CN101868053B - 零中频信号修正的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种数字预失真处理中零中频信号的修正方法和一种数字预失真处理装置。该方法包括以下步骤：将零中频业务信号的反馈信号转换为与发射信号同步的零中频反馈信号；根据所述零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正。本发明所提出的方法和装置使用任意业务信号来测量和修正ZIF的不平衡问题和直流泄露问题，无需发送特殊的训练序列就可以完成，ZIF技术和DPD技术相结合，降低了ZIF修正的实现复杂度。

Description

零中频信号修正的方法和装置

技术领域

本发明一般涉及通信技术领域，更具体地涉及数字预失真处理中的零中频信号修正的方法和装置。

背景技术

基站发射机、接收机的设计目标是以最低的成本为系统设计提供合理的性能指标数量。为了达到这一目标，需要提高特定器件的性能，以简化系统的整体设计。目前发射链路中通常采用ZIF(Zero Intermediate Frequency，零中频)架构。驱动该项技术发展的主要动力源于RF(Radio Frequency，射频)至基带方案的性能优势，能够在提高性能的同时降低系统的复杂度和成本。如图1所示为零中频发射链路基本构架。该架构的优点包括以下方面：利用三次交调IP3高和低噪声的元件可实现高性能射频链路；不需要射频滤波器即可满足发送模板要求，本振和镜像均在本信道带内；架构简洁；利用基带DACs(Digital-to-Analog Converter，数模转换器)和滤波实现高性能；利用DSP(Digital Signal Processing，数字信号处理)修正算法取代模拟电路的复杂性。但是ZIF架构的混频器杂散需要复杂的修正算法。

零中频结构将高频信号通过变频直接将零频搬移到射频，不存在镜像干扰，信道选择在基带进行，只需采用低通滤波器。零中频结构简单，易于集成，降低了成本和功耗。但由于本振泄漏以及同相分量I路和正交分量Q路两路模拟电路元件的不匹配，一度限制了零中频结构的应用。存在本振泄漏和镜像如下公式示意：

g_i·(I(t)+Δd_i)·cos(ω_lot+θ₀+φ_i)-g_q(Q(t)+Δd_q)·sin(ω_lot+θ₀+φ_q)    (1)

其中，Δd_i表示I路的直流偏制，其导致了随后的本振泄漏；Δd_q表示Q路的直流偏制，其导致了随后的本振泄漏；g_i表示I路的增益；g_q表示q路的增益，如果g_i≠g_q则表示I路和Q路的幅度不平衡，使得镜像的边带提高；φ_i表示I信道的相位偏差，φ_q表示Q信道的相位偏差，实际上关心的是这两路信号相位的偏差：Δφ＝φ_i-φ_q；θ是初始相位，一般情况下为零。

上述公式(1)可以简化如下：

g_iq·(I(t)+Δd_i)·cos(ω_lot+φ_iq)-(Q(t)+Δd_q)·sin(ω_lot)           (2)

其中，φ_iq表示I信道相对Q信道的相位偏差，φ_iq等于Δφ。

在DPD(Digital Pre-Distortion，数字预失真)处理装置中，射频链路采用零中频处理方案。射频链路如果采用ZIF射频方案，那么就会产生直流偏制(压缩本振泄漏)幅度不平衡以及相位不平衡所带来的镜像，影响DPD的效果。

目前，现有技术中提出一种基站ZIF发射链路构架利用FPGA(FieldProgrammable Gate Array，现场可编程门阵列)的修正算法代替模拟电路的复杂性，同时ZIF修正算法的反馈通道与DPD的反馈通道分时共用，在DPD空闲时间完成ZIF算法的修正，节省了反馈通道资源。采用功率检测器检测正交调制器输出的功率作为反馈信号。通过发送一段时间的直流信号(A，0)，和(-A，0)，首先测量直流偏移-本振泄漏，然后削除本振泄漏。接下来分别发送一段时间的直流信号(A，0)和(0，A)测量幅度不平衡，削除由于幅度不平衡引起的镜像。最后分别发送一段时间的直流信号(A，A)和(A，-A)测量幅度不平衡，削除由于相位不平衡引起的镜像。上述过程通过多次循环迭代，缩小与处理信号之间的误差，最后完成直流偏移造成的本振泄漏，I/Q幅度不平衡和I/Q相位不平衡造成的镜像。

在该技术中通过发送几次直流信号来测量I/Q通道的不平衡和直流偏置，使用测量后的不平衡因子可以很好的修正射频模拟链路的不平衡。但是现有的这个算法需要发送特殊的直流信号，给现有系统的控制和运算带来了一定的难度。

