CN104125182A - 收发器的同相/正交失衡校正系统及其校正方法 - Google Patents

Abstract

本发明系用以为射频通讯装置产生本地振荡同相/正交失衡较正数据。传送器根据已知的基频测试信号产生一传送器输出信号。接收该射频传送器输出信号后，接收器产生一基频接收器信号。该射频传送器输出信号被施以相位偏移时，基频接收器信号的特征被量测。根据量测结果，综合本地振荡同相/正交失衡特性值被计算出来。本地振荡同相/正交失衡校正数据系根据计算所得的综合失衡特性值而决定，使传送端本地振荡同相/正交失衡得以和接收端本地振荡同相/正交失衡被各自区分开来。该射频传送器输出信号被施以不超过两次相位偏移。

Description

收发器的同相/正交失衡校正系统及其校正方法

技术领域

本发明与通讯系统收发器中的同相/正交失衡校正相关。

背景技术

同相(in-phase)和正交相位(quadrature)失衡亦称为同相/正交不匹配，是许多采用平行同相/正交信号处理的无线通讯装置中会出现的不理想特性。同相/正交失衡可能会导致传送器和接收器中的数据被旋转、偏移、偏斜、压缩，进而造成接收器对于输入信号的解读结果的可信度下降。同相/正交失衡的成因有很多，例如本地振荡信号的相位不准确，使同相/正交信号的相位差异并非九十度。此外，电路组件间的不匹配亦可能在原本需要令同相/正交信号的振幅相同的情况下产生不同的信号振幅。

现行技术之一为利用芯片内部的量测电路来校正通讯设备的同相/正交路径，以减少增益失衡及相位失衡。举例而言，在某些系统中，传送器首先将校正信号升频转换，随后再由接收器将收到的校正信号降频转换。这种做法的缺点在于，校正信号先后受到传送器和接收器电路中的相位/增益失衡影响，对受影响的信号进行单一量测并不能找出导致失衡的原因系存在于传送器或接收器。

某些校正技术是首先校正传送器或接收器，随后再校正另一个电路。举例而言，可先判断传送器中同相/正交校正信号的失衡量，并据此校正传送器。在完成传送器的校正之后，再根据已知的传送器失衡信息对接收器施以校正程序。

另有一种先前技术的做法是依次对同相/正交数据施加多种不同的相位偏移，并监看相对应产生的同相/正交信号，直到找出能最小化传送器和接收器增益/相位失衡的相位偏移。本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，该等先前技术中的校正程序皆需要耗费大量时间，相当不利于生产线效率。

综上所述，目前存在有对于相关校正技术的需求，期待能在短时间内找出传送器和接收器两者的同相/正交失衡，并且产生相对应的校正数据。

发明内容

为了校正本地振荡信号的同相/正交失衡，一传送器根据一已知的基频测试信号产生一传送器输出信号。一接收器自该传送器接收该射频传送器输出信号后，产生一基频接收器信号。当该射频传送器输出信号被施以一相位偏移时，指出该基频接收器信号与该基频测试信号于多个频段的一特征差异的差异信号被产生。该射频传送器输出信号被施以不超过两次预先决定的任意相位偏移，且一组差异信号量测被相对应地产生。根据该等差异信号量测，综合本地振荡同相/正交失衡特性值被计算出来。该等综合失衡特性值表现了受到传送端及接收端本地振荡同相/正交失衡影响后，传送器与接收器中的综合信号处理对接收器基频信号造成的各种信号处理效应。本地振荡同相/正交失衡校正数据系根据计算所得的综合失衡特性值而决定，使传送端本地振荡同相/正交失衡得以和接收端本地振荡同相/正交失衡被各自区分开来。

附图说明

图1为一通讯系统的功能方块图，用以说明增益/相位失衡。

图2为图1所示的通讯系统中的多个信号被模型化后的频谱范例。

图3为可实现本发明的概念的通讯装置的功能方块图。

图4为图3所示的通讯系统中的多个信号被模型化后的频谱范例。

图5呈现本发明可采用的一同相/正交不匹配估计器。

图6系绘示本发明的一实施例中的校正程序的流程图。

图7系绘示根据本发明的一电路设计及制作程序。

具体实施方式

以下各实施例及其相关图式可充分说明本申请案的发明概念。各图式中相似的组件编号系对应于相似的功能或组件。须说明的是，此处所谓本发明系用以指称该等实施例所呈现的发明概念，但其涵盖范畴并未受限于实施例本身。此外，本揭露书中的数学表示式系用以说明与本发明的实施例相关的原理和逻辑，除非有特别指明的情况，否则不对本发明的范畴构成限制。本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，有多种技术可实现该等数学式所对应的物理表现形式。

图1为通讯系统100的功能方块图，用以说明增益/相位失衡及其分析模型的建立方式。如图1所示，通讯系统100包含以接口105为分界的传送器110和接收器160。接口105可为各种系统组件和媒体的组合，传送器输出信号157通过后成为接收器输入信号161。举例而言，接口105可为传送器110和接收器160所共享的一天线，用以传送、接收透过空气介质传递的通讯信号。或者，接口105可为一耦合器，用以将传送器输出信号157提供至接收器160。

传送器110具有一正交信号处理架构。透过同相信号路径117i和正交信号路径117q，信息承载信号的实部、虚部被各自平行处理。接收器160亦采用包含同相信号路径167i、正交信号路径167q的正交信号处理架构。于另一实施例中，传送器110中的前端信号处理(亦即在升频转换之前的信号处理)和接收器160中的后端信号处理(亦即在降频转换之后的信号处理)系以数字信号处理技术进行。传送器110中的升频转换和接收器160中的降频转换可在模拟领域实现。如图1所示，同相路径117i和正交路径117q各自设置有数字-模拟转换器120i、120q，用以将数字同相/正交数据转换为模拟信号。相似地，接收器160中可设置模拟-数字转换器180i、180q，用以将接收器输入信号161转换为数字同相/正交数据，供后续数字信号处理程序使用。

