JP4068415B2 - 位相偏移変調方式の変調器 - Google Patents
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Description
【本発明が属する技術分野】
本発明は、デジタル通信分野、特に信号変調技術に関し、さらに詳細には、位相偏移変調(PSK;phase shift keying)方式の変調器に関する。
【0002】
【従来の技術】
デジタル通信システムに用いられる変調方式には、振幅変調(amplitude modulation)、周波数変調(frequency modulation)、位相変調(phase modulation)などがある。この中で位相変調方式、すなわち、位相偏移変調(PSK)方式は現在大部分の移動通信システムで採用している信号変調技術である。
【0003】
図1は、従来の技術にかかるPSK方式のI/Q変調器のブロック図である。
図1を参照すると、従来の技術にかかるPSK方式のI/Q変調器は、IチャネルとQチャネルに対して対称的に構成されている。まず、Iチャネル側には、第1クロックCLK1により制御されて、入力されたNビットのIチャネルデジタルデータをアナログ信号に変換するためのデジタル/アナログ変換機DAC11と、デジタル/アナログ変換機DAC11の出力信号Aをフィルタリングするための低域通過フィルタLPF13が備えられる。また、Qチャネル側には、第2クロックCLK2により制御されて入力されたNビットのQチャネルデジタルデータをアナログ信号に変換するためのデジタル/アナログ変換機DAC12と、デジタル/アナログ変換機DAC12の出力信号Bをフィルタリングするための低域通過フィルタLPF14が備えられる。
【0004】
また、PSK方式のI/Q変調器は、Iチャネル及びQチャネルデータをそれぞれのキャリアに載せて、チャネルに伝送するための混合部10を備える。混合部10は、所定の周波数を有したサイン関数キャリアsin(ωct)を生成するための発振器19と、発振器19から出力されたサイン関数キャリアsin(ωct)の位相を90度シフトさせて、コサイン関数キャリアcos(ωct)を生成するためのπ/2位相シフタ15と、低域通過フィルタLPF13から出力されたIチャネルデータCとコサイン関数キャリアcos(ωct)とをミキシングするための乗算器16と、低域通過フィルタLPF14から出力されたQチャネルデータDとサイン関数キャリアsin(ωct)とをミキシングするための乗算器17と、前記二つの乗算器16、17の出力信号E、Fを足して、一つの信号にするための加算器18とから構成される。
【0005】
上記のように構成された従来の技術によるPSK方式のI/Q変調器において、Iチャネル側にはコサイン値を有するデータが入力され、Qチャネル側にはサイン値を有するデータが入力される。勿論、これらは互いに変えて入力されることができる。ある特定周波数を有する信号をデジタルデータとしてデジタル/アナログ変換機DAC11、12に入力すれば、アナログ化されたサイン波が出力される。これらの信号が低域通過フィルタLPF13、14を経て混合器10でキャリアとミックスされた後、一つの信号に合わせてチャネルに伝送されるのである。
【0006】
図2は、図1の混合器10の動作を説明するための波形図である。
図2を参照すると、コサイン値を有するIチャネルデータにコサイン関数キャリアcos(ωct)を乗算すれば、下位サイドバンドLSB(Lower sideband)及び上位バンドサイドUSB(Upper sideband)に(a)のような波形が具現され、サイン値を有するQチャネルデータにサイン関数キャリアsin(ωct)を乗算すれば、(b)のような波形が具現される。したがって、上記(a)と(b)の波形とを足せば、(c)のように、下位バンドサイドLSBでは相殺が発生し、上位バンドサイドUSBのみに2倍の振幅を有する波形が具現される。送信機では、上記のような原理により信号を変調してチャネルに送信し、受信機では、積分によって信号を復調して元来の信号を復元することになる。
【0007】
