CN101091367A

CN101091367A - 发射机设备

Info

Publication number: CN101091367A
Application number: CNA2005800450750A
Authority: CN
Inventors: 亚历山大·兰普; 雷内·迪埃特奇
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2004-12-27
Filing date: 2005-12-21
Publication date: 2007-12-19
Also published as: JP2008526152A; EP1834460A1; US20080187073A1; WO2006070319A1

Abstract

一种发射机设备(1)包括数字调制器(2)，其中调制器适用于输出数字同相信号和数字正交信号。将数字同相信号转换为模拟同相信号，并在针对同相信号的路径(31)中对其进一步处理，将数字正交信号转换为模拟正交信号，并在针对正交信号的路径(34)中对其进一步处理。因此，可能发射路径中的幅度和延迟失配。采用本发明的发射机设备(1)，可以测量幅度和延迟失配。此外，幅度校正单元(43)适用于校正幅度失配，延迟单元(3)适用于校正延迟失配。可以利用由测试信号产生单元(30)产生的一个或多个预定测试信号，对幅度和延迟失配进行精细校正。

Description

发射机设备

技术领域

本发明涉及发射机设备(尤其是用于无线通信系统的基带发射机)和对信号不平衡进行测量和补偿的方法。更具体地，本发明涉及用于诸如全球移动通信系统(GSM)或增强数据速率GSM演进(EDGE)等移动通信系统的、适用于补偿幅度和延迟失配的发射机设备和对幅度和延迟失配进行测量和补偿的方法。

背景技术

现有技术文献US 2002/0015450 A1描述了一种用于确定校正参数的方法和设置，其中校正参数用于对发射机中的同相/正交调制器的相位和幅度不平衡进行校正。因此，在天线出设置耦合器，以在放大器之后耦合出(couple out)由发射机产生的高频信号。对该高频信号进行采样，并基于该采样信号来确定由同相/正交调制器引起的相位和幅度不平衡。由此，从US 2002/0015450 A1获知的方法和设置公开了基于所确定的相位和幅度不平衡来确定相位和幅度的校正参数的方法和设置。

从US 2002/0015450 A1获知的方法和设置的缺点在于，相位不平衡是相对于单个测试频率而校正的。另一缺点是，由于在功率放大器之后耦合出测试信号，来自功率放大器的噪声影响了测量。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于校正延迟和幅度不平衡的发射机设备、以及一种对发射机设备的这种延迟和幅度不平衡进行测量和补偿的方法。

本目的由权利要求1限定的发射机设备和由权利要求12限定的方法来实现。从属权利要求中提出了本发明的有利改进。

本发明的优点在于，可以测量至少部分发射机设备的延迟不平衡而不是相位不平衡，并利用所述延迟单元对该延迟不平衡进行校正。可以在功率放大器之前在基带中测量该延迟，以使该测量和校正不受到功率放大器或发射机的其他高频部分设备的影响。

由权利要求2限定的方法的优点在于，在发射机的数字路径侧对同相路径或正交路径这两条路径中的至少一条进行延迟，以便可以与频率无关地施加特定延迟。因此，由于延迟固定，所以产生的模拟同相信号或模拟正交信号的相移是由频率而定的。

由权利要求3限定的方法的优点在于，根据确定单元的确定对由发射机模拟部分引入的不平衡进行补偿。因此，数字调制器、数模转换器和确定单元可以是单个处理器的一部分，从而可以容易地实现处理器单独设置。因此，根据由权利要求4限定的方法，每个延迟元件可以由锁存器构建。

由权利要求5和6限定的方法的优点在于，可以分别相对于主时钟信号频率和同相/正交调制器输出时钟频率，对延迟值的设置进行优化。以这种方式引入的延迟粒度、从而补偿之后的剩余的整体路径延迟失配，均可通过对主时钟频率的选择来调整。事实上，频率越高，粒度越细。

由权利要求7限定的方法的优点在于，用同一装置对模拟同相信号和模拟正交信号进行采样和转换，以使测量过程的可能误差最小。由此可以对延迟值执行非常精确的测量。

由权利要求8限定的方法的优点在于，可以对延迟和幅度不平衡都进行测量和补偿。

由权利要求9和10限定的方法的优点在于，可以执行优化的和精确的测量。因此，有利之处在于选择了根据数字调制器的编码方案的基频。同时产生与发射机特性匹配的周期性测试信号。由权利要求11限定的方法的优点在于，相对于由频率而定的延迟来设置平均延迟。相应地，可以确定对幅度匹配因子的平均估计。