首先，基频信号的数字同相成分I_S、正交成分Q_S被数字-模拟转换器120i、120q转换为模拟信号x_BB(t)。接着，混波器140i、140q根据传送端本地振荡器115提供的振荡信号将模拟信号x_BB(t)升频转换为具有载波频率f_LO。加法器150将升频转换后的同相成分和正交成分相加。随后，该相加后信号被放大器155放大并传递至接口105。接收器160将输入信号161拆分为同相成分和正交成分。根据接收端本地振荡器165提供的振荡信号，混波器168i、168q将该同相成分和正交成分降频转换为具有基频频率。滤波器170i、170q系用以提供低通滤波功能。接着，降频转换后信号y_BB(t)被模拟-数字转换器180i、180q转换为数字信号成分I_R、Q_R。上述信号处理的细节为本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，其中的实施细节因此不再赘述。须说明的是，例如编码、解码、噪声抑止(anti-aliasing)、其它过滤等其它未绘示于图1的功能可被结合进通讯系统100。该等已知功能和处理技术的实施细节亦不赘述。

如图1所示，同相/正交路径117i、117q间的增益/相位失衡可被模型化于传送端本地振荡器115中。相似地，同相/正交路径167i、167q间的增益/相位失衡可被模型化于接收端本地振荡器165中。据此，通讯系统100中的信号及本地振荡同相/正交失衡皆可被模型化，详述如下。

如图1所示，传送端本地振荡器115的输出可被表示为：

Tx_LO(t)＝cos(ω_LOt)+jg_Tsin(ω_LOtθ_T)，(1)

其中g_T和θ_T分别表示传送端本地振荡器115的增益失衡和相位失衡。方程式(1)可被改写为：

${\mathrm{Tx}}_{\mathrm{LO}}\left(t\right)=K_{T1}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}+K_{T2}{e}^{-j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t},---\left(2\right)$

其中

$K_{T1}=\frac{1+g_T{e}^{j{\mathrm{\θ}}_T}}{2},K_{T2}=\frac{1-g_T{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_T}}{2}.---\left(3\right)$

符号K_T1、K_T2为传送端本地振荡器的同相/正交失衡特性值(figures ofmerit)，以下简称传送端失衡特性值。在理想状况中，g_T＝1、θT＝0、K_T1＝1、K_T2＝0，且传送端本地振荡器115输出升频转换调变信号若g_T不等于1而θ_T不等于0，传送端本地振荡器115中的同相/正交失衡会反映在升频转换调变信号的失真，且产生不理想的调变信号虚部成分调变信号的失真来自于由特性值K_T1特征化的增益和相位偏移，不理想的调变信号虚部则是与由特性值K_T2特征化的增益和相位偏移所产生。

传送器110产生的物理信号即为传送器输出信号157。若忽略功率放大器155的效应(亦即令G_T＝1)，传送器输出信号157可表示为：

$x_{\mathrm{RF}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{x_{\mathrm{BB}}\left(t\right)(K_{T1}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}+K_{T2}{e}^{-{\mathrm{j\ω}}_{\mathrm{LO}}t})\right\},---\left(4\right)$

其中x_RF(t)代表传送器输出信号157。Re{·}表示自一复数中提取其实部，例如利用下列方程式：

$\mathrm{Re}\left\{z\right\}=\frac{1}{2}(z+z^{*}).$

x_BB(t)为待传送的复数(complex)基频信号，例如：

x_BB(t)＝I_BB(t)+jQ_BB(t)。(5)

方程式(4)中的传送器输出信号157可被展开改写为：

$\begin{array}{c}{x}_{\mathrm{RF}}\left(t\right)=\frac{1}{2}[K_{T1}{x}_{\mathrm{BB}}\left(t\right)+K_{T2}^{*}{x}_{\mathrm{BB}}^{*}\left(t\right)]e^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}+\frac{1}{2}[K_{T2}{x}_{\mathrm{BB}}\left(t\right)+\\ K_{T1}^{*}{x}_{\mathrm{BB}}^{*}\left(t\right)]e^{-j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}.\end{array}---\left(6\right)$

图2为多种模型化后信号的频谱范例。须说明的是，图2呈现的频谱并不受限于特定特定调变方案；该等频谱仅用以说明传送端和接收端的本地振荡同相/正交失衡通常对频率转换造成的影响。

频谱210代表信号的频谱X_BB(ω)。传送器端本地振荡器115的同相/正交失衡对传送器输出信号信号x_RF(t)造成的影响可被视为K_T1的增益和相位造成的目标输出信号失真，亦即：

$x_O\left(t\right)=\frac{1}{2}{K}_{T1}{x}_{\mathrm{BB}}\left(t\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}+\frac{1}{2}{K}_{T1}^{*}{x}_{\mathrm{BB}}^{*}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t},---\left(7\right)$

其频谱X_O(ω)被绘示为频谱220。传送端本地振荡器115的调变信号虚部会进一步造成不理想信号成分x_U(t)，亦即：

$x_U\left(t\right)=\frac{1}{2}{K}_{T2}^{*}{x}_{\mathrm{BB}}^{*}\left(t\right)e^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}+\frac{1}{2}{K}_{T2}{x}_{\mathrm{BB}}\left(t\right)e^{-j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}.---\left(8\right)$

图2中的频谱230为不理想信号成分x_U(t)的频谱。传送器输出信号x_RF(t)为失真后目标信号成分x_O(t)和不理想信号成分x_U(t)的相加结果，亦即x_RF(t)＝x_O(t)+x_U(t)，其频谱在图2中被标示为频谱240。

如图1所示，相似于传送端本地振荡器115，接收端本地振荡器165的输出亦可被模型化为：

Rx_LO(t)＝cos(ω_LOt)-jg_Rsin(ω_LOt+θ_R)，(9)

其中g_R和θ_R分别为接收端本地振荡器165的振幅和相位失衡。方程式(9)可被改写为：

${\mathrm{Tx}}_{\mathrm{LO}}\left(t\right)=K_{R1}{e}^{-j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}+K_{R2}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t},---\left(10\right)$