また、完璧なI/Q変調のためには、位相の側面で2つが要求される。第一に、低域通過フィルタLPF13、14の出力信号C、Dは、正確にπ/2の位相差を有するべきである。すなわち、入力される通常のデジタルデータの場合、IチャネルがQチャネルよりπ/2ほど位相が速いため、Iチャネルにはコサイン値が、Qチャネルにはサイン値が与えられることになる。第二に、コサイン関数キャリアcos(ωct)とサイン関数キャリアsin(ωct)とが正確にπ/2の位相差を有するべきである。
【0008】
しかし、素子内部の遅延時間の差、または実際チップで発生する誤整合などの影響によって、所望の位相差を正確に具現し難いという問題点がある。このように、所望の位相差を正確に具現し得ない場合、I/Q変調自体が正確になされないため、受信端で元来の信号を復元することは難しくなる。
【0009】
図3は、理想的なI/Qチャネルの信号波形図であって、図4は、誤差が発生した実際のI/Qチャネルの信号波形図である。図3の(a)及び(b)を参照すれば、Iチャネルのコサイン値とQチャネルのサイン値が正確にπ/2の位相差を有する。これは理想的なケースであって、実際には図4に示すように、誤差が発生することになる。図4の(b)には、図4の(a)に示すIチャネルのコサイン値と比較して、Qチャネルのサイン値がT1ほど速い位相を有する場合を示しており、図4の(c)には、Qチャネルのサイン値がIチャネルのコサイン値に比べて、T2ほど遅い場合を示している。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、本発明は上記従来の位相偏移変調方式の変調器における問題点に鑑みてなされたものであって、本発明の目的は、内部で発生するI/Qチャネル間の位相誤整合を補償し得る位相偏移変調方式の変調器を提供することにある。
【0012】
また、上記目的を達成するためになされた本発明による位相偏移変調方式の変調器は、チャネル間の位相差を利用して、データ変調を行う位相偏移変調方式の変調器において、Iチャネルデジタルデータの遅延を調節するための第1データシフティング手段と、Qチャネルデジタルデータの遅延を調節するための第2データシフティング手段と、前記第1及び第2データシフティング手段の出力を各々入力し、アナログ信号に変換するための第1及び第2デジタル/アナログ変換手段と、前記第1及び第2デジタル/アナログ変換手段の出力を各々フィルタリングするための第1及び第2フィルタリング手段と、前記第1及び第2フィルタリング手段の出力を各々所定の位相差を有する第1及び第2キャリア信号に載せて一つの信号にするための混合手段と、前記第1及び第2フィルタリング手段の出力間の位相誤整合量と前記第1及び第2キャリア信号の位相誤整合量を検出し、それに対応する前記第1及び第2データシフティング手段の遅延量を制御するための遅延制御手段とを備えることを特徴とする。
【0013】
【発明の実施の形態】
次に、本発明にかかる位相偏移変調方式(PSK方式)の変調器の実施の形態の具体例を図面を参照しながら説明する。
【0014】
図5は、本発明の一実施例にかかるPSK方式のI/Q変調器のブロック図である。
図5を参照すると、本実施例にかかるPSK方式のI/Q変調器も図1に示す従来の技術にかかる変調器と同様に、IチャネルとQチャネルに対して対称的に構成されている。すなわち、Iチャネル側には、デジタル/アナログ変換機DAC31と低域通過フィルタLPF33とが備えられ、Qチャネル側には、デジタル/アナログ変換機DAC32と低域通過フィルタLPF34とが備えられる。
【0015】
本実施例のPSK方式のI/Q変調器もIチャネル及びQチャネルデータをそれぞれのキャリアに載せてチャネルに伝送するための混合部30を備える。混合部30は、所定の周波数を有するサイン関数キャリアsin(ωct)を生成するための発振器39と、発振器39から出力されたサイン関数キャリアsin(ωct)の位相を90度シフトさせて、コサイン関数キャリアcos(ωct)を生成するためのπ/2位相シフタ35と、低域通過フィルタLPF33から出力されたIチャネルデータCとコサイン関数キャリアcos(ωct)とをミキシングするための乗算器36と、低域通過フィルタLPF34から出力されたQチャネルデータDとサイン関数キャリアsin(ωct)とをミキシングするための乗算器37と、上記二つの乗算器36、37の出力信号E、Fを足して、一つの信号にするための加算器38とから構成される。
【0016】