本发明的这些和其他方面将参照下述实施例而显而易见并得到阐述。

附图说明

根据以下参照附图对优选实施例的描述，本发明将易于理解，附图中相同部分由相同附图标记指示：

图1示出了根据本发明优选实施例的发射机设备；以及

图2更加具体地示出了根据本发明优选实施例的发射机设备的确定单元。

具体实施方式

图1示出了根据本发明优选实施例的发射机设备1的示意性结构。发射机设备1可以用于全球移动通信系统(GSM)或增强数据速率GSM演进(EDGE)之类的无线通信系统。发射机设备1及下述方法可应用于具有执行数字同相/正交调制的数字调制器2的发射机1。

发射机设备1包括调制器2、延迟单元3、第一数模转换器4和第二数模转换器5。调制器2适用于通过线路6接收数字信号，并将接收到的信号转换为数字同相信号和数字正交信号。数字同相信号通过线路7从调制器4输出至转换器4。数字正交信号通过线路8输出至转换器5。转换器4适用于将数字同相信号转换为第一模拟同相信号和第二模拟同相信号，第一和第二模拟同相信号通过线路9和10输出至低通滤波器11。因此，两个耦合的低通滤波器11用于对模拟同相信号进行滤波。转换器5适用于将数字正交信号转换为第一模拟正交信号和第二模拟正交信号，第一和第二模拟正交信号通过线路17和18输出至低通滤波器12。因此，两个耦合的低通滤波器12用于对模拟同相信号进行滤波。分别将数字同相信号和数字正交信号转换为第一和第二模拟信号是有利的，以顾及到共模(common mode)电压。因此，有利的是第一和第二信号之差的一半产生模拟信号的值。但是，转换器4也可以只输出通过单根线路的信号，转换器5也可以适用于只输出通过单根线路的信号。低通滤波器11和12适用于去除数字采样频率的倍频上的信号复本(signal replica)，以通过线路13和16输出需要的模拟差分信号。这些通过线路13和16输出的信号是基带信号。

当发射机设备1中产生基带信号时，可能出现多种缺损，并导致信号失真。具体地，信号同相和正交分量的幅度和延迟之间的失配会产生信号影像(image of the signal)。这种问题的出现可能是由诸如在数模转换器4和5之后所需的低通滤波器11和12之类的模拟组件的变化引起的。为了保证特定的信号质量，上述缺损一定不能超过特定限度。影像抑制(image rejection)是信号功率与其影像功率之比，因此是相位和幅度失配的函数，影像抑制用作对信号质量进行测量的公共参数。对于GSM或EDGE基带发射机1，可以根据高斯最小相移键控(GMSK)误差、EDGE误差矢量幅度和信号幅度纹波的限度，导出影像抑制的下限，该下限在频率67kHz上通常是40dB左右。

发射机设备1包括复用器20。复用器20通过线路21和22与线路13和14连接，以接收包括第一同相信号和第二同相信号的同相信号。复用器20通过线路23和24与线路15和16连接，以接收包括第一正交信号和第二正交信号的正交信号。复用器20适用于将模拟同相信号或模板正交信号馈送至第三模数转换器25，其中在一个切换位置上，线路21通过复用器20与线路26连接，并且线路22与线路27连接，而在另一切换位置上，线路23与线路26连接，线路24与线路27连接。通过双向箭头28示出了复用器20的切换。由此，复用器20向第三转换器25馈送模拟同相信号或模拟正交信号。

第三模数转换器25设置用于将模拟同相信号转换为数字同相测量信号，并将该数字同相测量信号通过线路33输出至计算单元29。此外，当在复用器20的另一切换位置上时，第三转换器25将模拟正交信号转换为数字正交测量信号，并将该数字正交测量信号输出至计算单元29。

发射机设备1包括测试信号产生单元30，用于产生数字测试信号。产生的测试信号通过线路6馈送至数字调制器2。在第一时刻，产生第一测试信号，并由转换器4和5将其转换为模拟同相信号和模拟正交信号。例如，复用器20处于切换位置28之一上，从而将模拟同相信号馈送至第三转换器25。由此，计算单元29接收并存储第一测试信号，其中数字同相测量信号依赖于同相路径3 1的属性特征，特别是同相路径31的模拟部分32。

