現われて選択′ＪＡ２０９に提
供される。
選択器２０９はバス２１７に結合されていて、それぞれ
ａｎとｂｎ として示した送信デジタル符号をそれぞれ
バス２１０と２１１に接続する。これらのデジタル符号
は更に信号処理のためのベースバンド受信機回路に結合
される０等化器２０６により提供される歪補償を調整す
る制御回路２０７はバス２１７に現われるＡ／Ｄ変換器
２１６の出力に従来の仕方で作用する。
ａｎとｂｎ として示した送信デジタル符号をそれぞれ
バス２１０と２１１に接続する。これらのデジタル符号
は更に信号処理のためのベースバンド受信機回路に結合
される０等化器２０６により提供される歪補償を調整す
る制御回路２０７はバス２１７に現われるＡ／Ｄ変換器
２１６の出力に従来の仕方で作用する。
選択器２０９は３つの直列接続された並列入力並列出力
のレジスタ２１２．２１３，２１４とレジスタ２１２の
出力に接続された並列入力並列出力レジスタ２１５とか
らなる。デジタル符号ａｎとｂｎのみをバス２１０と２
１１に選択的に接続するために、レジスタ２１２と２１
３は４ＩＦ２でクロック動作させられ、レジスタ２１４
と２１５はＩＦ２でクロック動作させられる。各レジス
タはその関連するクロック動作信号の１周期に等しい遅
延を提供する。
のレジスタ２１２．２１３，２１４とレジスタ２１２の
出力に接続された並列入力並列出力レジスタ２１５とか
らなる。デジタル符号ａｎとｂｎのみをバス２１０と２
１１に選択的に接続するために、レジスタ２１２と２１
３は４ＩＦ２でクロック動作させられ、レジスタ２１４
と２１５はＩＦ２でクロック動作させられる。各レジス
タはその関連するクロック動作信号の１周期に等しい遅
延を提供する。
勿論、この発明は特定の実施例について開示されたが、
この発明の意図と範囲から逸脱しない数多くの他の構成
も当業者に明らかであろう０例えば１等化器２０６がデ
ジタル構成の場合、 Ａ／Ｄ変換器２１６はそれの直前
にあるものとなり、そして、等止器２０６の出力は選択
器２０９と制御回路２０７に結合される。
この発明の意図と範囲から逸脱しない数多くの他の構成
も当業者に明らかであろう０例えば１等化器２０６がデ
ジタル構成の場合、 Ａ／Ｄ変換器２１６はそれの直前
にあるものとなり、そして、等止器２０６の出力は選択
器２０９と制御回路２０７に結合される。
第１図はこの発明による例示的な通信方式の送信機の図
式的なブロック線図であり。 第２図はこの発明による例示的な通信方式の受信機の図
式的なブロック線図であり、そして、第３図と第４図は
この発明の原理を理解するに役立つ時間波形図である。 〔主要部分の符号の説明〕 発生手段 １２６，１２９掛算手段
１２７．１２８遅延手段
１５０ Ｆ／θ３ Ｆ／６．４ 時間→
式的なブロック線図であり。 第２図はこの発明による例示的な通信方式の受信機の図
式的なブロック線図であり、そして、第３図と第４図は
この発明の原理を理解するに役立つ時間波形図である。 〔主要部分の符号の説明〕 発生手段 １２６，１２９掛算手段
１２７．１２８遅延手段
１５０ Ｆ／θ３ Ｆ／６．４ 時間→
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、共通の符号速度を持つ同期化された１対のデータ信
号の内の一方の信号を他方の信号に関して前記共通の符
号速度の逆数の１／４よりも大きくない遅延だけ遅延さ
せるための遅延手段（１５０）、 第１の搬送波信号とこの搬送波信号に関して直角位相関
係にある第２の搬送波信号を提供するための発生手段（
１２６、１２９）、及び 前記一方の信号によって前記第１の搬送波信号を変調し
、そして、前記他方の信号によって第２の搬送波信号を
変調するための掛算手段（１２７、１２８）を備えたこ
とを特徴とするデジタル通信方式。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の送信機装置において
、前記１対のデータ信号の各々は他方とは独立な値を有
することを特徴とするデジタル通信方式。 ３、直角位相関係にある歪んだ搬送波信号から同一の符
号速度を持つデータ信号を回復するためのデジタル通信
方式において、 歪を除去するための等化器（２０６）、 この等化器に直列接続されたアナログ−デジタル変換器
（２１６）（前記等化器と前記アナログ−デジタル変換
器との直列接続は、前記符号速度のＮ倍（Ｎは任意の正
の整数）に等しい中心周波数を持つ前記直角位相関係に
ある搬送波信号を供給されたときに、所定の時間期間内
に複数の無歪の出力信号を提供する）、及び 前記出力信号に応答して前記時間期間内に前記出力信号
の小さい組を選択するための選択手段（２０９）を有し
、その選択された出力が前記データ信号であることを特
徴とするデジタル通信方式。 ４、特許請求の範囲第３項に記載のデジタル通信方式に
おいて、任意の中心周波数から前記中心周波数へ前記直
角位相関係にある搬送波信号を変換するための周波数変
換手段（２０２）を有することを特徴とするデジタル通
信方式。 ５、特許請求の範囲第３項に記載のデジタル通信方式に
おいて、前記等化器は部分離隔等化器であることを特徴
とするデジタル通信方式。 ６、特許請求の範囲第３項に記載のデジタル通信方式に
おいて、前記直角位相関係にある搬送波信号は周波数ス
ペクトルを有し、前記複数の出力信号は前記周波数スペ
クトルにおけるエイリアシングを避けるために数が充分
であることを特徴とするデジタル通信方式。 ７、特許請求の範囲第３項に記載のデジタル通信方式に
おいて、Ｎが１であることを特徴とするデジタル通信方
式。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/920,367 US4759039A (en) | 1986-10-20 | 1986-10-20 | Simplified recovery of data signals from quadrature-related carrier signals |
| US920,367 | 1986-10-20 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63109626A true JPS63109626A (ja) | 1988-05-14 |
| JPH084277B2 JPH084277B2 (ja) | 1996-01-17 |
Family
ID=25443615
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62262932A Expired - Lifetime JPH084277B2 (ja) | 1986-10-20 | 1987-10-20 | デジタル通信システム |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4759039A (ja) |
| EP (1) | EP0265131B1 (ja) |
| JP (1) | JPH084277B2 (ja) |
| CA (1) | CA1265202A (ja) |
| DE (1) | DE3750324T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007288591A (ja) * | 2006-04-18 | 2007-11-01 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 光直交振幅変調回路および光送信器 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IL89461A (en) * | 1989-03-02 | 1994-06-24 | Eci Telecom Limited | Telephone communication compression system |