现有技术的缺点是：需要多次发送直流信号，软件控制复杂，并且由于发送的是特殊信号，如果泄露到空口中，会对其它基站造成不必要的干扰，另外发送直流信号的时隙不好选择，且不能和DPD算法融合，需要额外的控制和测量，进一步增加了软件控制的复杂度。

发明内容

为了解决上述问题之一，避免现有技术中ZIF射频方案需要发送特殊训练序列给系统增大系统复杂度的问题。

本发明提出了一种数字预失真处理中零中频信号的修正方法，包括以下步骤：将零中频业务信号的反馈信号转换为与发射信号同步的零中频反馈信号；根据所述零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正。

作为本发明的一个实施例，所述将零中频业务信号的反馈信号转换为与发射信号同步的零中频反馈信号包括：对所述反馈信号进行正交解调和滤波处理，将所述反馈信号转换为零中频复数信号；对所述零中频复数信号进行时延调整处理，得到与所述发射信号同步的零中频反馈信号。

作为本发明的一个实施例，所述根据零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正包括：根据所述零中频反馈信号进行直流偏置的测量和修正，得到第一修正信号；根据所述第一修正信号进行增益不平衡的测量和修正，得到第二修正信号；根据所述第二修正信号进行相位不平衡的测量和修正，得到修正后的反馈信号。

作为本发明的一个实施例，所述根据所述零中频反馈信号进行直流偏置的测量和修正，得到第一修正信号包括：测量所述零中频反馈信号的同相分量I路信号和正交分量Q路信号的直流偏置，得到I路信号和Q路信号的直流偏置因子；根据所述直流偏置因子对所述零中频反馈信号的I路信号和Q路信号进行直流偏置修正，得到所述第一修正信号。

作为本发明的一个实施例，其中，所述零中频反馈信号的I路信号的直流偏置为： $\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{fb}}_i\left(k\right)}{L}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L},$ 其中，L为采集信号的长度，

为反馈信号的I路信号的平均幅度，

为发射信号的I路信号的平均幅度；所述零中频反馈信号的Q路信号的直流偏置为： $\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{fb}}_q\left(k\right)}{L}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L},$ 其中，L为采集信号的长度，

为反馈信号的Q路信号的平均幅度，

为发射信号的Q路信号的平均幅度。

作为本发明的一个实施例，所述根据所述第一修正信号进行增益不平衡的测量和修正，得到第二修正信号包括：测量所述第一修正信号的I路信号相对Q路信号的增益不平衡因子，并根据所述增益不平衡因子对所述第一修正信号进行增益不平衡修正，得到第二修正信号。

作为本发明的一个实施例，其中，所述第一修正信号的I路信号相对Q路信号的增益不平衡因子G_iq为： $\sqrt{\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\right|}^2\·{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_q^{\′\′\′}\left(k\right)\right|}^2}{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)\right|}^2\·{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_i^{\′\′\′}\left(k\right)\right|}^2}},$ 其中，tx″′_q(k)为所述第一修正信号的Q路信号，tx″′_i(k)为所述第一修正信号的I路信号，tx_q(k)为所述发射信号的Q路信号，tx_i(k)为所述发射信号的I路信号。

作为本发明的一个实施例，所述根据所述第二修正信号进行相位不平衡的测量和修正，得到修正后的反馈信号包括：测量所述第二修正信号的I路信号相对Q路信号的相位不平衡因子，并根据所述相位不平衡因子对所述第二修正信号进行相位不平衡修正，得到修正后的反馈信号。

作为本发明的一个实施例，其中，所述第二修正信号的I路信号相对Q路信号的相位不平衡因子pm_iq为： $\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[({\mathrm{tx}}_i^{\′\′}\left(k\right)-{\mathrm{tx}}_i\left(k\right))\right]\·{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}+\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[({\mathrm{tx}}_q^{\′\′}\left(k\right)-{\mathrm{tx}}_q\left(k\right))\right]\·{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L},$ 其中，L为所述采集信号的长度，tx″_i(k)为所述第二修正信号的I路信号，tx″_q(k)为所述第二修正信号的Q路信号。

作为本发明的一个实施例，在所述根据零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正之后还包括：将所述修正后的反馈信号用于数字预失真处理。

作为本发明的一个实施例，在所述根据零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正之后还包括：根据所述零中频误差的修正更新补偿器中的补偿参数。

本发明还提出一种数字预失真处理装置，包括转换模块和修正模块：所述转换模块，用于将零中频业务信号的反馈信号转换为与发射信号同步的零中频反馈信号；所述修正模块，用于根据所述零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正。

