TWI530134B - 一種通訊裝置，爲其產生同相／正交失衡校正資料之方法以及相關之非暫態電腦可讀取儲存媒體 - Google Patents

一種通訊裝置，爲其產生同相／正交失衡校正資料之方法以及相關之非暫態電腦可讀取儲存媒體 Download PDF

Info

Publication number
TWI530134B
TWI530134B TW103114508A TW103114508A TWI530134B TW I530134 B TWI530134 B TW I530134B TW 103114508 A TW103114508 A TW 103114508A TW 103114508 A TW103114508 A TW 103114508A TW I530134 B TWI530134 B TW I530134B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
phase
imbalance
receiver
transmitter
Prior art date
Application number
TW103114508A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201442471A (zh
Inventor
偉爾 歐奎克
萊恩李 龐區
丹尼斯 馬歐尼
保羅 皮爾
Original Assignee
晨星半導體股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 晨星半導體股份有限公司 filed Critical 晨星半導體股份有限公司
Publication of TW201442471A publication Critical patent/TW201442471A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI530134B publication Critical patent/TWI530134B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/15—Performance testing
    • H04B17/17—Detection of non-compliance or faulty performance, e.g. response deviations
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers
    • H04B17/29—Performance testing

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)

Description

一種通訊裝置，為其產生同相/正交失衡校正資料之方法以及相關之非暫態 電腦可讀取儲存媒體
本發明與通訊系統收發器中的同相/正交失衡校正相關。
同相(in-phase)和正交相位(quadrature)失衡亦稱為同相/正交不匹配，是許多採用平行同相/正交信號處理之無線通訊裝置中會出現的不理想特性。同相/正交失衡可能會導致傳送器和接收器中的資料被旋轉、偏移、偏斜、壓縮，進而造成接收器對於輸入信號的解讀結果之可信度下降。同相/正交失衡的成因有很多，例如本地振盪信號的相位不準確，使同相/正交信號的相位差異並非九十度。此外，電路元件間的不匹配亦可能在原本需要令同相/正交信號之振幅相同的情況下產生不同的信號振幅。
現行技術之一為利用晶片內部的量測電路來校正通訊設備的同相/正交路徑，以減少增益失衡及相位失衡。舉例而言，在某些系統中，傳送器首先將校正信號升頻轉換，隨後再由接收器將收到的校正信號降頻轉換。這種做法的缺點在於，校正信號先後受到傳送器和接收器電路中的相位/增益失衡影響，對受影響的信號進行單一量測並不能找出導致失衡的原因係存在於傳送器或接收器。
某些校正技術是首先校正傳送器或接收器，隨後再校正另一個電路。舉例而言，可先判斷傳送器中同相/正交校正信號的失衡量，並據此校正傳送器。在完成傳送器的校正之後，再根據已知的傳送器失衡資訊對接收器施以校正程序。
另有一種先前技術的做法是依次對同相/正交資料施加多種不同的相位偏移，並監看相對應產生的同相/正交信號，直到找出能最小化傳送器和接收器增益/相位失衡的相位偏移。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，該等先前技術中的校正程序皆需要耗費大量時間，相當不利於生產線效率。