| US5056117A (en) * | 1989-08-07 | 1991-10-08 | At&T Bell Laboratories | Decision feedback equalization with trellis coding |
| US5067140A (en) * | 1989-08-16 | 1991-11-19 | Titan Linkabit Corporation | Conversion of analog signal into i and q digital signals with enhanced image rejection |
| DE4216156C1 (ja) * | 1992-05-15 | 1993-08-19 | Ant Nachrichtentechnik Gmbh, 7150 Backnang, De | |
| EP0795982B1 (de) * | 1996-03-11 | 2005-01-12 | Micronas GmbH | Übertragunssystem mit Quadraturmodulation |
| EP1595379A2 (en) * | 2003-02-14 | 2005-11-16 | Focus Enhancements, Inc. | Method and apparatus for frequency division multiplexing |
| US9231713B2 (en) * | 2014-03-07 | 2016-01-05 | Charlie Chen | Method for designing an analog Nyquist filter |
Citations (2)
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| JPS50109615A (ja) * | 1974-02-04 | 1975-08-28 | ||
| JPS5669958A (en) * | 1979-11-13 | 1981-06-11 | Nec Corp | Demodulator |
Family Cites Families (12)
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| DE2230597C3 (de) * | 1972-06-22 | 1978-09-21 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Anordnung zur Erzeugung zweier zueinander hilberttransformierter Signale |
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| US4028626A (en) * | 1973-01-18 | 1977-06-07 | Hycom Incorporated | Digital data receiver with automatic timing recovery and control |
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| US3978407A (en) * | 1975-07-23 | 1976-08-31 | Codex Corporation | Fast start-up adaptive equalizer communication system using two data transmission rates |
| FR2445078A1 (fr) * | 1978-12-20 | 1980-07-18 | Ibm France | Procede et dispositif pour detecter une sequence pseudo-aleatoire de deux symboles dans un recepteur de donnees utilisant une modulation a double bande laterale-porteuses en quadrature |
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| US4644565A (en) * | 1984-06-12 | 1987-02-17 | Canadian Patents And Development Limited-Societe Canadienne Des Brevets Et D'exploitation Limitee | Superposed quadrature modulated baseband signal processor |
| DE3579591D1 (de) * | 1984-11-22 | 1990-10-11 | Devon County Council | Daten-modulator-demodulatorsystem. |
-
1986
- 1986-10-20 US US06/920,367 patent/US4759039A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-10-12 DE DE3750324T patent/DE3750324T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-12 EP EP87308987A patent/EP0265131B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-19 CA CA000549628A patent/CA1265202A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-10-20 JP JP62262932A patent/JPH084277B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
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| JPS50109615A (ja) * | 1974-02-04 | 1975-08-28 | ||
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| JP4717694B2 (ja) * | 2006-04-18 | 2011-07-06 | 日本電信電話株式会社 | 光直交振幅変調回路および光送信器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1265202A (en) | 1990-01-30 |
| EP0265131B1 (en) | 1994-08-03 |
| DE3750324T2 (de) | 1995-03-09 |
| JPH084277B2 (ja) | 1996-01-17 |
| US4759039A (en) | 1988-07-19 |
| DE3750324D1 (de) | 1994-09-08 |
| EP0265131A2 (en) | 1988-04-27 |
| EP0265131A3 (en) | 1990-02-21 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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