作为本发明的一个实施例，所述转换模块包括零中频处理子模块和同步处理子模块：所述零中频处理子模块，其用于对所述反馈信号进行正交解调和滤波处理，将所述反馈信号转换为零中频复数信号；所述同步处理子模块，其用于对所述零中频复数信号进行时延调整处理，得到与所述发射信号同步的零中频反馈信号。

作为本发明的一个实施例，所述修正模块包括直流偏置修正子模块、增益修正子模块和相位修正子模块：所述直流偏置修正子模块，其用于根据所述零中频反馈信号进行直流偏置的测量和修正，得到第一修正信号；所述增益修正子模块，其用于根据所述第一修正信号进行增益不平衡的测量和修正，得到第二修正信号；所述相位修正子模块，其用于根据所述第二修正信号进行相位不平衡的测量和修正，得到修正后的反馈信号。

作为本发明的一个实施例，还包括：数字预失真处理模块，其用于将所述修正后的反馈信号用于数字预失真处理。

作为本发明的一个实施例，还包括：补偿模块，其用于根据所述零中频误差的修正更新补偿器中的补偿参数。

本发明所提出的方法和装置使用任意业务信号来测量和修正ZIF的不平衡问题和直流泄露问题，无需发送特殊的训练序列就可以完成，并且本发明将ZIF技术和DPD技术相结合，降低了ZIF修正的实现复杂度。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为零中频发射链路基本构架图；

图2为本发明的方法的一个实施例的流程图；

图3为本发明的方法的一个实施例的直流偏置测量仿真图；

图4为本发明的方法的一个实施例的增益不平衡测量仿真图；

图5为本发明的方法的一个实施例的相位不平衡测量仿真图；

图6为本发明的装置的一个实施例的功能结构图；

图7为本发明的装置的一个实施例的示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本发明提出了一种在DPD(Digital Pre-Distortion，数字预失真)处理中，对ZIF(Zero Intermediate Frequency，零中频)信号进行修正的方法。如图2所示为本发明的方法的一个实施例200的流程图。该方法包括以下步骤：

在做ZIF的测量之前，首先对需要对业务信号的反馈信号进行一定的修正和处理，将反馈信号转换为ZIF信号形式并与发射信号同步。作为本发明的实施例，这些处理主要包括2个步骤：

步骤S201：对业务信号的反馈信号进行正交解调和滤波处理，将反馈信号转换为零中频复数信号。作为本发明的一个实施例，一般DPD反馈通道采用非零中频接收方案，所以需要首先对反馈回来的信号进行正交解调，设置反馈信号为pa_date：pa_data＝I·cos(ω₁t)-Q·sin(ω₁t)

通过如下的正交解调使得反馈回来的实数信号变成复数信号，

I_im＝pa_data·cos(-ω₁t)

Q_in＝pa_data·sin(-ω₁t)

把反馈信号带入正交解调方程。得到如下公式：

$I_{\mathrm{in}}=[I\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)-Q\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)]\·\cos (-{\mathrm{\ω}}_{1}t)$

$=\frac{1}{2}\·I(1+\cos 2{\mathrm{\ω}}_{1}t)-Q\sin {2\mathrm{\ω}}_{1}t$

$Q_{\mathrm{in}}=[I\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)-Q\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)]\·\sin (-{\mathrm{\ω}}_{1}t)$

$=-I\sin \left({2\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\frac{1}{2}Q(1-\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{1}t\right))$

解调后的信号是：

$I_{\mathrm{in}}+Q_{\mathrm{in}}\·j=\frac{1}{2}\·I(1+\cos {2\mathrm{\ω}}_{1}t)-Q\sin {2\mathrm{\ω}}_{1}t+[-I\sin \left({2\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\frac{1}{2}Q(1-\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{1}t\right))]\·j$

$=[\frac{1}{2}\·I+\frac{1}{2}Q\·j]+\{\frac{1}{2}\·\cos 2{\mathrm{\ω}}_{1}t-Q\sin {2\mathrm{\ω}}_{1}t-[I\sin \left({2\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\frac{1}{2}Q\left(\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{1}t\right)\right)]\·j\},$

所以在正交解调后还剩下镜像，为此通过一个低通滤波器滤出镜像：

$\mathrm{fb}\_\mathrm{data}=\mathrm{conv}\left\{\right[I_{\mathrm{in}}+Q_{\mathrm{in}}\·j],h\}==\frac{1}{2}\·I+\frac{1}{2}Q\·j,$ 其中，conv为卷积运算，实现滤波功能。

步骤S202：对上述得到的零中频复数信号进行时延调整处理，得到与业务信号，或称发射信号，同步的零中频反馈信号。作为本发明的一个实施例，在上述步骤中削除镜像以后，需要对信号进行精确时延的调整。时延的校准可以通过相关来完成，算法可以如以下公式所示：