綜上所述，目前存在有對於相關校正技術的需求，期待能在短時間內找出傳送器和接收器兩者的同相/正交失衡，並且產生相對應的校正資料。
為了校正本地振盪信號的同相/正交失衡，一傳送器根據一已知的基頻測試信號產生一傳送器輸出信號。一接收器自該傳送器接收該射頻傳送器輸出信號後，產生一基頻接收器信號。當該射頻傳送器輸出信號被施以一相位偏移時，指出該基頻接收器信號與該基頻測試信號於多個頻段之一特徵差異的差異信號被產生。該射頻傳送器輸出信號被施以不超過兩次預先決定之任意相位偏移，且一組差異信號量測被相對應地產生。根據該等差異信號量測，綜合本地振盪同相/正交失衡特性值被計算出來。該等綜合失衡特性值表現了受到傳送端及接收端本地振盪同相/正交失衡影響後，傳送器與接收器中之綜合信號處理對接收器基頻信號造成的各種信號處理效應。本地振盪同相/正交失衡校正資料係根據計算所得之綜合失衡特性值而決定，使傳送端本地振盪同相/正交失衡得以和接收端本地振盪同相/正交失衡被各自區分開來。
100‧‧‧通訊系統
105‧‧‧介面
110‧‧‧傳送器
115‧‧‧傳送端本地振盪器
117i‧‧‧同相信號路徑
117q‧‧‧正交信號路徑
120i、120q‧‧‧數位-類比轉換器
140i、140q‧‧‧混波器
150‧‧‧加法器
155‧‧‧放大器
157‧‧‧傳送器輸出信號
160‧‧‧接收器
161‧‧‧接收器輸入信號
162‧‧‧低雜訊放大器
165‧‧‧接收端本地振盪器
167i‧‧‧同相信號路徑
167q‧‧‧正交信號路徑
168i、168q‧‧‧混波器
170i、170q‧‧‧濾波器
180i、180q‧‧‧類比-數位轉換器
210、220、230、240、250、260、270‧‧‧頻譜
255、265‧‧‧特定信號成分之頻段
257‧‧‧低通濾波器之通帶
300‧‧‧通訊裝置
305‧‧‧鎖相迴路振盪器
307‧‧‧傳送端本地振盪信號
309‧‧‧接收端本地振盪信號
310‧‧‧傳送器電路
312‧‧‧傳送器輸出信號
315‧‧‧耦合器
316‧‧‧取樣信號
320‧‧‧雙工器
325‧‧‧天線
330‧‧‧量測電路
332‧‧‧量測接收器
334‧‧‧衰減器
340‧‧‧接收器電路
342‧‧‧相位移動器
309‧‧‧接收端本地振盪信號
310‧‧‧傳送器電路
312‧‧‧傳送器輸出信號
315‧‧‧耦合器
316‧‧‧取樣信號
320‧‧‧雙工器
325‧‧‧天線
330‧‧‧量測電路
332‧‧‧量測接收器
334‧‧‧衰減器
340‧‧‧接收器電路
342‧‧‧相位移動器
344‧‧‧IQME處理器
346‧‧‧信號產生器
360‧‧‧處理器
370‧‧‧記憶體
372‧‧‧處理器指令
374‧‧‧校正參數
376‧‧‧量測參數
380‧‧‧輸入/輸出電路
410~450‧‧‧頻譜
500‧‧‧IQME處理器
505a~505d‧‧‧混波器
510a~510d‧‧‧加法器
512a~512d‧‧‧信號
515a~515d‧‧‧積分器
520a~520d‧‧‧暫存器
530、530’‧‧‧目標側頻帶通道
535、535’‧‧‧鏡像側頻帶通道
600‧‧‧校正程序
605~660‧‧‧流程步驟
700‧‧‧電路設計及製作程序
703、710、720‧‧‧處理器指令
705‧‧‧EDA介面處理器
715‧‧‧設計資料實現處理器
725‧‧‧電路製作系統
730‧‧‧電路產品
圖一為一通訊系統之功能方塊圖，用以說明增益/相位失衡。
圖二為圖一所示之通訊系統中的多個信號被模型化後之頻譜範例。
圖三為可實現本發明之概念的通訊裝置之功能方塊圖。
圖四為圖三所示之通訊系統中的多個信號被模型化後之頻譜範例。
圖五呈現本發明可採用之一同相/正交不匹配估計器。
圖六係繪示本發明之一實施例中的校正程序之流程圖。
圖七係繪示根據本發明之一電路設計及製作程序。
以下各實施例及其相關圖式可充分說明本申請案的發明概念。各圖式中相似的元件編號係對應於相似的功能或元件。須說明的是，此處所謂本發明係用以指稱該等實施例所呈現的發明概念，但其涵蓋範疇並未受限於實施例本身。此外，本揭露書中的數學表示式係用以說明與本發明之實施例相關的原理和邏輯，除非有特別指明的情況，否則不對本發明之範疇構成限制。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，有多種技術可實現該等數學式所對應的物理表現形式。