すなわち、上述した構成は、図1に示した従来の技術にかかるI/Q変調器と大きい差はない。
但し、本実施例では、Iチャネルのデジタル/アナログ変換機DAC31の前端には第1クロックCLK1により制御されるデータシフタ40Aを、Qチャネルのデジタル/アナログ変換機DAC32の前端には第2クロックCLK2により制御されるデータシフタ40Bを挿入し、これらのデータシフタ40A、40Bの遅延量を制御するための遅延制御部41をさらに備えた。
【0017】
図6は、図5のデータシフタの回路例示図である。
図6を参照すると、データシフタ40は、クロックCLKにより制御され、直列に連結された複数のシフトレジスタと、シフトレジスタ各々の出力端に接続されてシフトレジスタ出力の中、いずれか一つを選択的に出力するためのスイッチS1、S2、・・・、Sn、Sn+1を備える。
【0018】
図7は、図6のデータシフタのタイミング図であって、以下、これら図5〜7を参照しながら実施例によるPSK方式のI/Q変調器の動作を説明する。
まず、Iチャネル側には、NビットのIチャネルデジタルデータが入力され、Qチャネル側には、NビットのQチャネルデジタルデータが入力される。この場合、NビットのIチャネルデジタルデータは、コサイン値を有し、NビットのQチャネルデジタルデータは、サイン値を有する。
Nビットのデジタルデータがデータシフタ40(図6)に入力されれば、クロックCLKに同期されてデータがシフトされる。すなわち、シフトレジスタを一つずつ経る時ごとに、クロックCLKの一周期ほどデータが遅延される。例えば、図6及び図7の(a)、(b)、(c)、(d)を経ていくことが、このようなデータシフト動作を表している。
【0019】
データシフタ40でのデータ遅延量は、スイッチS1、S2、・・・、Sn+1の制御により調節されるが、遅延制御部41で各スイッチS1、S2、・・・、Sn+1を制御することになる。すなわち、遅延制御部41は、C、D信号とコサイン関数キャリアcos(ωct)、サイン関数キャリアsin(ωct)を入力されて、CとD信号との間の位相差とコサイン関数キャリアcos(ωct)及びサイン関数キャリアsin(ωct)との間の位相差を各々検出(C、D信号間の位相差がπ/2を基準にする場合、どんな状態であるのか、そして、E、F信号間の位相差がπ/2を基準にする場合、どんな状態であるのか)し、前記二つの要素による位相誤整合を総合して、位相誤整合を補償するための遅延量に対応する一つのスイッチをターンオンさせる。
【0020】
図8及び図9は、データシフタを用いた位相誤整合の補償動作を説明するためのデータシフタのタイミング図及びI/Qチャネルの信号波形図である。
図8において、ケース1は、Iチャネル信号とQチャネル信号とが正確にπ/2の位相差を表す場合であり、ケース2は、Iチャネル信号に比べてQチャネル信号がπ/2より小さい位相差を表す場合であり、ケース3は、Iチャネル信号に比べてQチャネル信号がπ/2より大きい位相差を表す場合を示すものである。
【0021】
図9を参照すると、先ず、ケース1では、Iチャネルがコサイン値を有する場合、QチャネルはIチャネルに比べてπ/2ほど遅い位相を有するので、Qチャネルは正確なサイン値を表している。したがって、この場合にはデータシフタ40A、40Bをイネーブルさせる必要がない。
次いで、ケース2では、QチャネルがIチャネルに比べてπ/2より小さい位相差を有する。すなわち、サイン波がT1ほど速く現れる。したがって、この場合には、Qチャネル側のデータシフタ40Bをイネーブルさせて、入力されるNビットのQチャネルデジタルデータをT1に該当するクロック周期(図8では2周期)ほど遅延させることのできるスイッチS2をターンオンさせれば、位相誤整合を補償することができる。
そして、ケース3では、QチャネルがIチャネルに比べてπ/2より大きい位相差を有する。すなわち、サイン波がT2ほど遅く現れる。したがって、この場合には、Iチャネル側のデータシフタ40Aをイネーブルさせて、入力されるNビットのIチャネルデジタルデータをT2に該当するクロック周期(図8では2周期)ほど遅延させることのできるスイッチS2をターンオンさせれば、位相誤整合を補償することができる。
【0022】