$\mathrm{corr}\_\mathrm{data}\left(m\right)=\mathrm{xcorr}(\mathrm{fb}\_\mathrm{data},\mathrm{if}\_\mathrm{data})$

$=E\{{\mathrm{fb}\_\mathrm{data}}_{n+m},\mathrm{conj}\left({\mathrm{if}\_\mathrm{data}}_n\right)\};$

$=\underset{n=N-m-1}{\overset{0}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{fb}\_\mathrm{data}}_{N-n-m-1}\·\mathrm{conj}\left({\mathrm{if}\_\mathrm{data}}_n\right),m\≥0$

其中，if_data是中频发射信号，fb_data是解调后的反馈信号，corr_data(m)是发射信号和解调后反馈信号的相关信号，xcorr为复数相关，conj(·)：是共厄运算：conj(a+bj)＝a-bj。

然后对相关数据求取最大数值，如以下公式所示：

[value，index]＝max(|corr_data(m)|)，其中，[value，index]表示最大的数值是value，index是最大数值的位置。

通过上述计算得到的时延使得发送信号和反馈信号达到同步的目的：

tx＝if_data(index：length+index)；

fb＝fb_data(index：length+index)；

其中，index为从相关最大数值的索引开始采集LENGTH长度的信号开始零中频的测量和校准，length为零中频测量需要的长度，一般取1000～4000，就是后面的L，tx为中频发射信号，fb为PA反馈信号，已经经过了解调和同步后的反馈信号。

通过步骤S201的处理，完成了反馈信号的正交解调和滤波，使得反馈信号也成为一个零中频的复数信号，通过步骤S202的处理，完成了反馈信号和发送信号的同步，使得反馈信号和发送信号在采样点上一一对应。这样为接下来的零中频测量奠定了基础。

完成反馈信号和发送信号的时延校准以后，此时反馈信号和发送信号达到同步。零中频测量包括根据上述步骤得到的零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正。作为本发明的一个实施例，截取长度为L的一段信号做零中频测量。模拟链路信号的同相分量I路和正交分量Q路存在3个误差：直流偏置，增益不平衡和相位不平衡。作为本发明的一个实施例，可以包括以下三个步骤，分别完成对直流偏置、增益不平衡和相位不平衡的测量和修正：

步骤S203：根据零中频反馈信号进行直流偏置的测量和修正，得到第一修正信号。

在本发明的实施例中，例如，反馈回来的I路信号是fb_i＝tx″′_i(k)+dc_i反馈回来的Q路信号是fb_q＝tx″′_q(k)+dc_q。其中tx″′_i(k)和tx″′_q(k)还包含有I/Q增益不平衡因子和I/Q相位不平衡因子。但是这2个不平衡因子不影响直流偏置的计算，为此首先计算直流偏置：

$I_{\mathrm{dc}}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{fb}}_i\left(k\right)}{L}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}[{\mathrm{tx}}_i^{\′\′\′}\left(k\right)+{\mathrm{dc}}_i]}{L}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L}$

$=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[{\mathrm{tx}}_i^{\′\′\′}\left(k\right)\right]}{L}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L}+{\mathrm{dc}}_i\≈{\mathrm{dc}}_i$

上面的公式中反馈信号如果刨除I路模拟链路上的直流偏置信号dc_i，反馈信号和发送信号的各自的算术和应该相等。所以反馈信号算术和减去发送信号的算术和就得到I路上面的直流偏置信号dc_i，即 $\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{fb}}_i\left(k\right)}{L}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L},$ 其中，L为DPD采集信号的长度，例如可以取值1000～4000左右，

为反馈信号I路的平均幅度，为发射信号I路的平均幅度。

同理测量得到Q路信号的直流偏置dc_q，如下面公式所示：

$Q_{\mathrm{dc}}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{fb}}_q\left(k\right)}{L}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}$

$=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}[{\mathrm{tx}}_q^{\′\′\′}\left(k\right)+{\mathrm{dc}}_q]}{L}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}$

$=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[{\mathrm{tx}}_q^{\′\′\′}\left(k\right)\right]}{L}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}+{\mathrm{dc}}_q$

$\≈{\mathrm{dc}}_q.$

反馈信号的Q路信号的直流偏置为： $\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{fb}}_q\left(k\right)}{L}-\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L},$ 其中，L为采集信号的长度，例如可以取值1000～4000左右，