其中

$K_{R1}=\frac{1+g_R{e}^{-j{\mathrm{\θ}}_R}}{2},K_{R2}=\frac{1-g_R{e}^{j{\mathrm{\θ}}_R}}{2}.---\left(11\right)$

K_R1、K_R2为接收端本地振荡器的同相/正交失衡特性值，简称接收端失衡特性值。如同传送端本地振荡器115，接收端本地振荡器165中的同相/正交失衡反映在降频转换调变信号？的失真，藉由K_R1带有的增益和相位来表示，且也反映在额外产生的不理想调变信号虚部成分，藉由K_R2带有的增益和相位来表示。

为便于说明，接口105对传送器输出信号157造成的信道效应被忽略，接收器输入信号161即为传送器输出信号157，也就是x_RF(t)。若忽略低噪声放大器162的增益(亦即令G_R＝1)，复数基频信号y_BB(t)可表示为：

$\begin{array}{c}{y}_{\mathrm{BB}}\left(t\right)=\mathrm{LPF}\left(x_{\mathrm{RF}}\left(t\right)\right[{\mathrm{Rx}}_{\mathrm{LO}}\left(t\right)\left]\right)\\ =\mathrm{LPF}\left(x_{\mathrm{RF}}\left(t\right)\right[K_{R1}{e}^{-j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}+K_{R2}{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t}\left]\right),\end{array}---\left(12\right)$

其中LPF(·)代表滤波器170i、170q提供的低通滤波效应，用以抑制较高阶的频率成分(例如)。将方程式(12)展开，得到：

$\begin{array}{c}{y}_{\mathrm{BB}}\left(t\right)=[K_{T1}{K}_{R1}{x}_S\left(t\right)+K_{T2}^{*}{K}_{R1}{x}_S^{*}\left(t\right)]+[K_{T2}{K}_{R2}{x}_S\left(t\right)+K_{T1}^{*}{K}_{R2}{x}_S^{*}\left(t\right)]\\ =y_O\left(t\right)+y_U\left(t\right).\end{array}---\left(13\right)$

如方程式(13)所示(亦可参考图2)，基频信号y_BB(t)中的信号成分y_O(t)系藉由已失真的目标接收端本地振荡信号将信号x_RF(t)的较高侧频带245降频转换所产生。信号成分y_O(t)对应于频谱250中的频段255，落在低通滤波器的通带(passband)257内。另一方面，基频信号y_BB(t)中的信号成分y_U(t)系藉由非目标接收端本地振荡信号虚部将信号x_RF(t)的较低侧频带243升频转换所产生。信号成分y_U(t)对应于频谱260中的频段265，亦落在低通滤波器的通带257内。频谱270系对应于方程式(13)中的y_BB(t)，亦即y_O(t)和y_U(t)的相加结果。

参数可被视为提供增益和相位给基频信号y_BB(T)中的信号成分。各参数皆同时相关于接收端本地振荡器和传送端本地振荡器的同相/正交失衡。这些参数为综合本地振荡同相/正交失衡特性值，简称综合失衡特性值。该等综合失衡特性值表现了信号y_BB(t)中的多个信号处理效应(信号处理偏失)：综合失衡特性值K_T1K_R1系源于目标传输信号成分的较高侧频带的降频转换，综合失衡特性值K_T2K_R2系源于非目标传输信号成分的较低侧频带的升频转换，综合失衡特性值系源于非目标传输信号成分的较高侧频带的降频转换，综合失衡特性值系源于目标传输信号成分的较低侧频带的升频转换。因此，方程式(13)所呈现的接收器信号y_BB(t)的模型为原始信号x_BB(t)的多个加权结果的结合，其中的各个权重即为各个综合失衡特性值。意即，方程式(13)的信号模型代表接收器信号即为接收器欲得到的重建后信号，也就是，原始信号x_BB(t)，虽然此接收到的原始信号经过K_T1K_R1的失真，以及包括传送端和接收端本地振荡器的调变信号虚部导致的其它多个信号成分。须说明的是，理想状况中，传送器和接收器皆不存在本地振荡失衡，K_T1K_R1增益为一，相位为零，且所有三个综合失衡特性值为零，重建后信号y_BB(t)即等于原始信号x_BB(t)。综上所述，K_T1K_R1被视为一参考综合失衡特性值，表示目标重建后信号与接收器信号y_BB(t)中的一信号成分的差异；该信号成分为传送器输出信号x_RF(t)的目标侧频带根据目标接收调变信号被降频转换且低通滤波的结果。

图3为本发明的一实施例中的通讯装置300的功能方块图。通讯装置300包含一传送器电路310、一接收器电路340与一量测电路330。传送器电路310可被设计为相似于图1中的传送器110，接收器电路340与量测电路330中的量测接收器332则可被设计为相似于接收器160。

于一实施例中，通讯装置300包含输入/输出电路380，供使用者藉此与通讯装置300互动，进而透过电信网络(未绘示)进行通讯活动。举例而言，输入/输出电路380可包含呈现使用者接口的显示装置、扩音器、麦克风，或是转换声音信号的模拟-数字及数字-模拟电路。通讯装置300可包含一处理器360与一存储器370。存储器370用以储存处理器指令372、校正参数374、量测参数376。处理器指令372所包含的指令可控制处理器360执行此处介绍的多种控制和信号处理功能。校正参数374包含用以减少传送器电路310和接收电路(意指量测接收器332和接收器电路340两者之一)的同相/正交增益和相位失衡的数据。

使用者透过输入/输出电路380提供的数据可被处理器360编码为正交信息承载信号。该正交信息承载信号可被传送器电路310升频转换并放大，随后透过天线325被传送至远程装置。天线325可接收来自远程装置的一信息承载信号，并将该信息承载信号提供至接收器电路340。接收器电路320将该信息承载信号降频并转换为正交信号成分。随后，处理器360将该正交信号成分处理为可供使用者透过输入/输出电路380接收的信息。于另一实施例中，传送器电路310和接收器电路340共享天线325，并以双工器320彼此分隔。