圖一為通訊系統100之功能方塊圖，用以說明增益/相位失衡及其分析模型之建立方式。如圖一所示，通訊系統100包含以介面105為分界的傳送器110和接收器160。介面105可為各種系統元件和媒體的組合，傳送器輸出信號157通過後成為接收器輸入信號161。舉例而言，介面105可為傳送器110和接收器160所共用之一天線，用以傳送、接收透過空氣介質傳遞之通訊信號。或者，介面105可為一耦合器，用以將傳送器輸出 信號157提供至接收器160。
傳送器110具有一正交信號處理架構。透過同相信號路徑117i和正交信號路徑117q，資訊承載信號的實部、虛部被各自平行處理。接收器160亦採用包含同相信號路徑167i、正交信號路徑167q的正交信號處理架構。於另一實施例中，傳送器110中的前端信號處理(亦即在升頻轉換之前的信號處理)和接收器160中的後端信號處理(亦即在降頻轉換之後的信號處理)係以數位信號處理技術進行。傳送器110中的升頻轉換和接收器160中的降頻轉換可在類比領域實現。如圖一所示，同相路徑117i和正交路徑117q各自設置有數位-類比轉換器120i、120q，用以將數位同相/正交資料轉換為類比信號。相似地，接收器160中可設置類比-數位轉換器180i、180q，用以將接收器輸入信號161轉換為數位同相/正交資料，供後續數位信號處理程序使用。
首先，基頻信號的數位同相成分IS、正交成分QS被數位-類比轉換器120i、120q轉換為類比信號xBB(t)。接著，混波器140i、140q根據傳送端本地振盪器115提供的振盪信號將類比信號xBB(t)升頻轉換為具有載波頻率fLO。加法器150將升頻轉換後的同相成分和正交成分相加。隨後，該相加後信號被放大器155放大並傳遞至介面105。接收器160將輸入信號161拆分為同相成分和正交成分。根據接收端本地振盪器165提供的振盪信號，混波器168i、168q將該同相成分和正交成分降頻轉換為具有基頻頻率。濾波器170i、170q係用以提供低通濾波功能。接著，降頻轉換後信號yBB(t)被類比-數位轉換器180i、180q轉換為數位信號成分IR、QR。上述信號處理的細節為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知，其中的實施細節因此不再贅述。須說明的是，例如編碼、解碼、雜訊抑止(anti-aliasing)、其他過濾等其他未繪示於圖一的功能可被結合進通訊系統100。該等已知功能和處理技術的實施細節亦不贅述。
如圖一所示，同相/正交路徑117i、117q間的增益/相位失衡可被 模型化於傳送端本地振盪器115中。相似地，同相/正交路徑167i、167q間的增益/相位失衡可被模型化於接收端本地振盪器165中。據此，通訊系統100中的信號及本地振盪同相/正交失衡皆可被模型化，詳述如下。
如圖一所示，傳送端本地振盪器115的輸出可被表示為：Tx LO (t)=cos(ω LO t)+jg T sin(ω LO t+θ T )，(1)其中g T 和θ T 分別表示傳送端本地振盪器115的增益失衡和相位失衡。方程式(1)可被改寫為： 其中 符號K T1、K T2為傳送端本地振盪器的同相/正交失衡特性值(figures of merit)，以下簡稱傳送端失衡特性值。在理想狀況中，g T =1、θ T =0、K T1=1、K T2=0，且傳送端本地振盪器115輸出升頻轉換調變信號。若g T 不等於1而θ T 不等於0，傳送端本地振盪器115中的同相/正交失衡會反映在升頻轉換調變信號的失真，且產生不理想的調變信號虛部成分。調變信號的失真來自於由特性值K T1特徵化的增益和相位偏移，不理想的調變信號虛部則是與由特性值K T2特徵化的增益和相位偏移所產生。
傳送器110產生之物理信號即為傳送器輸出信號157。若忽略功率放大器155的效應(亦即令G T =1)，傳送器輸出信號157可表示為： 其中x RF (t)代表傳送器輸出信號157。Re{．}表示自一複數中提取其實部，例如利用下列方程式： x BB (t)為待傳送之複數(complex)基頻信號，例如：x BB (t)=I BB (t)+jQ BB (t)。(5)方程式(4)中的傳送器輸出信號157可被展開改寫為：
圖二為多種模型化後信號的頻譜範例。須說明的是，圖二呈現的頻譜並不受限於特定特定調變方案；該等頻譜僅用以說明傳送端和接收端之本地振盪同相/正交失衡通常對頻率轉換造成的影響。