为反馈传号Q路的平均幅度，为发射信号Q路的平均幅度。

如图3所示，为本发明的一个实施例的直流偏置测量的仿真图，显示了测量到的直流偏置和事先设置的直流偏置对比，此时还包含了相位不平衡和IQ幅度不平衡。通过仿真，事先设置一定的直流偏置，然后测量这些直流偏置，发现测量的直流偏置和发送的直流偏置成正比例。说明上述推导正确，并且相位不平衡和IQ幅度不平衡不影响直流偏置的检测。

尽管直流偏置和发送的直流偏置成正比例，但不是绝对值相等，所以I路和Q路各需要一个固定的直流修正因子λ_{dc_i}和λ_{dc_q}，所以测量得到的直流偏置和修正因子相乘以后才是真正的直流偏置因子：

Idc_leak＝λ_{dc_i}·I_dc

Qdc_leak＝λ_{dc_q}·Q_dc。

计算完成直流偏置以后，就对反馈信号进行直流偏置的修正，如下公式示意：

fb_i-Idc_leak＝tx″′_i(k)+dc_i-Idc_leak＝tx″′_i(k)

fb_q-Qdc_leak＝tx″′_q(k)+dc_q-Qdc_leak＝tx″′_q(k)，其中，tx″′_i(k)为零中频反馈信号经过直流偏置修正后的信号，即第一修正信号的I路信号，tx″′_q(k)为第一修正信号的Q路信号。

步骤S204：根据所述第一修正信号进行增益不平衡的测量和修正，得到第二修正信号。

在本发明的实施例中，例如，I路和Q路两路模拟信号各自的增益是g_i和g_q，tx″_i(k)和tx″_q(k)仍然包含相位不平衡因子，但相位误差不影响信号的幅度，所以首先测量信号增益不平衡因子g_i和g_q。

tx″′_i(k)＝g_itx″_i(k)

tx″′_q(k)＝g_qtx″_q(k)

本发明的设计思路是对反馈信号和和接收信号相乘相除，得到不平衡量，如以下公式所示：

$G_{\mathrm{iq}}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\right|}^2\·{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_q^{\′\′\′}\left(k\right)\right|}^2}{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)\right|}^2\·{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_i^{\′\′\′}\left(k\right)\right|}^2}}$

$=\sqrt{\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\right|}^2\·{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{|g_q\·{\mathrm{tx}}_q^{\′\′}\left(k\right)|}^2}{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left|{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)\right|\·{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{|g_i\·{\mathrm{tx}}_i^{\′\′}\left(k\right)|}^2}},$

$=\frac{g_q}{g_i}\sqrt{\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\right|}^2\·{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_q^{\′\′}\left(k\right)\right|}^2}{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left|{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)\right|\·{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\left|{\mathrm{tx}}_i^{\′\′}\left(k\right)\right|}^2}},$

$=\frac{g_q}{g_i}$

其中，tx″′_q(k)为所述第一修正信号的Q路信号，tx″′_i(k)为所述第一修正信号的I路信号，tx_q(k)为所述发射信号的Q路信号，tx_i(k)为所述发射信号的I路信号。

tx″_i(k)和tx″_q(k)相对tx_i(k)和tx_q(k)只是相位的不同，在计算信号幅度|·|的时候是不需要相位，所以增益的计算不包含相位信息，这样测量的增益不平衡就不会受到相位信息的影响。所以∑_k＝0 ^L-1|tx_i(k)|²·∑_k＝0 ^L-1|tx″_q(k)|²和∑_k＝0 ^L-1|tx_q(k)|·∑_k＝0 ^L-1|tx″_i(k)|²相等。

tx″′_i(k)·G_iq＝g_itx″_i(k)·G_iq＝g_itx″_i(k)·g_q/g_i＝g_qtx″_i(k)

tx″′_q(k)·1＝g_qtx″_q(k)

如图4所示，为本发明的一个实施例的增益不平衡测量的仿真图，图中显示了测量到的幅度不平衡因子和事先设置的幅度不平衡因子对比。通过仿真，事先设置幅度不平衡因子，然后测量这些幅度不平衡因子，发现测量的幅度不平衡因子和发送的幅度不平衡因子成正比。说明上述推导正确。

对于幅度不平衡，同样也需要一个固定的幅度不平衡因子λ_{gain__iq}，所以测量得到的幅度不平衡因子和修正因子相乘以后才是真正的幅度不平衡因于：Gain_iq＝λ_{gain_iq}·G_iq。

步骤S205：根据第二修正信号进行相位不平衡的测量和修正，得到修正后的反馈信号。

作为本发明的一个实施例，反馈信号完成了直流泄露和增益不平衡的检测和修正以后，最后只剩下了I和Q两路相位不平衡误差φ_iq，tx″_i(k)和tx″_q(k)对应的信号如下：