然后，在第二时刻，由测试信号产生单元30产生包括与前一测试信号的比特流相同的比特流的另一测试信号。现在，复用器20处于另一切换位置上，从而将根据另一测试信号导出的正交信号馈送至第三转换器25，并将其作为数字正交测量信号接收并存储在计算单元29中。数字正交测量信号的形状受到正交路径34，特别是正交路径34的模拟部分32的影响。测试信号产生单元30在每次产生测试信号时，通过线路35向计算单元29发送触发信号，从而可以由计算单元29对测量信号的时序进行比较。

计算单元29计算同相和正交信号中的延迟失配和幅度失配，从而第三转换器25可以在采样时钟频率上将模拟差分信号转换为数字单端(single-ended)信号，采样时钟频率不必与转换器4和5的时钟频率相等。第三转换器25也可以产生差分数字信号。

为了至少得到延迟值和幅度失配因子，向调制器2馈送周期性输入比特流的测试信号，以产生周期性模拟同相和正交信号。如果使用GMSK/EDGE调制器2，则可以创建基频上的周期性信号，其中基频具有13/768MHz、39/768MHz、13/192MHz、65/768MHz等绝对值。如上所述，向数字调制器2提供包括这种预定比特流的至少两个测试信号。首先，将模拟同相信号传递至第三转换器25，并以与调制器时钟同步的采样时钟对其进行采样，产生采样SI(k)。其次，将模拟正交信号传递至转换器25，并在通过线路35接收到的触发信号所定义的时间点上对其进行采样，产生采样SQ(k)，其中k是对采样进行计数的正整数。当将第三转换器25的采样频率设置为周期性测试信号的基频的倍数时，例如，当测试信号的频率的绝对值是13/192MHz或13/768MHz，则将该采样频率设置为13/24MHz时，同相信号采样SI(k)和正交信号采样SQ(k)是彼此的移位版本。例如，假设该移位等于N个采样，如果在必要时将该信号通过适当选择的低通滤波器以去除高阶谐波，则至少近似满足下列方程：

SI(k)＝2 A Gmcos(2πFk+2πfτi+2πfτm)+ni(k)，

SQ(k)＝2 G A Gmcos(2πF(k-N)+2πfτi+ΔΦ+2πfτm)+nq(k)

其中，A是幅度标称值，Gm和τm分别指示测量路径的增益和延迟，F定义为信号频率与第三转换器25的数字采样时钟频率之比，f是周期性测试信号频率，因为该测量集中针对同相路径31的延迟τi与正交路径34的延迟τq之间的相对延迟差τq-τi＝ΔΦ/(2πf)，所以可以将同相路径的延迟τi选为0，而不会对本发明有所限制。此外，ni(k)和nq(k)分别指示对同相和正交信号的测量构成干扰的噪声。

当通过计算单元29将采样SI(k)和SQ(k)相比较时，根据这些方程，可以导出定义为信号正交部分的有效幅度与信号同相部分的有效幅度之比的幅度匹配因子G、以及测量的测试信号之间的延迟(时移)。

在干扰采样SI(k)和SQ(k)的噪声是高斯白噪声的情况下，可以计算同相信号的延迟和幅度的最大似然估计，以导出Δ＝2πfτm和Am＝2 A Gm。将Δ和Am的最大似然估计作为优化问题的解答进行求解：

(Δ，Am)＝从k＝1到采样数目M时(SI(k)-Am cos(2πFk+Δ))^2之和的Δ和Am的argmin。

利用Δ和Am的估计，通过求解下列优化问题，从计算单元29中获得ΔΦ和G的最大似然估计：

(ΔΦ，G)＝从k＝1到M时(SQ(k)-G Am sin(2πFk+Δ+ΔΦ))^2之和的ΔΦ和G的argmin。

由此获得幅度匹配因子G的估计。此外，路径延迟的最大似然估计得到为包括分子和分母的分数值，其中分子是ΔΦ的估计，分母是2、π和频率f的乘积。

当对于大于或等于N且小于或等于M的所有可，SI(k-N)均近似等于SQ(k)时，可以采用另一可选计算方法，由计算单元29计算幅度匹配因子G(平均幅度比)。在这种情况下，可以得到的幅度匹配因子G为包括分子和分母的分数值，分子是所有SI(k-N)的和，分母是所有SQ(k)的和，在两个和中，标记k是从N到M的范围内的整数，对于这些k，SI(k)的绝对值和SQ(k)绝对值不小于阈值，该阈值必须选择为仅仅对具有足够大的幅度的采样进行累加，以使延迟失配ΔΦ不会影响幅度失配估计。