頻譜210代表信號x BB (t)的頻譜XBB(ω)。傳送器端本地振盪器115之同相/正交失衡對傳送器輸出信號信號x RF (t)造成的影響可被視為K T1之增益和相位造成的目標輸出信號失真，亦即： 其頻譜XO(ω)被繪示為頻譜220。傳送端本地振盪器115之調變信號虛部會進一步造成不理想信號成分x U (t)，亦即： 圖二中的頻譜230為不理想信號成分x U (t)的頻譜。傳送器輸出信號x RF (t)為失真後目標信號成分x O (t)和不理想信號成分x U (t)的相加結果，亦即x RF (t)=x O (t)+x U (t)，其頻譜在圖二中被標示為頻譜240。
如圖一所示，相似於傳送端本地振盪器115，接收端本地振盪器165的輸出亦可被模型化為： Rx LO (t)=cos(ω LO t)-jg R sin(ω LO t+θ R )，(9)其中g R 和θ R 分別為接收端本地振盪器165的振幅和相位失衡。方程式(9)可被改寫為： 其中 K R1、K R2為接收端本地振盪器的同相/正交失衡特性值，簡稱接收端失衡特性值。如同傳送端本地振盪器115，接收端本地振盪器165中的同相/正交失衡反映在降頻轉換調變信號的失真，藉由K R1帶有的增益和相位來表示，且也反映在額外產生之不理想調變信號虛部成分，藉由K R2帶有的增益和相位來表示。
為便於說明，介面105對傳送器輸出信號157造成的通道效應被忽略，接收器輸入信號161即為傳送器輸出信號157，也就是x RF (t)。若忽略低雜訊放大器162之增益(亦即令G R =1)，複數基頻信號y BB (t)可表示為： 其中LPF(．)代表濾波器170i、170q提供的低通濾波效應，用以抑制較高階的頻率成分(例如)。將方程式(12)展開，得到： 如方程式(13)所示(亦可參考圖二)，基頻信號y BB (t)中的信號成分y O (t)係藉由已失真的目標接收端本地振盪信號將信號x RF (t)之較高側頻帶245降頻轉換所產生。信號成分y O (t)對應於頻譜250中的頻段255，落在低通濾波器的通帶(passband)257內。另一方面，基頻信號y BB (t)中的信號成分y U (t)係藉由非目標接收端本地振盪信號虛部將信號x RF (t)之較低側頻帶243升頻轉換所產生。信號成分y U (t)對應於頻譜260中的頻段265，亦落在低通濾波器的通帶257內。頻譜270係對應於方程式(13)中的y BB (t)，亦即y O (t)和y U (t)的相加結果。
參數K T1 K R1、K T2 K R2、、可被視為提供增益和相位給基頻信號y BB (t)中的信號成分。各參數皆同時相關於接收端本地振盪器和傳送端本地振盪器的同相/正交失衡。這些參數為綜合本地振盪同相/正交失衡特性值，簡稱綜合失衡特性值。該等綜合失衡特性值表現了信號y BB (t)中的多個信號處理效應(信號處理偏失)：綜合失衡特性值K T1 K R1係源於目標傳輸信號成分之較高側頻帶的降頻轉換，綜合失衡特性值K T2 K R2係源於非目標傳輸信號成分之較低側頻帶的升頻轉換，綜合失衡特性值係源於非目標傳輸信號成分之較高側頻帶的降頻轉換，綜合失衡特性值係源於目標傳輸信號成分之較低側頻帶的升頻轉換。 因此，方程式(13)所呈現之接收器信號y BB (t)的模型為原始信號x BB (t)的多個加權結果之結合，其中的各個權重即為各個綜合失衡特性值。意即，方程式(13)的信號模型代表接收器信號即為接收器欲得到的重建後信號，也就是，原始信號x BB (t)，雖然此接收到的原始信號經過K T1 K R1的失真，以及包括傳送端和接收端本地振盪器之調變信號虛部導致的其他複數個信號成分。須說明的是，理想狀況中，傳送器和接收器皆不存在本地振盪失衡，K T1 K R1增益為一，相位為零，且所有三個綜合失衡特性值為零，重建後信號y BB (t)即等於原始信號x BB (t)。綜上所述，K T1 K R1被視為一參考綜合失衡特性值，表示目標重建後信號與接收器信號y BB (t)中之一信號成分的差 異；該信號成分為傳送器輸出信號x RF (t)之目標側頻帶根據目標接收調變信號被降頻轉換且低通濾波的結果。
圖三為本發明之一實施例中的通訊裝置300之功能方塊圖。通訊裝置300包含一傳送器電路310、一接收器電路340與一量測電路330。傳送器電路310可被設計為相似於圖一中的傳送器110，接收器電路340與量測電路330中的量測接收器332則可被設計為相似於接收器160。
於一實施例中，通訊裝置300包含輸入/輸出電路380，供使用者藉此與通訊裝置300互動，進而透過電信網路(未繪示)進行通訊活動。舉例而言，輸入/輸出電路380可包含呈現使用者介面的顯示裝置、擴音器、麥克風，或是轉換聲音信號的類比-數位及數位-類比電路。通訊裝置300可包含一處理器360與一記憶體370。記憶體370用以儲存處理器指令372、校正參數374、量測參數376。處理器指令372所包含的指令可控制處理器360執行此處介紹的多種控制和信號處理功能。校正參數374包含用以減少傳送器電路310和接收電路(意指量測接收器332和接收器電路340兩者之一)之同相/正交增益和相位失衡的資料。