${\mathrm{tx}}_i^{\′\′}\left(k\right)=[{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·\cos ({\mathrm{\ω}}_{1}k+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}})-{\mathrm{tx}}_q\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}k\right)]\·\cos \left({-\mathrm{\ω}}_{1}k\right)$

$=\frac{1}{2}\·{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)(\cos ({2\mathrm{\ω}}_{1}t+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}})+\cos \left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}}\right))-{\mathrm{tx}}_q\sin 2{\mathrm{\ω}}_{1}k$

$=\frac{1}{2}\·{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·\cos \left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}}\right)$

需要注意的是，cos(2ω₁t+φ_iq)分量和tx_q sin 2ω₁k分量被步骤S201中的低通滤波器给滤除掉了，所以最后反馈的I路信号只是剩下了

${\mathrm{tx}}_q^{\′\′}\left(k\right)=[{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·\cos ({\mathrm{\ω}}_{1}k+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}})-{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}k\right)]\·\sin \left({-\mathrm{\ω}}_{1}k\right)$

$=-\frac{1}{2}{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·[\sin ({2\mathrm{\ω}}_{1}k+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}})+\sin (-{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}})]+\frac{1}{2}{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)(1-\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{1}k\right))$

$=\frac{1}{2}{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)+\frac{1}{2}{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}}\right)$

其中，sin(2ω₁t+φ_iq)分量和分量tx_q cos 2ω₁k被步骤S201中的低通滤波器给滤除，所以最后反馈的Q路信号只是剩下了

反馈信号和发射信号对应的采样点进行相减，得到误差向量。每一个采样点计算得到的误差值和正交数值相乘得到误差相位，在做相位误差检测的时候，误差相位pm_iq检测如下式所示：

${\mathrm{pm}}_{\mathrm{iq}}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[({\mathrm{tx}}_i^{\′\′}\left(k\right)-{\mathrm{tx}}_i\left(k\right))\right]\·{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}+\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[({\mathrm{tx}}_q^{\′\′}\left(k\right)-{\mathrm{tx}}_q\left(k\right))\right]\·{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L}$

$=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[({\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·\cos \left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}}\right)-{\mathrm{tx}}_i\left(k\right))\right]\·{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}+\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\sin \left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}}\right)\right]\·{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L},$

其中，L为所述采集信号的长度，tx″_i(k)为所述第二修正信号的I路信号，tx″_q(k)为所述第二修正信号的Q路信号。

观察上述方程组 $0\≤{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}}\≤\frac{\mathrm{\π}}{2}$ 之间变化，当φ_iq＝0的时候，表示没有相位不平衡，当 ${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}}=\frac{\mathrm{\π}}{2}$ 时，表示相位不平衡的误差最大。

φ_iq＝0时，pm等于：

$\mathrm{pm}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[({\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·\cos \left(0\right)-{\mathrm{tx}}_i\left(k\right))\right]\·{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}+\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\sin \left(0\right)\right]\·{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)]}{L}$

$=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[({\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·1-{\mathrm{tx}}_i\left(k\right))\right]\·{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}+\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}[{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·0]\·{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L}$

$=0+0=0$

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{iq}}=\frac{\mathrm{\π}}{2}$ 时，pm等于：

$\mathrm{pm}=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[({\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\right)-{\mathrm{tx}}_i\left(k\right))\right]\·{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}+\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\right)\right]\·{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L}$

$=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[({\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·0-{\mathrm{tx}}_i\left(k\right))\right]\·{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}+\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}[{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·1]\·{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L}$

$=\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}+\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)\·{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L}$

从上面的推导看pm和 $\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[({\mathrm{tx}}_i^{\′\′}\left(k\right)-{\mathrm{tx}}_i\left(k\right))\right]\·{\mathrm{tx}}_q\left(k\right)}{L}+\frac{{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{L-1}\left[({\mathrm{tx}}_q^{\′\′}\left(k\right)-{\mathrm{tx}}_q\left(k\right))\right]\·{\mathrm{tx}}_i\left(k\right)}{L}$ 成正比例关系。根据相位的上述推导，进行仿真，如图5所示，为本发明的一个实施例的相位不平衡测量的仿真图。图中横坐标是事先设定的相位误差具体数值，单位是度，纵坐标是检测到的相位误差。图中的比例关系非常明显，可以观察到检测到的相位误差和事先设置的相位误差成正比例。

所以检测到相位误差以后，需要一个固定的相位修正因子λ_phase，所以计算得到的pm和λ_phase相乘以后才是真正的相位不平衡因子：phase_im＝λ_phase·pm。