可以如下获得同相路径31与正交路径34之间的延迟。首先，对采样SI(k)和SQ(k)进行限幅，并用低通滤波器对其进行滤波，该低通滤波器具有不小于周期性测试信号频率且不大于该频率两倍的截止频率。在适当的归一化之后，在低通滤波器输出处针对同相信号产生：

LI(k)＝cos(2πFk+2πfτm)

并且针对正交信号产生：

LQ(k)＝sin(2πFk+ΔΦ+2πfτm)

其中，LI(k)是针对同相信号的低通滤波器输出的采样，LQ(k)是针对正交信号的采样。计算单元29在M个采样之中的m个采样上计算LI(k)和LQ(k)乘积的均值，从而计算出作为包括分子和分母的分数值的、正交路径34相对于同相路径31的延迟的估计，其中分子是LI(k)和LQ(k)乘积之和，分母是m、π和f的乘积，该和是在大于偏移量且最大高达m与该偏移量之和的所有整数k上计算得到的，所述偏移量是适当选择的，以考虑到例如低通滤波器的群延迟。

测试信号产生单元30设置用于产生具有不同频率(特别是不同基频)的测试信号。因此，测试信号产生单元30包括输入40，以选择所产生的测试信号的频率，从而可以针对多种频率，测量和计算延迟和幅度失配。基于计算出的延迟和幅度失配，延迟值和幅度匹配因子可以导出为对于不同频率而独立得到的最大似然估计的加权几何平均，其中权重可以选择为全部是1、或例如根据在各个信号频率上传输的平均信号功率来进行选择。可以根据需要的范数，选择该几何平均的幂，例如可以选为1或2。通过扩展上述优化，以便针对多种频率共同进行计算，也可以将延迟和幅度失配作为联合最大似然估计而导出。

此外，在同相路径31和正交路径34上可以产生等幅的、频率消没的测试信号，即直流信号。由此可以由计算单元29容易地计算幅度失配的最大似然估计。

发射机设备1包括存储器41，用于存储量化的、由计算单元29计算的幅度匹配因子G。该幅度匹配因子通过线路42从计算单元29输入至存储器41。幅度匹配因子G通过线路44输出至幅度校正单元43。幅度校正单元43包括混频器45，该混频器45设置用于将从调制器2中输出的数字同相信号与幅度匹配因子G相乘，以补偿发射机设备1的幅度失配。幅度校正单元43也可以包括将通过线路8从调制器2中输出的数字正交信号与幅度匹配因子的倒数值相乘的混频器(未示出)。此外，幅度校正单元43也可以包括两个混频器45，以将通过线路7从调制器2中输出的同相信号和通过线路8输出的正交信号与第一幅度匹配因子和第二幅度匹配因子相乘，其中第一幅度匹配因子和第二幅度匹配因子的分数值是由计算单元29计算的幅度匹配因子G。

发射机设备1包括另一存储元件46，用于存储在针对模拟同相信号的路径31的模拟部分32与针对模拟正交信号的路径34的模拟部分32之间测量的时移值。通过线路47从计算单元29输入至存储元件46的时移值可以为正、负或零。

该时移值通过线路49从存储元件46输入至确定单元48。确定单元48适用于通过线路50向延迟单元3的第一延迟元件51输出第一延迟值，并设置用于通过线路53向第二延迟元件52输出第二延迟值。第一延迟元件51设置在数字调制器2与第一转换器4之间，并适用于用由第一延迟值定义的延迟，对从调制器2中输出的数字同相信号进行延迟。相应地，第二延迟元件52设置在所述数字调制器2与第二转换器5之间，并适用于用由第二延迟值定义的延迟，对通过线路8从调制器2中输出的数字正交信号进行延迟。第一和第二延迟值每个均大于或等于0。