使用者透過輸入/輸出電路380提供的資料可被處理器360編碼為正交資訊承載信號。該正交資訊承載信號可被傳送器電路310升頻轉換並放大，隨後透過天線325被傳送至遠端裝置。天線325可接收來自遠端裝置之一資訊承載信號，並將該資訊承載信號提供至接收器電路340。接收器電路320將該資訊承載信號降頻並轉換為正交信號成分。隨後，處理器360將該正交信號成分處理為可供使用者透過輸入/輸出電路380接收的資訊。於另一實施例中，傳送器電路310和接收器電路340共用天線325，並以雙工器320彼此分隔。
量測電路330可被整合在通訊裝置300中，用以找出同相/正交不匹配校正(IQ mismatch correction,IQMC)資料。量測電路330可在需要校 正系統時被啟動。舉例而言，有管理權限的使用者可透過輸入/輸出電路380輸入指令，啟動同相/正交失衡校正程序。量測電路330包含所有必要的功能，以估計傳送器電路310和量測接收器332(或接收器電路340)結合後的綜合增益/相位失衡，以下稱為同相/正交不匹配估計(IQ mismatch estimation,IQME)。據此，可決定出用以改善失衡現象的IQMC資料。須說明的是，當量測電路330中未設置有量測接收器332時，其他實施例可利用接收器電路340進行隨後將介紹之IQME預處理程序。在這個情況下，可利用合適的切換電路在需校正時將接收器電路340耦接至量測電路330，並且在一般運作中截斷接收器電路340和量測電路330間的連結。在僅需利用此處所述之IQME技術校正傳送器電路310的情況下，外加的量測接收器332可降低整體校正電路的複雜度。做為說明但不構成限制，以下實施例主要假設在IQME和IQMC程序中皆使用量測接收器332。
回應於前述校正命令，量測電路330中的信號產生器346可產生具有單一頻率之一數位信號：x S (n)=cos(Ωn)+j sin(Ωn)=e jΩn ，(14)其中Ω為標準化後頻率2 π(f S /f SAMP)，f S 為信號頻率，f SAMP為系統取樣頻率。假設該信號之振幅為1而初始相位為0。如同通訊裝置300在一般模式中所產生的信號，信號產生器346所產生之該單一頻率信號會通過前述各個可被模型化的信號處理程序。該信號隨後被傳送器310發送，做為傳送器輸出信號312。傳送器輸出信號312之取樣可被耦合器315擷取並提供至量測電路330。衰減器334可被設置在耦合器315和量測接收器332之間，以降低取樣信號316的信號振幅。於另一實施例中，為了校正目的，可採用合適的切換電路以略過天線。量測接收器332將取樣信號316降頻取樣並提供至IQME處理器344。
請參閱圖四，頻譜410代表測試信號x S (t)的基頻頻譜，與圖一、 圖二中的x BB (t)相對應。參考圖一、圖二和前述信號處理模型，頻譜420對應於傳送器輸出信號312。頻譜430為接收器輸出信號y R (t)的基頻頻譜，與圖一、圖二中的y BB (t)相對應。數位形態的接收器輸出信號y R (t)和測試信號x S (t)被提供至IQME處理器344中進行分析。IQMC資料係根據此分析結果而產生。
圖五呈現本發明可採用之一IQME處理器的功能方塊圖。IQME處理器500可配合量測電路330做為IQME處理器344。於此實施例，IQME處理器500係以射頻鏡像抑制中常使用的雙正交混波器為基礎。一雙正交混波器通常包含四個混波器和兩個加法器，並將兩正交信號混波，以產生一正交輸出信號。除此之外，IQME處理器500另外包含兩個加法器(在數位實施例中為兩個複數加法程序)。一雙正交混波器包含混波器505a~505d與加法器510a、510c，其正交輸出信號可表示為U(t)=[IS(t)IR(t)+QS(t)QR(t)]+j[IS(t)QR(t)-QS(t)IR(t)]。信號U(t)之實部為信號512a，虛部為信號512c。 另一雙正交混波器包含混波器505a~505d與加法器510b、510d，其正交輸出信號可表示為L(t)=[IS(t)IR(t)-QS(t)QR(t)]+j[IS(t)QR(t)+QS(t)IR(t)]。信號L(t)之實部為信號512b，虛部為信號512d。須說明的是，若IS(t)+jQS(t)與IS(t)-jQS(t)互為共軛，信號U(t)可被轉換為信號L(t)。