步骤S206：将修正后的反馈信号用于完成接下来的DPD处理。

步骤S207：根据零中频误差的修正更新补偿器中的补偿参数。测量得到的不平衡因子和直流偏置可以用来更新寄存器表中的ZIF参数，使得发送出去的业务信号不存在镜像和直流泄露，能够适应模拟电路随温度和时间不断变化的情况。

例如，首先进行直流偏置的更新，如下式所示：

dc_i(k+1)＝dc_i(k)+Idc_leak

dc_q(k+1)＝dc_q(k)+Qdc_leak。

接下来进行增益不平衡的更新，如下式所示：

gain(k+1)＝gain(k)+Gain_iq。

最后进行相位不平衡的更新，如下式所示：

phase_pm(k+1)＝phase_pm(k)+phase_im。

最后发送的业务信号进行ZIF补偿的时候就可以使用更新后的ZIF补偿参数。作为本发明的一个实施例，可以通过周期性不断更新ZIF补偿参数，使得ZIF的校准总是可以实时的更新，能够非常准确的跟踪模拟电路的不一致性。

对本发明的实施例的ZIF修正方法中涉及的公式、修正因子和ZIF参数进行总结，如表1所示。

表1：ZIF测量的公式、修正因子和ZIF参数更新

如图6所示，为本发明的DPD处理装置的一个实施例的功能结构图，该装置600包括转换模块601和修正模块602。转换模块601其用于将零中频发射信号的反馈信号转换为与发射信号同步的零中频反馈信号。修正模块602，其用于根据零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正。

作为本发明的一个实施例，转换模块601包括零中频处理子模块6011、同步处理子模块6012。零中频处理模块6011，其用于对反馈信号进行正交解调和滤波处理，将反馈信号转换为零中频复数信号；同步处理模块6012，其用于对零中频复数信号进行时延调整处理，得到与发射信号同步的零中频反馈信号。

作为本发明的一个实施例，修正模块602包括直流偏置修正子模块6021、增益修正子模块6022和相位修正子模块6023。直流偏置修正子模块6021，其用于根据零中频反馈信号进行直流偏置的测量和修正，得到第一修正信号；增益修正子模块6022，其用于根据第一修正信号进行增益不平衡的测量和修正，得到第二修正信号；相位修正子模块6023，其用于根据第二修正信号进行相位不平衡的测量和修正，得到修正后的反馈信号。

作为本发明的一个实施例，装置600还包括数字预失真处理模块603，其用于将修正后的反馈信号用于数字预失真处理。

作为本发明的一个实施例，装置600还包括补偿模块604，其用于根据零中频误差的修正更新补偿器中的补偿参数。

如图7所示为本发明的装置的一个实施例的示意图，示出了将ZIF测量修正模块结合到DPD处理模块的连接结构。该装置包括高速预失真器，用于进行数字预失真处理，其中包括ZIF补偿模块和射频链路模块，图中示出了射频链路模块的等效电路图；RF接收通道，用于接收反馈信号；ADC，用于对反馈信号进行模数转换；以及，ZIF测量修正模块，其用于对反馈信号进行正交解调和滤波处理，并进行时延调整，使其与发送信号同步，测量和修正反馈信号中的直流偏置的I/Q不平衡，不平衡因子通过MMSE/RLS得到预失真参数，并对预失真参数进行保存和提取。

使用正常业务信号进行ZIF的测量不同于直流信号需要多次发送和测量，本发明所提出的方法和装置只需要一次数据的采集就可以完成I/Q通道的不平衡和直流偏置的测量。

本发明所提出的方法和装置使用任意业务信号来测量和修正ZIF的不平衡问题和直流泄露问题，无需发送特殊的训练序列就可以完成。ZIF技术和DPD技术相结合，ZIF的测量信号共用DPD处理使用的正常业务信号，简化了ZIF的控制流程和复杂处理，这样使得ZIF的处理不但可以和DPD共用硬件平台，还可以共用软件平台以及共用算法，使得发射机的ZIF修正算法可以完全融合到DPD处理中。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同限定。

Claims (12)