量测电路330可被整合在通讯装置300中，用以找出同相/正交不匹配校正(IQ mismatch correction,IQMC)数据。量测电路330可在需要校正系统时被启动。举例而言，有管理权限的使用者可透过输入/输出电路380输入指令，启动同相/正交失衡校正程序。量测电路330包含所有必要的功能，以估计传送器电路310和量测接收器332(或接收器电路340)结合后的综合增益/相位失衡，以下称为同相/正交不匹配估计(IQ mismatch estimation,IQME)。据此，可决定出用以改善失衡现象的IQMC数据。须说明的是，当量测电路330中未设置有量测接收器332时，其它实施例可利用接收器电路340进行随后将介绍的IQME预处理程序。在这个情况下，可利用合适的切换电路在需校正时将接收器电路340耦接至量测电路330，并且在一般运作中截断接收器电路340和量测电路330间的连结。在仅需利用此处所述的IQME技术校正传送器电路310的情况下，外加的量测接收器332可降低整体校正电路的复杂度。做为说明但不构成限制，以下实施例主要假设在IQME和IQMC程序中皆使用量测接收器332。

响应于前述校正命令，量测电路330中的信号产生器346可产生具有单一频率的一数字信号：

x_S(n)＝cos(Ωn)+jsin(Ωn)＝e^jΩn，(14)

其中Ω为标准化后频率2π(f_S/f_SAMP)，f_S为信号频率，f_SAMP为系统取样频率。假设该信号的振幅为1而初始相位为0。如同通讯装置300在一般模式中所产生的信号，信号产生器346所产生的该单一频率信号会通过前述各个可被模型化的信号处理程序。该信号随后被传送器310发送，做为传送器输出信号312。传送器输出信号312的取样可被耦合器315撷取并提供至量测电路330。衰减器334可被设置在耦合器315和量测接收器332之间，以降低取样信号316的信号振幅。于另一实施例中，为了校正目的，可采用合适的切换电路以略过天线。量测接收器332将取样信号316降频取样并提供至IQME处理器344。

请参阅图4，频谱410代表测试信号x_S(t)的基频频谱，与图1、图2中的x_BB(t)相对应。参考图1、图2和前述信号处理模型，频谱420对应于传送器输出信号312。频谱430为接收器输出信号y_R(t)的基频频谱，与图1、图2中的y_BB(t)相对应。数字形态的接收器输出信号y_R(t)和测试信号x_S(t)被提供至IQME处理器344中进行分析。IQMC数据系根据此分析结果而产生。

图5呈现本发明可采用的一IQME处理器的功能方块图。IQME处理器500可配合量测电路330做为IQME处理器344。于此实施例，IQME处理器500系以射频镜像抑制中常使用的双正交混波器为基础。一双正交混波器通常包含四个混波器和两个加法器，并将两正交信号混波，以产生一正交输出信号。除此之外，IQME处理器500另外包含两个加法器(在数字实施例中为两个复数加法程序)。一双正交混波器包含混波器505a～505d与加法器510a、510c，其正交输出信号可表示为U(t)＝[I_S(t)I_R(t)+Q_S(t)Q_R(t)]+j[I_S(t)Q_R(t)–Q_S(t)I_R(t)]。信号U(t)的实部为信号512a，虚部为信号512c。另一双正交混波器包含混波器505a～505d与加法器510b、510d，其正交输出信号可表示为L(t)＝[I_S(t)I_R(t)-Q_S(t)Q_R(t)]+j[I_S(t)Q_R(t)+Q_S(t)I_R(t)]。信号L(t)的实部为信号512b，虚部为信号512d。须说明的是，若I_S(t)+jQ_S(t)与I_S(t)-jQ_S(t)互为共轭，信号U(t)可被转换为信号L(t)。本发明所属技术领域中具有通常知识者可藉助对于射频镜像抑制混波器的认识来理解，本实施例中的I_R(t)+jQ_R(t)为接收端收到的信号，I_S(t)+jQ_S(t)为接收端本地振荡信号(例如)，而I_S(t)-jQ_S(t)为接收端本地振荡信号的共轭(例如)。因此，双正交混波器的输出信号U(t)系对应于接收端收到的信号的一侧频带，例如较高侧频带。信号L(t)则是对应于接收端收到的信号的另一侧频带，例如较低侧频带。在以下说明中，上述两正交输出信道被视为对应一目标侧频带与一镜像侧频带。目标侧频带系指包含原始信号(例如测试信号x_S(n))频谱中的频率的侧频带。镜像侧频带系指包含原始信号镜像频谱中的频率的侧频带。

IQME处理器500被实现为一数字等效实施例时，该双正交混波器架构可为一信号比较器。如本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，当两个具有相近频率的信号被输入混波器，混波器的输出为一直流信号，且该直流信号的大小与两输入信号间的相位差异有关。在数字信号处理领域中，IQME处理器500也以相似的方式运作。由于接收器基频信号y_R(t)和测试信号x_S(t)具有相同的频率，将这两个信号混波可得出其振幅及相位差异。IQME处理器500在目标侧频带信道530、镜像侧频带信道535产生的信号即可表示出这些差异。

再次参阅图3，通讯装置300包含一锁相回路振荡器305，用以产生传送端本地振荡信号307以及量测用接收端本地振荡信号309。量测电路330可包含一相位移动器342，用以调整该量测用接收端本地振荡信号309，使振荡信号309与振荡信号307存在相位差φ。于另一实施例中，相位移动器可被设置在通向接收器电路的回授线路中，以直接将相位偏移施加于射频信号。相位移动器342所产生的额外的相位偏移会使方程式(6)中的传送器输出信号变为：

$\begin{array}{c}{x}_{\mathrm{RF}}\left(t\right)=\frac{1}{2}[K_{T1}{x}_{\mathrm{BB}}\left(t\right)+K_{T2}^{*}{x}_{\mathrm{BB}}^{*}\left(t\right)]e^{j({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\mathrm{\φ})}+\frac{1}{2}[K_{T2}{x}_{\mathrm{BB}}\left(t\right)+\\ K_{T1}^{*}{x}_{\mathrm{BB}}^{*}\left(t\right)]e^{-j({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\mathrm{\φ})}\end{array}---\left(15\right)$