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可藉助對於射頻鏡像抑制混波器的認識來理解，本實施例中的IR(t)+jQR(t)為接收端收到的信號，IS(t)+jQS(t)為接收端本地振盪信號(例如)，而IS(t)-jQS(t)為接收端本地振盪信號之共軛(例如)。 因此，雙正交混波器的輸出信號U(t)係對應於接收端收到的信號之一側頻帶，例如較高側頻帶。信號L(t)則是對應於接收端收到的信號之另一側頻帶，例如較低側頻帶。在以下說明中，上述兩正交輸出通道被視為對應一目標側頻帶與一鏡像側頻帶。目標側頻帶係指包含原始信號(例如測試信號x S (n))頻譜中之頻率的側頻帶。鏡像側頻帶係指包含原始信號鏡像頻譜中之頻率的側頻帶。
IQME處理器500被實現為一數位等效實施例時，該雙正交混波器架構可為一信號比較器。如本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知，當兩個具有相近頻率的信號被輸入混波器，混波器的輸出為一直流信號，且該直流信號的大小與兩輸入信號間的相位差異有關。在數位信號處理領域中，IQME處理器500也以相似的方式運作。由於接收器基頻信號y R (t)和測試信號x S (t)具有相同的頻率，將這兩個信號混波可得出其振幅及相位差異。IQME處理器500在目標側頻帶通道530、鏡像側頻帶通道535產生的信號即可表示出這些差異。
再次參閱圖三，通訊裝置300包含一鎖相迴路振盪器305，用以產生傳送端本地振盪信號307以及量測用接收端本地振盪信號309。量測電路330可包含一相位移動器342，用以調整該量測用接收端本地振盪信號309，使振盪信號309與振盪信號307存在相位差。於另一實施例中，相位移動器可被設置在通向接收器電路的迴授線路中，以直接將相位偏移施加於射頻信號。相位移動器342所產生之額外的相位偏移會使方程式(6)中的傳送器輸出信號變為： 將方程式(15)帶入方程式(13)並重新排列項次後，輸入基頻信號y BB (t)可被改寫為： 如方程式(16)所示，在接收器信號y BB (t)中，相位偏移可被模型化為複數值(complex)權重，使該等綜合失衡特性值在複數平面中旋轉。為便於說明，權重為的綜合失衡特性值以下稱為旋轉後綜合失衡特性值，而權 重為的綜合失衡特性值以下稱為逆旋轉後綜合失衡特性值。
若提供方程式(16)中的測試信號x S (n)做為基頻輸入信號，經過類比-數位轉換後的數位輸入基頻信號y R (n)為：
如上所述，IQME處理器500具有兩個輸出通道530、535，各自對應於一個側頻帶。基於前述側頻帶處理，做為信號比較器的IQME處理器500於目標側頻帶通道530產生之信號為： 其頻譜為圖四中的頻譜440。IQME處理器500於鏡像側頻帶通道535產生之信號為： 其頻譜為圖四中的頻譜450。利用積分器515a~515d進行長度為測試信號x S (n)之整數個週期的積分，輸出信號中的非直流成分會被移除。
於校正程序中，相位移動器342可首先產生一相位偏移；相對應之信號比較器的輸出被儲存在暫存器520a、520b中，亦即： 其中b 1為IQME處理器500之目標側頻帶通道530的輸出，b 2為鏡像側頻 帶通道535的輸出。隨後，相位移動器342可提供另一相位偏移。對應於相位偏移的另一組量測之結果被儲存至暫存器520c、520d，亦即： 其中b 3為IQME處理器500之目標側頻帶通道530(繪示為530′)的輸出，b 4為鏡像側頻帶通道535(繪示為535′)的輸出。該等複數數值b 1~b 4以下稱為差異信號量測，用以表示接收器信號y R (t)和測試信號x S (t)間的特性差異。相位偏移和可任意選擇。於一實施例中，該等相位偏移被設定為令=。此外，須說明的是，亦可採用不同於複數混合的技術來產生差異信號量測b 1~b 4，包含交互相關(correlation)技術和適性(adaptive)技術。
方程式(20)~(23)為包含四個未知數的四個方程式。該等未知數能透過線性代數被解出。舉例而言，可用矩陣表示方程式(20)~(23)： 或PK=B。
本發明提出的技術能根據不超過兩次相位偏移得到的差異量測便計算出所有綜合失衡特性值。方程式(24)的解為： 或K=ZB，其中Z=P-1，Z A 和Z B 為由相位偏移、定義的複數。產生轉換矩陣Z後便能得到該等綜合失衡特性值的數值。利用方程式(25)，傳送 器和接收器的IQMC資料可根據轉換矩陣Z所指出的綜合失衡特性值來決定。舉例而言，K中的元素可被選擇為使該等綜合失衡特性值與傳送器或接收端本地振盪器失衡的相依性被移除。根據下列方程式可計算出傳送端本地振盪器之不匹配校正參數： 亦即鏡像側頻帶中之旋轉後綜合失衡特性值與參考綜合特性值的比例。相似地，根據下列方程式可計算出接收端本地振盪器之不匹配校正參數： 亦即鏡像側頻帶中之逆旋轉後綜合失衡特性值與參考綜合特性值之共軛複數的比例。