さらに、本実施例で用いられたデータシフタは、比較的簡単なデジタルロジックであって、回路が複雑でないため容易に具現でき、その処理結果の正確性を保障することができる。
【0023】
尚、本発明は、上述の実施例に限られるものではない。本発明の技術的範囲から逸脱しない範囲内で多様に変更実施することが可能である。
【0024】
【発明の効果】
上述したようになされた本発明による位相偏移変調方式の変調器によれば、位相偏移変調方式によりデータを伝送するシステムで多く発生するI/Qチャネル間の位相誤整合を予め補償することによって、正確なデータ伝送を行うことのできる効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来の技術にかかる位相偏移変調方式のI/Q変調器のブロック図である。
【図2】図1の混合器の動作を説明するための波形図である。
【図3】理想的なI/Qチャネルの信号波形図である。
【図4】誤差が発生した実際のI/Qチャネルの信号波形図である。
【図5】本発明の一実施例にかかる位相偏移変調方式のI/Q変調器のブロック図である。
【図6】図5のデータシフタの回路例示図である。
【図7】図6のデータシフタのタイミング図である。
【図8】データシフタを利用した位相誤整合の補償動作を説明するためのデータシフタのタイミング図である。
【図9】データシフタを利用した位相誤整合の補償動作を説明するためのI/Qチャネルの信号波形図である。
【符号の説明】
30 混合器
31、32 デジタル/アナログ変換機
33、34 低域通過フィルタ
35 π/2位相シフタ
36、37 乗算器
38 加算器
39 発振器
40、40A、40B データシフタ
Claims (7)
- チャネル間の位相差を利用して、データ変調を行う位相偏移変調方式の変調器において、
Iチャネルデジタルデータの遅延を調節するための第1データシフティング手段と、
Qチャネルデジタルデータの遅延を調節するための第2データシフティング手段と、
前記第1及び第2データシフティング手段の出力を各々入力し、アナログ信号に変換するための第1及び第2デジタル/アナログ変換手段と、
前記第1及び第2デジタル/アナログ変換手段の出力を各々フィルタリングするための第1及び第2フィルタリング手段と、
前記第1及び第2フィルタリング手段の出力を各々所定の位相差を有する第1及び第2キャリア信号に載せて一つの信号にするための混合手段と、
前記第1及び第2フィルタリング手段の出力間の位相誤整合量と前記第1及び第2キャリア信号の位相誤整合量を検出し、それに対応する前記第1及び第2データシフティング手段の遅延量を制御するための遅延制御手段とを備えることを特徴とする位相偏移変調方式の変調器。 - 前記第1及び第2データシフティング手段は各々、
クロック信号により制御される直列に接続された複数のシフトレジスタと、
前記シフトレジスタの各々の出力端に接続されて、前記シフトレジスタの出力を選択的に出力するための複数のスイッチとを備えることを特徴とする請求項1に記載の位相偏移変調方式の変調器。 - 前記第1データシフティング手段と前記第1デジタル/アナログ変換手段は、第1クロックにより制御されることを特徴とする請求項1または2に記載の位相偏移変調方式の変調器。
- 前記第2データシフティング手段と前記第2デジタル/アナログ変換手段は、第2クロックにより制御されることを特徴とする請求項1または2に記載の位相偏移変調方式の変調器。
- 前記混合手段は、前記第2キャリア信号を生成するための発振器と、
前記発振器から出力された第2キャリア信号の位相を所定の位相差ほどシフトさせて、前記第1キャリア信号を生成するための位相シフタと、
前記第1フィルタリング手段の出力と前記第2キャリア信号とを乗ずるための第1乗算器と、
前記第2フィルタリング手段の出力と前記第1キャリア信号とを乗ずるための第2乗算器と、
前記第1及び第2乗算器の出力を足すための加算器とを備えることを特徴とする請求項1に記載の位相偏移変調方式の変調器。 - 前記位相シフタは、π/2位相シフタであることを特徴とする請求項5に記載の位相偏移変調方式の変調器。
- 前記第1及び第2フィルタリング手段は、低域通過フィルタであることを特徴とする請求項1に記載の位相偏移変調方式の変調器。
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