将方程式(15)带入方程式(13)并重新排列项次后，输入基频信号y_BB(t)可被改写为：

$\begin{array}{c}{y}_{\mathrm{BB}}\left(t\right)=\\ [K_{T1}{K}_{R1}{e}^{\mathrm{j\φ}}+K_{T2}{K}_{R2}{e}^{-\mathrm{j\φ}}]x_{\mathrm{BB}}\left(t\right)+[K_{T2}^{*}{K}_{R1}{e}^{\mathrm{j\φ}}+K_{T1}^{*}{K}_{R2}{e}^{-\mathrm{j\φ}}]x_{\mathrm{BB}}^{*}\left(t\right).\end{array}---\left(16\right)$

如方程式(16)所示，在接收器信号y_BB(t)中，相位偏移φ可被模型化为复数值(complex)权重，使该等综合失衡特性值在复数平面中旋转。为便于说明，权重为e^jφ的综合失衡特性值以下称为旋转后综合失衡特性值，而权重为e^-jφ的综合失衡特性值以下称为逆旋转后综合失衡特性值。

若提供方程式(16)中的测试信号x_S(n)做为基频输入信号，经过模拟-数字转换后的数字输入基频信号y_R(n)为：

$\begin{array}{c}{y}_R\left(n\right)=I_R\left(n\right)+j{Q}_R\left(n\right)=[K_{T1}{K}_{R1}{e}^{\mathrm{j\φ}}+K_{T2}{K}_{R2}{e}^{-\mathrm{j\φ}}]e^{\mathrm{j\Ωn}}+\\ [K_{T2}^{*}{K}_{R1}{e}^{\mathrm{j\φ}}+K_{T1}^{*}{K}_{R2}{e}^{-\mathrm{j\φ}}{]e}^{-\mathrm{j\Ωn}}\end{array}---\left(17\right)$

如上所述，IQME处理器500具有两个输出通道530、535，各自对应于一个侧频带。基于前述侧频带处理，做为信号比较器的IQME处理器500于目标侧频带信道530产生的信号为：

$\begin{array}{c}{y}_1=\\ e^{\mathrm{j\Ωn}}\left(\right[K_{T1}{K}_{R1}{e}^{\mathrm{j\φ}}+K_{T2}{K}_{R2}{e}^{-\mathrm{j\φ}}]e^{\mathrm{j\Ωn}}+[K_{T2}^{*}{K}_{R1}{e}^{\mathrm{j\φ}}+\\ K_{T1}^{*}{K}_{R2}{e}^{-\mathrm{j\φ}}\left]e^{-\mathrm{j\Ωn}}\right)\end{array}---\left(18\right)$

其频谱为图4中的频谱440。IQME处理器500于镜像侧频带信道535产生的信号为：

$\begin{array}{c}{y}_2=\\ e^{-\mathrm{j\Ωn}}\left(\right[K_{T1}{K}_{R1}{e}^{\mathrm{j\φ}}+K_{T2}{K}_{R2}{e}^{-\mathrm{j\φ}}]e^{\mathrm{j\Ωn}}+[K_{T2}^{*}{K}_{R1}{e}^{\mathrm{j\φ}}+\\ K_{T1}^{*}{K}_{R2}{e}^{-\mathrm{j\φ}}\left]e^{-\mathrm{j\Ωn}}\right)\end{array},,---\left(19\right)$

其频谱为图4中的频谱450。利用积分器515a～515d进行长度为测试信号x_S(n)的整数个周期的积分，输出信号中的非直流成分会被移除。

于校正程序中，相位移动器342可首先产生一相位偏移φ₁；相对应的信号比较器的输出被储存在缓存器520a、520b中，亦即：

$b_1=K_{T1}{K}_{R1}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_1}+K_{T2}{K}_{R2}{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_1},---\left(20\right)$

$b_2=K_{T2}^{*}{K}_{R1}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_1}+K_{T1}^{*}{K}_{R2}{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_1},---\left(21\right)$

其中b₁为IQME处理器500的目标侧频带信道530的输出，b₂为镜像侧频带通道535的输出。随后，相位移动器342可提供另一相位偏移φ₂。对应于相位偏移φ₂的另一组量测的结果被储存至缓存器520c、520d，亦即：

$b_3=K_{T1}{K}_{R1}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_2}+K_{T2}{K}_{R2}{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_2},---\left(22\right)$

$b_4=K_{T2}^{*}{K}_{R1}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_2}+K_{T1}^{*}{K}_{R2}{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_2},---\left(23\right)$

其中b₃为IQME处理器500的目标侧频带信道530(绘示为530′)的输出，b₄为镜像侧频带通道535(绘示为535′)的输出。该等复数数值b₁～b₄以下称为差异信号量测，用以表示接收器信号y_R(t)和测试信号x_S(t)间的特性差异。相位偏移φ₁和φ₂可任意选择。于一实施例中，该等相位偏移被设定为令φ₂＝-φ₁。此外，须说明的是，亦可采用不同于复数混合的技术来产生差异信号量测b₁～b₄，包含交互相关(correlation)技术和适性(adaptive)技术。

方程式(20)～(23)为包含四个未知数的四个方程式。该等未知数能透过线性代数被解出。举例而言，可用矩阵表示方程式(20)～(23)：

$\left[\begin{array}{cccc}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_1}& e^{-j{\mathrm{\φ}}_1}& 0& 0\\ 0& 0& e^{j{\mathrm{\φ}}_1}& e^{-j{\mathrm{\φ}}_1}\\ e^{j{\mathrm{\φ}}_2}& e^{-j{\mathrm{\φ}}_2}& 0& 0\\ 0& 0& e^{j{\mathrm{\φ}}_2}& e^{-j{\mathrm{\φ}}_2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{K}_{T1}{K}_{R1}\\ K_{T2}{K}_{R2}\\ K_{T2}^{*}{K}_{R1}\\ K_{T1}^{*}{K}_{R2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{b}_1\\ b_2\\ b_3\\ b_4\end{array}\right],---\left(24\right)$