1.一种数字预失真处理中零中频信号的修正方法，其特征在于，包括以下步骤：

将零中频业务信号的反馈信号转换为与发射信号同步的零中频反馈信号；

根据所述零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正，

其中，所述将零中频业务信号的反馈信号转换为与发射信号同步的零中频反馈信号包括：

对所述反馈信号进行正交解调和滤波处理，将所述反馈信号转换为零中频复数信号；

对所述零中频复数信号进行时延调整处理，得到与所述发射信号同步的零中频反馈信号，

以及其中，所述根据零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正包括：

根据所述零中频反馈信号进行直流偏置的测量和修正，得到第一修正信号；

根据所述第一修正信号进行增益不平衡的测量和修正，得到第二修正信号；

根据所述第二修正信号进行相位不平衡的测量和修正，得到修正后的反馈信号。

2.根据权利要求1所述的数字预失真处理中零中频信号的修正方法，其特征在于，所述根据所述零中频反馈信号进行直流偏置的测量和修正，得到第一修正信号包括：

测量所述零中频反馈信号的同相分量I路信号和正交分量Q路信号的直流偏置，得到I路信号和Q路信号的直流偏置因子；

根据所述直流偏置因子对所述零中频反馈信号的I路信号和Q路信号进行直流偏置修正，得到所述第一修正信号。

3.根据权利要求2所述的数字预失真处理中零中频信号的修正方法，其特征在于，其中，

所述零中频反馈信号的I路信号的直流偏置为：

其中，L为采集信号的长度，为所述零中频反馈信号的I路信号的平均幅度，

为所述发射信号的I路信号的平均幅度，fb_i(k)为所述零中频反馈信号的I路信号，tx_i(k)为所述发射信号的I路信号；

所述零中频反馈信号的Q路信号的直流偏置为：

其中，L为所述采集信号的长度，

为所述零中频反馈信号的Q路信号的平均幅度，

为所述发射信号的Q路信号的平均幅度，fb_q(k)为所述零中频反馈信号的Q路信号，tx_q(k)为所述发射信号的Q路信号。

4.根据权利要求1所述的数字预失真处理中零中频信号的修正方法，其特征在于，所述根据所述第一修正信号进行增益不平衡的测量和修正，得到第二修正信号包括：

测量所述第一修正信号的I路信号相对Q路信号的增益不平衡因子，并根据所述增益不平衡因子对所述第一修正信号进行增益不平衡修正，得到第二修正信号。

5.根据权利要求4所述的数字预失真处理中零中频信号的修正方法，其特征在于，其中，

所述第一修正信号的I路信号相对Q路信号的增益不平衡因子G_iq为：

其中，tx″′_q(k)为所述第一修正信号的Q路信号，tx″′_i(k)为所述第一修正信号的I路信号，tx_q(k)为所述发射信号的Q路信号，tx_i(k)为所述发射信号的I路信号。

6.根据权利要求1所述的数字预失真处理中零中频信号的修正方法，其特征在于，所述根据所述第二修正信号进行相位不平衡的测量和修正，得到修正后的反馈信号包括：

测量所述第二修正信号的I路信号相对Q路信号的相位不平衡因子，并根据所述相位不平衡因子对所述第二修正信号进行相位不平衡修正，得到修正后的反馈信号。

7.根据权利要求6所述的数字预失真处理中零中频信号的修正方法，其特征在于，其中，所述第二修正信号的I路信号相对Q路信号的相位不平衡因子pm_iq为：

其中，L为所述采集信号的长度，tx″_i(k)为所述第二修正信号的I路信号，tx″_q(k)为所述第二修正信号的Q路信号，tx_q(k)为所述发射信号的Q路信号，tx_i(k)为所述发射信号的I路信号。

8.根据权利要求1所述的数字预失真处理中零中频信号的修正方法，其特征在于，在所述根据零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正之后还包括：

将所述修正后的反馈信号用于数字预失真处理。

9.根据权利要求1所述的数字预失真处理中零中频信号的修正方法，其特征在于，在所述根据零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正之后还包括：

根据所述零中频误差的修正更新补偿器中的补偿参数。

10.一种数字预失真处理装置，其特征在于，包括转换模块和修正模块：

所述转换模块，用于将零中频业务信号的反馈信号转换为与发射信号同步的零中频反馈信号；

所述修正模块，用于根据所述零中频反馈信号进行零中频误差的测量和修正，

其中，所述转换模块包括零中频处理子模块和同步处理子模块：

所述零中频处理子模块，其用于对所述反馈信号进行正交解调和滤波处理，将所述反馈信号转换为零中频复数信号；

所述同步处理子模块，其用于对所述零中频复数信号进行时延调整处理，得到与所述发射信号同步的零中频反馈信号，

其中，所述修正模块包括直流偏置修正子模块、增益修正子模块和相位修正子模块：

所述直流偏置修正子模块，其用于根据所述零中频反馈信号进行直流偏置的测量和修正，得到第一修正信号；

所述增益修正子模块，其用于根据所述第一修正信号进行增益不平衡的测量和修正，得到第二修正信号；

所述相位修正子模块，其用于根据所述第二修正信号进行相位不平衡的测量和修正，得到修正后的反馈信号。

11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括：

数字预失真处理模块，其用于将所述修正后的反馈信号用于数字预失真处理。

12.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括：

补偿模块，其用于根据所述零中频误差的修正更新补偿器中的补偿参数。

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