於另一實施例中，相位偏移和被預先選定。在這個情況下，轉換矩陣Z可被預先計算並於記憶體370中儲存為量測參數376。因此，一旦產生了差異量測b 1~b 4，便可得到矩陣K中的綜合失衡特性值。
校正參數374的T IQMC 和R IQMC 可被儲存並提供至相對應的傳送器電路310或量測接收器332，以補償各電路中的增益和相位失衡。本發明的範疇並不限定於特定校正技術。於另一實施例中，兩校正參數皆被施於相對應的數位基頻信號，例如令： 其中(n)為預先校正後的輸入信號，將會被升頻轉換為信號x RF (t)並進行傳送。(n)為x BB (n)之共軛複數。相似地，在接收器中： 其中(n)為自信號x RF (t)降頻轉換而來、將被校正的接收器基頻信號。(n)為y BB (n)的共軛複數。
於另一實施例中，量測電路330為通訊裝置300中的一個固定電路。在這個情況下，進行同相/正交失衡校正便不需要外部設備。此外，於另一實施例中，可利用本發明提供的技術僅校正傳送端本地振盪器。在這個情況下，不需要計算接收器(例如量測接收器332)的IQMC資料。
圖六係繪示本發明之一實施例中的校正程序600之流程圖。步驟605為利用信號產生器346產生一測試信號。在步驟610中，測試信號x S (t)在傳送器310的信號處理路徑中被處理，並且升頻轉換至載波頻率f LO ，做為傳送器輸出信號x RF (t)自傳送器310發送出去。步驟615為選定第一相位偏移。步驟620為令相位移動器342將相位偏移引入傳送器輸出信號x RF (t)。該相位偏移後傳送器輸出信號被提供至量測接收器332(或接收器電路340)。步驟625為於接收器處理路徑處理該相位偏移後傳送器輸出信號。此外，該相位偏移後傳送器輸出信號被降頻轉換為基頻接收器信號y R ( t )。可由IQME處理器344執行的步驟630為比較基頻接收器信號y R (t)和測試信號x S (t)，其量測結果為兩信號間在目標側頻帶和鏡像側頻帶的振幅/相位差異。該量測結果被儲存，例如存放於暫存器520a~520d。步驟635為決定對應於兩次相位偏移的量測是否都已完成。若否，步驟640將選定第二相位偏移，且自步驟620開始的另一組量測將被進行。若步驟635的判斷結果為是，步驟645將被執行，以開始估計IQMC資料。
在步驟645中，該等差異量測結果、綜合失衡特性值和該等相位偏移的關係被列為方程式，例如矩陣方程式(24)。步驟650為解開矩陣方程式(24)，例如透過矩陣方程式(25)，藉此決定該等綜合失衡特性值。步驟655為計算該等綜合失衡特性值的比例。步驟660為於記憶體370中的校正參數儲存位置374將這些比例儲存為校正參數T IQMC 、R IQMC 。
圖七係繪示根據本發明之一電路設計及製作程序700。本發明之某些實施例中的功能性元件之製作、傳遞、銷售型態可為儲存於非暫態電腦可讀取媒體中的處理器指令。舉例而言，此類電腦可讀取媒體(未繪示) 中的處理器指令703被提供至電路製作程序700。被電子設計自動化(electronic design automation,EDA)介面處理器705執行後，本發明之實施例的圖樣化表示，例如透過一顯示裝置(未繪示)，可被呈現給使用者瀏覽。 透過EDA介面處理器705，電路設計者可將本發明整合進更大的電路中。 在電路設計完成後，另一載有處理器指令710(例如硬體描述語言)的非暫態電腦可讀取媒體(未繪示)可被提供至一設計資料實現處理器715。設計資料實現處理器715可利用有形的集成電路將指令710轉換為另一組處理器指令720。處理器指令720可被電路製作系統725執行，產生用以建立元件及連線之遮罩圖樣資訊、元件設置位置資訊、包裝資訊等各種於製作電路產品730過程中需要的資料。處理器指令720還可包含銑床操作指令和佈線操作指令。須說明的是，處理器指令720的形式無關於電路730的實體類型。
處理器指令703、710和720可被編碼並儲存於非暫態電腦可讀取媒體內，並且不受限於處理平台的類型，亦不受限於將該等處理器指令存入電腦可讀取媒體的編碼方式。
須說明的是，上述電腦可讀取媒體可為任何一種非暫態媒體，儲存有能被處理器讀取、解碼並執行的指令703、710、720和用以實現圖六所示之程序600的處理器指令。非暫態媒體包含電子、磁性及光學儲存裝置。非暫態電腦可讀取媒體包含但不限於：唯讀記憶體(ROM)、隨機存取記憶體(RAM)和其他電子儲存裝置、CD-ROM、DVD和其他光學儲存裝置、磁帶、軟碟、硬碟及其他磁性儲存裝置。該等處理器指令可利用各種程式語言實現本發明。