或PK＝B。

本发明提出的技术能根据不超过两次相位偏移得到的差异量测便计算出所有综合失衡特性值。方程式(24)的解为：

$\left[\begin{array}{c}{K}_{T1}{K}_{R1}\\ K_{T2}{K}_{R2}\\ K_{T2}^{*}{K}_{R1}\\ K_{T1}^{*}{K}_{R2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{z}_A& 0& z_B& 0\\ z_A^{*}& 0& z_B^{*}& 0\\ 0& z_A& 0& z_B\\ 0& z_A^{*}& 0& z_B^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{b}_1\\ b_2\\ b_3\\ b_4\end{array}\right],---\left(25\right)$

或K＝ZB，其中Z＝P^-1，z_A和z_B为由相位偏移φ₁、φ₂定义的复数。产生转换矩阵Z后便能得到该等综合失衡特性值的数值。利用方程式(25)，传送器和接收器的IQMC数据可根据转换矩阵Z所指出的综合失衡特性值来决定。举例而言，K中的元素可被选择为使该等综合失衡特性值与传送器或接收端本地振荡器失衡的相依性被移除。根据下列方程式可计算出传送端本地振荡器的不匹配校正参数：

$T_{\mathrm{IQMC}}=-\frac{K_{T_2}^{*}{K}_{R1}}{K_{T1}{K}_{R1}}=-\frac{(1-g_T{e}^{j{\mathrm{\φ}}_T})}{(1+g_T{e}^{j{\mathrm{\φ}}_T})},---\left(26\right)$

亦即镜像侧频带中的旋转后综合失衡特性值与参考综合特性值的比例。相似地，根据下列方程式可计算出接收端本地振荡器的不匹配校正参数：

$R_{\mathrm{IMQC}}=-\frac{K_{T1}^{*}{K}_{R2}}{\mathrm{conj}\left(K_{T1}{K}_{R1}\right)}=-\frac{(1+g_R{e}^{j{\mathrm{\φ}}_R})}{(1+g_R{e}^{-j{\mathrm{\φ}}_R})},---\left(27\right)$

亦即镜像侧频带中的逆旋转后综合失衡特性值与参考综合特性值的共轭复数的比例。

于另一实施例中，相位偏移φ₁和φ₂被预先选定。在这个情况下，转换矩阵Z可被预先计算并于存储器370中储存为量测参数376。因此，一旦产生了差异量测b₁～b₄，便可得到矩阵K中的综合失衡特性值。

校正参数374的T_IQMC和R_IQMC可被储存并提供至相对应的传送器电路310或量测接收器332，以补偿各电路中的增益和相位失衡。本发明的范畴并不限定于特定校正技术。于另一实施例中，两校正参数皆被施于相对应的数字基频信号，例如令：

${\tilde{x}}_{\mathrm{BB}}\left(n\right)=x_{\mathrm{BB}}\left(n\right)+T_{\mathrm{IQMC}}{x}_{\mathrm{BB}}^{*}\left(n\right),$

其中为预先校正后的输入信号，将会被升频转换为信号x_RF(t)并进行传送。为x_BB(n)的共轭复数。相似地，在接收器中：

${\tilde{y}}_{\mathrm{BB}}\left(n\right)=y_{\mathrm{BB}}\left(n\right)+R_{\mathrm{IQMC}}{y}_{\mathrm{BB}}^{*}\left(n\right),$

其中为自信号x_RF(t)降频转换而来、将被校正的接收器基频信号。为y_BB(n)的共轭复数。

于另一实施例中，量测电路330为通讯装置300中的一个固定电路。在这个情况下，进行同相/正交失衡校正便不需要外部设备。此外，于另一实施例中，可利用本发明提供的技术仅校正传送端本地振荡器。在这个情况下，不需要计算接收器(例如量测接收器332)的IQMC数据。

图6系绘示本发明的一实施例中的校正程序600的流程图。步骤605为利用信号产生器346产生一测试信号。在步骤610中，测试信号x_S(t)在传送器310的信号处理路径中被处理，并且升频转换至载波频率f_LO，做为传送器输出信号x_RF(t)自传送器310发送出去。步骤615为选定第一相位偏移φ₁。步骤620为令相位移动器342将相位偏移φ₁引入传送器输出信号x_RF(t)。该相位偏移后传送器输出信号被提供至量测接收器332(或接收器电路340)。步骤625为于接收器处理路径处理该相位偏移后传送器输出信号。此外，该相位偏移后传送器输出信号被降频转换为基频接收器信号y_R(t)。可由IQME处理器344执行的步骤630为比较基频接收器信号y_R(t)和测试信号x_S(t)，其量测结果为两信号间在目标侧频带和镜像侧频带的振幅/相位差异。该量测结果被储存，例如存放于缓存器520a～520d。步骤635为决定对应于两次相位偏移的量测是否都已完成。若否，步骤640将选定第二相位偏移φ₂，且自步骤620开始的另一组量测将被进行。若步骤635的判断结果为是，步骤645将被执行，以开始估计IQMC数据。

在步骤645中，该等差异量测结果、综合失衡特性值和该等相位偏移的关系被列为方程式，例如矩阵方程式(24)。步骤650为解开矩阵方程式(24)，例如透过矩阵方程式(25)，藉此决定该等综合失衡特性值。步骤655为计算该等综合失衡特性值的比例。步骤660为于存储器370中的校正参数储存位置374将这些比例储存为校正参数T_IQMC、R_IQMC。