通过输入线路54向确定单元48馈送主时钟信号，该主时钟信号具有的频率一般是数字调制器2的输出信号时钟频率的倍数，例如，52/12MHz的12倍，即52MHz。参照图2更加详细地描述确定单元48。

图2示出了发射机设备1的确定单元48。确定单元48包括计数器60，用于对以主时钟频率与数字调制器2的输出信号时钟频率的分数值定义的值为模的主时钟频率的模数进行计数。例如，当数字调制器2的输出信号时钟频率是52/12MHz，主时钟信号频率是12×52/12MHz，即52MHz时，计数器60对模数12进行计数。

确定单元48包括第一计算元件，用于包括分子和分母的分数值，分子是-1与存储元件46中存储的时移值的乘积，分母是从线路54输入的主时钟信号频率的倒数。当该分数值大于0时，通过线路62，第一计算元件61输出该分数值，否则输出0值。第二计算元件63计算包括分子和分母的分数值，分子是存储元件46中存储的时移值，分母是通过输入线路54输入的主时钟信号频率的倒数。当该分数值大于0时，通过线路64，第一计算元件63输出该分数值，否则输出0值。将计数器60的输出信号通过线路65施加到第一比较器66和第二比较器67。第一比较器66将来自计数器60的计数器信号值与来自第一计算元件61的输出值相比较。如果计数器60的输出信号大于或等于来自第一计算元件61的输出，则对第一延迟元件51设置延迟，否则不对第一延迟元件51设置延迟。当来自计数器60的输出信号大于或等于第二计算元件63的输出时，第二比较器67对第二延迟元件52设置延迟值，否则不设置延迟。

由此实现的是，对于正延迟(时移值)，当正交信号相对于同相信号在前，并没有补偿时，对于计数器60的0值输出，释放数字同相信号的比特，而对于与小于或等于分子为时移值、分母为主时钟信号频率倒数的分数值的最大整数相等的计数器60的输出，释放数字正交信号的比特，从而将延迟量为该分数值与主时钟信号频率倒数之积的延迟加到相对于同相信号的正交信号上。对于负延迟，当同相信号相对于正交信号在前，并没有补偿时，对于计数器60的等于0的输出信号，释放数子正交信号的比特，而对于与小于或等于分子为-1与时移值之积、分母为主时钟信号频率倒数的分数值的最大整数相等的计数器信号，释放数字同相信号的比特，从而将延迟量为该分数值与主时钟信号频率倒数之积的延迟加到相对于正交信号的同相信号上。

通过选择主时钟频率，根据优选实施例可以引入的延迟粒度、以及补偿之后剩余的整个路径延迟失配均是可调整的。

以下描述补偿后可获得的性能的示例，这只是举例说明，并不限制本发明。当主时钟信号频率设置为52MHz时，延迟补偿的粒度等于19.2ns。假设使用10位的数模转换器时模拟差分信号的幅度振荡是2Vpp，则传输路径的数字部分中的一个最低位代表2mVpp。因此，当假设乘法器的有效分辨率是8位时，补偿后同相路径31与正交路径34之间的最大幅度差大约等于8mVpp/2＝4mVpp。这与补偿后最大幅度失配1.002相对应。

采用这些值，并在67kHz的频率上针对调制器2计算可获得的最小影像抑制，补偿后的影像抑制远远优于50dB。

虽然公开了本发明的典型实施例，但是对于本领域技术人员显而易见的是，可以进行多种改变和修改，这些改变和修改将实现本发明优点中的一些，而不背离本发明精神和范围，对本发明构思的修改是由所附权利要求涵盖的，所附权利要求中的参考标记不应该理解为对本发明的范围有所限制。此外，在说明书和所附权利要求中，“包括”的意思不应该理解为排除其他元件或步骤。此外，“一个(a)”或“一个(an)”并不排除多个，单个处理器或其他单元可以实现权利要求中引述的多个装置的功能。

Claims

1.一种发射机设备(1)，特别是用于无线通信系统的基带发射机，所述发射机设备包括数字调制器(2)、延迟单元(3)、第一数模转换器(4)和至少第二数模转换器(5)，其中所述调制器适用于至少接收数字信号并且至少输出数字同相信号和数字正交信号，所述第一转换器适用于将从所述调制器中输出的所述数字同相信号至少转换为模拟同相信号，所述第二转换器适用于将从所述调制器中输出的所述数字正交信号至少转换为模拟正交信号，所述延迟单元(3)适用于将时移相对于所述数字同相信号添加到所述数字正交信号上。