图7系绘示根据本发明的一电路设计及制作程序700。本发明的某些实施例中的功能性组件的制作、传递、销售型态可为储存于非瞬时计算机可读取媒体中的处理器指令。举例而言，此类计算机可读取媒体(未绘示)中的处理器指令703被提供至电路制作程序700。被电子设计自动化(electronic designautomation,EDA)接口处理器705执行后，本发明的实施例的图样化表示，例如透过一显示装置(未绘示)，可被呈现给使用者浏览。透过EDA接口处理器705，电路设计者可将本发明整合进更大的电路中。在电路设计完成后，另一载有处理器指令710(例如硬件描述语言)的非瞬时计算机可读取媒体(未绘示)可被提供至一设计数据实现处理器715。设计数据实现处理器715可利用有形的集成电路将指令710转换为另一组处理器指令720。处理器指令720可被电路制作系统725执行，产生用以建立组件及联机的屏蔽图样信息、组件设置位置信息、包装信息等各种于制作电路产品730过程中需要的数据。处理器指令720还可包含铣床操作指令和布线操作指令。须说明的是，处理器指令720的形式无关于电路730的实体类型。

处理器指令703、710和720可被编码并储存于非瞬时计算机可读取媒体内，并且不受限于处理平台的类型，亦不受限于将该等处理器指令存入计算机可读取媒体的编码方式。

须说明的是，上述计算机可读取媒体可为任何一种非瞬时媒体，储存有能被处理器读取、解码并执行的指令703、710、720和用以实现图6所示的程序600的处理器指令。非瞬时媒体包含电子、磁性及光学储存装置。非瞬时计算机可读取媒体包含但不限于：只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)和其它电子储存装置、CD-ROM、DVD和其它光学储存装置、磁带、软盘、硬盘及其它磁性储存装置。该等处理器指令可利用各种程序语言实现本发明。

藉由以上较佳具体实施例的详述，系希望能更加清楚描述本发明的特征与精神，而并非以上述所揭露的较佳具体实施例来对本发明的范畴加以限制。相反地，其目的是希望能涵盖各种改变及具相等性的安排于本发明所欲申请的专利范围的范畴内。

Claims (20)

1.一种为射频通讯装置产生本地振荡同相/正交失衡校正数据的方法，该射频通讯装置包含接收器及传送器，该方法包含：

于该接收器产生基频接收器信号，该基频接收器信号是根据该传送器送出的射频传送器输出信号所产生，该射频传送器输出信号是该传送器根据已知基频测试信号所产生；

产生多个差异信号，其供指出该基频接收器信号与该基频测试信号于多个频段的特征差异，该特征差异受该射频传送器输出信号被施以的相位偏移所影响；

当该射频传送器输出信号被施以不超过两次预先决定的任意相位偏移，针对该多个差异信号，产生一组差异信号量测值；

由该组差异信号量测值计算得出多个综合失衡特性值，其中该多个综合失衡特性值可视为受到来自于该传送器与该接收器各自受到的本地振荡同相/正交失衡的影响而在该接收信号中各自造成的多个信号处理偏失，该多个信号处理偏失经过该传送器与该接收器的综合信号处理；以及

根据该多个综合失衡特性值决定该本地振荡同相/正交失衡校正数据，该校正数据用以将该传送器的该本地振荡同相/正交失衡自该接收器的本地振荡同相/正交失衡区别出来。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，计算该多个综合失衡特性值包含：

产生包含多个复数值权重的转换矩阵，该多个复数值权重是根据该多个差异信号间的已知关系、该多个综合失衡特性值，以及该一个或两个相位偏移所产生；以及

根据该已知关系将该转换矩阵施于该组差异信号量测值的向量，以计算该多个综合失衡特性值。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，产生该转换矩阵包含：

决定矩阵的反矩阵，其中该矩阵填有多个复数值权重，该多个复数值权重与施于该射频传送器输出信号的该等相位偏移相关，该矩阵中被填入该多个复数权重的方式是根据定义该已知关系的一组方程式；以及

储存该反矩阵做为该转换矩阵。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，产生该组差异信号量测包含：

分别针对该传送器输出信号中的该两任意相位偏移，量测信号，该信号反映出该基频接收器信号与该基频测试信号于目标侧频带及镜像侧频带各自的相位/振幅差异；以及

储存反映该受量测信号的数值，做为该组差异信号量测。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，决定该本地振荡同相/正交失衡校正数据包含：

自该多个综合失衡特性值选择综合失衡特性值，做为参考综合失衡特性值，其中当该传送器及该接收器不存在本地振荡同相/正交失衡时，该参考综合失衡特性值的增益为一、相位为零；

计算该多个综合失衡特性值与该参考综合失衡特性值间的至少一比例；以及

储存该比例，做为该本地振荡同相/正交失衡校正数据。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，计算该比例包含：

针对该传送器的本地振荡同相/正交失衡校正数据，将该镜像侧频带的旋转后综合失衡特性值除以该相位偏移以及该参考综合失衡特性值，以计算该比例。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，计算该比例进一步包含：

针对该接收器的本地振荡同相/正交失衡校正数据，将该镜像侧频带的逆旋转后综合失衡特性值除以该相位偏移以及该参考综合失衡特性值，以计算该比例。

8.一种通讯装置，包含：

传送器，用以传送根据基频信号产生的多个射频信号，该传送器包含传送器本地振荡器，用以将该基频信号升频转换为具有载波频率；

接收器，用以接收具有该载波频率的该等射频信号，并据此产生多个重建信号，该接收器包含接收器本地振荡器，用以将被接收的该等射频信号降频转换为具有基频频率；

测试信号产生器，用以产生并提供已知基频测试信号至该传送器，做为该基频信号；

接口，用以将该传送器根据该基频测试信号产生的射频输出信号提供至该接收器；

相位移动器，用以回应指出任意相位偏移的信号，将该相位偏移施于传送器输出信号；

量测电路，用以量测差异信号，指出该基频测试信号与该接收器降频转换产生的基频接收器信号间的特征差异；以及

处理器，用以：

产生多个信号，分别指出一组预先决定的任意相位偏移中各相位偏移，并将该多个信号提供至该相位移动器；

当该传送器输出信号被施以不超过两次预先决定的任意相位偏移时，每当该传送器输出信号被施以相位偏移，自该量测电路取得一组差异信号量测值；

由该组差异信号量测值计算得出多个综合失衡特性值，其中该多个综合失衡特性值可视为受到来自于该传送器与该接收器各自受到的本地振荡同相/正交失衡的影响而在该接收信号中各自造成的多个信号处理偏失，该多个信号处理偏失经过该传送器与该接收器的综合信号处理；以及

根据该多个综合失衡特性值决定本地振荡同相/正交失衡校正数据，该校正数据用以将该传送器的该本地振荡同相/正交失衡自该接收器的本地振荡同相/正交失衡区别出来。

9.如权利要求8所述的通讯装置，其特征在于，该处理器被进一步用以：

产生包含多个复数值权重的转换矩阵，该多个复数值权重是根据该多个差异信号间的已知关系、该多个综合失衡特性值，以及该一个或两个相位偏移所产生；以及

根据该已知关系将该转换矩阵施于该组差异信号量测值的向量，以计算该多个综合失衡特性值。

10.如权利要求9所述的通讯装置，其特征在于，该处理器被进一步用以：

决定矩阵的反矩阵，其中该矩阵填有多个复数值权重，该多个复数值权重与施于该射频传送器输出信号的该等相位偏移相关，该矩阵中被填入该多个复数权重的方式是根据定义该已知关系的一组方程式；以及

储存该反矩阵做为该转换矩阵。

11.如权利要求8所述的通讯装置，其特征在于，该量测电路包含：

信号比较器，用以产生信号，分别针对该传送器输出信号中的该两任意相位偏移，指出该基频接收器信号与该基频测试信号于目标侧频带及镜像侧频带各自的相位/振幅差异；以及

存储器，用以储存反映该受量测信号的数值，做为该组差异信号量测。

12.如权利要求11所述的通讯装置，其特征在于，该处理器被进一步用以：

计算该镜像侧频带的旋转后综合失衡特性值相对于参考综合失衡特性值的比例，其中当该传送器及该接收器不存在本地振荡同相/正交失衡时，该参考综合失衡特性值的增益为一、相位为零；以及

储存该比例，做为传送器本地振荡同相/正交失衡校正数据。

13.如权利要求12所述的通讯装置，其特征在于，该处理器被进一步用以：

计算该镜像侧频带的逆旋转后综合失衡特性值相对于该相位偏移以及该参考综合失衡特性值的比例；以及

储存该比例，做为接收器本地振荡同相/正交失衡校正数据。

14.一种非瞬时计算机可读取储存媒体，其特征在于，储存有能由处理器读取并执行的程序代码，该程序代码被该处理器执行时驱动该处理器：

于射频传送器中，根据已知基频测试信号产生射频传送器输出信号；

于接收器中，根据该射频传送器输出信号产生基频接收器信号；

产生多个差异信号，以指出该基频接收器信号与该基频测试信号于多个频段的特征差异，该特征差异受该射频传送器输出信号被施以的一相位偏移所影响；

当该射频传送器输出信号被施以不超过两次预先决定的任意相位偏移时，针对该多个差异信号，产生一组差异信号量测值；

由该组差异信号量测值计算得出多个综合失衡特性值，其中该多个综合失衡特性值可视为受到来自于该传送器与该接收器各自受到的本地振荡同相/正交失衡的影响而在该接收信号中各自造成的多个信号处理偏失，该多个信号处理偏失经过该传送器与该接收器的综合信号处理；以及

根据该多个综合失衡特性值决定本地振荡同相/正交失衡校正数据，该校正数据用以将该传送器的该本地振荡同相/正交失衡自该接收器的本地振荡同相/正交失衡区别出来。

15.如权利要求14所述的计算机可读取媒体，其特征在于，该等处理器指令包含处理器指令，用以控制该处理器：

产生包含多个复数值权重的转换矩阵，该多个复数值权重是根据该多个差异信号间的已知关系、该多个综合失衡特性值，以及该一个或两个相位偏移所产生；以及

根据该已知关系将该转换矩阵施于该组差异信号量测值的向量，以计算该多个综合失衡特性值。

16.如权利要求15所述的计算机可读取媒体，其特征在于，该等处理器指令包含处理器指令，用以控制该处理器：

决定矩阵的反矩阵，其中该矩阵填有多个复数值权重，该多个复数值权重与施于该射频传送器输出信号的该等相位偏移相关，该矩阵中被填入该多个复数权重的方式是根据定义该已知关系的一组方程式；以及

储存该反矩阵做为该转换矩阵。

17.如权利要求16所述的计算机可读取媒体，其特征在于，该等处理器指令包含处理器指令，用以控制该处理器：

分别针对该传送器输出信号中的该两任意相位偏移，量测信号，该信号反映出该基频接收器信号与该基频测试信号于目标侧频带及镜像侧频带各自的相位/振幅差异；以及

储存反映该受量测信号的数值，做为该组差异信号量测。

18.如权利要求17所述的计算机可读取媒体，其特征在于，该等处理器指令包含处理器指令，用以控制该处理器：

自该多个综合失衡特性值选择综合失衡特性值，做为参考综合失衡特性值，其中当该传送器及该接收器不存在本地振荡同相/正交失衡时，该参考综合失衡特性值的增益为一、相位为零；

计算该多个综合失衡特性值与该参考综合失衡特性值间的至少一比例；以及

储存该比例，做为该本地振荡同相/正交失衡校正数据。

19.如权利要求18所述的计算机可读取媒体，其特征在于，该等处理器指令包含处理器指令，用以控制该处理器：

针对该传送器的本地振荡同相/正交失衡校正数据，将该镜像侧频带的旋转后综合失衡特性值除以该相位偏移以及该参考综合失衡特性值，以计算该比例。

20.如权利要求19所述的计算机可读取媒体，其特征在于，该等处理器指令包含处理器指令，用以控制该处理器：

针对该接收器的本地振荡同相/正交失衡校正数据，将该镜像侧频带的逆旋转后综合失衡特性值除以该相位偏移以及该参考综合失衡特性值，以计算该比例。