2.根据权利要求1所述的发射机设备，其特征在于，所述延迟单元(3)包括设置在所述调制器与所述第一转换器之间的第一延迟元件(51)，并至少包括设置在所述调制器与所述第二转换器之间的第二延迟元件(52)，其中所述第一延迟元件适用于对从所述调制器(2)中输出的所述数字同相信号进行延迟，所述第二延迟元件适用于对从所述调制器中输出的所述数字正交信号进行延迟。

3.根据权利要求2所述的发射机设备，其特征在于确定单元(48)，用于根据在所述模拟同相信号的路径(31)的模拟部分(32)与所述模拟正交信号的路径(34)的模拟部分(32)之间所测量的时移值，确定针对所述第一延迟元件而设置的第一延迟值，并至少确定针对所述第二延迟元件而设置的第二延迟值。

4.根据权利要求3所述的发射机设备，其特征在于，所述延迟值不小于0，所述第二延迟值不小于0。

5.根据权利要求3所述的发射机设备，其特征在于，所述确定单元(48)还根据主时钟信号的频率，确定所述第一延迟值和所述第二延迟值。

6.根据权利要求5所述的发射机设备，其特征在于，所述主时钟信号的频率是所述调制器的输出信号时钟频率的整数倍。

7.根据权利要求3所述的发射机设备，其特征在于复用器(20)，用于向第三模数转换器馈送所述模拟同相信号或所述模拟正交信号，其中所述第三转换器设置用于将所述模拟同相信号转换为数字同相测量信号，并向计算单元(29)输出所述数字同相测量信号，并且所述第三转换器还设置用于将所述模拟正交信号转换为数字正交测量信号，并向所述计算单元输出所述数字正交测量信号，所述计算单元(29)计算所述数字同相测量信号与所述数字正交测量信号之间的延迟。

8.根据权利要求7所述的发射机设备，其特征在于，所述计算单元(29)根据所述数字同相测量信号的有效幅度与所述数字正交测量信号的有效幅度，计算幅度匹配因子，幅度校正单元(43)根据所述幅度匹配因子，调整从所述调制器中输出的所述数字同相信号的幅度和/或从所述调制器中输出的所述数字正交信号的幅度。

9.根据权利要求3所述的发射机设备，其特征在于测试信号产生单元(30)，用于至少产生数字测试信号，所述测试信号产生单元将所述测试信号馈送至所述数字调制器。

10.根据权利要求9所述的发射机设备，其特征在于，所述测试信号产生单元(30)产生开始于第一时刻并具有特定比特流的第一数字测试信号，并至少产生开始于第二时刻并具有与所述第一数字测试信号的比特流相同的特定比特流的第二数字测试信号。

11.根据权利要求9或10所述的发射机设备，其特征在于，所述测试信号产生单元(30)适用于产生具有不同频率的至少两种不同种类的测试信号，所述确定单元(48)根据基于至少两个时移值的延迟值的平均估计，确定所述第一延迟值和所述第二延迟值，相对于所述不同频率之一，在针对所述模拟同相信号的路径的所述模拟部分与针对所述模拟正交信号的路径的所述模拟部分之间，测量所述时移值中的每一个。

12.一种对信号不平衡进行测量和补偿的方法，特别是用于测量和补偿幅度和/或延迟不平衡，所述方法包括步骤：

a)将第一预定数字测试信号馈送至发射机设备的数字同相和正交调制器；

b)将从所述发射机设备中根据所述第一数字测试信号而输出的模拟同相测试信号转换为数字同相测试信号；

c)将第二预定数字测试信号馈送至所述调制器，其中所述第二预定数字测试信号包括与所述第一数字测试信号相同的比特流；

d)将从所述发射机设备中根据所述第二数字测试信号而输出的模拟正交测试信号转换为数字正交测试信号；

e)测量所述数字同相测试信号与所述数字正交信号之间的时移；

f)根据所测量的时移，确定用于校正所述发射机的针对同相信号的路径的模拟部分与所述发射机的针对正交信号的路径的模拟部分之间的时移的延迟值。