藉由以上較佳具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。
600‧‧‧校正程序
605~660‧‧‧流程步驟

Claims (10)

  1. 一種為一射頻通訊裝置產生一本地振盪同相/正交失衡校正資料之方法，該射頻通訊裝置包含一接收器及一傳送器，該方法包含：於該接收器產生一基頻接收器信號，該基頻接收器信號係根據該傳送器送出之一射頻傳送器輸出信號所產生，該射頻傳送器輸出信號係該傳送器根據一已知基頻測試信號所產生；產生複數個差異信號，其係供指出該基頻接收器信號與該已知基頻測試信號於多個頻段之一特徵差異，該特徵差異係受該射頻傳送器輸出信號被施以的一相位偏移所影響；當該射頻傳送器輸出信號被施以不超過兩次預先決定之任意相位偏移，針對該複數個差異信號，產生一組差異信號量測值；由該組差異信號量測值計算得出複數個綜合失衡特性值，其中該複數個綜合失衡特性值可視為受到來自於該傳送器與該接收器各自受到之本地振盪同相/正交失衡的影響而在該基頻接收器信號中各自造成的複數個信號處理偏失，該複數個信號處理偏失係經過該傳送器與該接收器的一綜合信號處理；以及根據該複數個綜合失衡特性值決定該本地振盪同相/正交失衡校正資料，該本地振盪同相/正交失衡校正資料係用以將該傳送器的該本地振盪同相/正交失衡自該接收器的本地振盪同相/正交失衡區別出來；其中計算該複數個綜合失衡特性值包含：產生包含多個複數值(complex)權重之一轉換矩陣，該多個複數值權重係根據該複數個差異信號間之一已知關係、該複數個綜合失衡特性值，以及該一個或兩個相位偏移所產生；以及根據該已知關係將該轉換矩陣施於該組差異信號量測值之一向量，以計算該複數個綜合失衡特性值； 其中產生該轉換矩陣包含：決定一矩陣之反矩陣，其中該矩陣填有該多個複數值權重，該多個複數值權重與施於該射頻傳送器輸出信號之該等相位偏移相關，該矩陣中被填入該多個複數權重的方式係根據定義該已知關係之一組方程式；以及儲存該反矩陣做為該轉換矩陣；其中產生該組差異信號量測包含：分別針對該射頻傳送器輸出信號中之該兩任意相位偏移，量測一信號，該信號反映出該基頻接收器信號與該已知基頻測試信號於一目標側頻帶及一鏡像側頻帶各自之一相位/振幅差異；以及儲存反映該受量測信號之數值，做為該組差異信號量測；其中計算該複數個綜合失衡特性值包含：自該複數個綜合失衡特性值選擇一綜合失衡特性值，做為一參考綜合失衡特性值，其中當該傳送器及該接收器不存在本地振盪同相/正交失衡時，該參考綜合失衡特性值之增益為一、相位為零；計算該複數個綜合失衡特性值與該參考綜合失衡特性值間之至少一比例；以及儲存該比例，做為該本地振盪同相/正交失衡校正資料。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中計算該比例包含：針對該傳送器之一本地振盪同相/正交失衡校正資料，將該鏡像側頻帶之一旋轉後綜合失衡特性值除以該相位偏移以及該參考綜合失衡特性值，以計算該比例。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之方法，其中計算該比例進一步包含：針對該接收器之一本地振盪同相/正交失衡校正資料，將該鏡像側頻 帶之一逆旋轉後綜合失衡特性值除以該相位偏移以及該參考綜合失衡特性值，以計算該比例。
  4. 一種通訊裝置，包含：一傳送器，用以傳送根據一基頻信號產生之複數個射頻信號，該傳送器包含一傳送器本地振盪器，用以將該基頻信號升頻轉換為具有一載波頻率；一接收器，用以接收具有該載波頻率之該等射頻信號，並據此產生複數個重建信號，該接收器包含一接收器本地振盪器，用以將被接收之該等射頻信號降頻轉換為具有一基頻頻率；一測試信號產生器，用以產生並提供一已知基頻測試信號至該傳送器，做為該基頻信號；一介面，用以將該傳送器根據該已知基頻測試信號產生之一射頻傳送器輸出信號提供至該接收器；一相位移動器，用以回應指出一任意相位偏移之一信號，將該相位偏移施於該射頻傳送器輸出信號；一量測電路，用以量測一差異信號，指出該已知基頻測試信號與該接收器降頻轉換產生之一基頻接收器信號間之一特徵差異；以及一處理器，用以：產生複數個信號，分別指出一組預先決定之任意相位偏移中各相位偏移，並將該複數個信號提供至該相位移動器；當該射頻傳送器輸出信號被施以不超過兩次預先決定之任意相位偏移時，每當該射頻傳送器輸出信號被施以相位偏移，自該量測電路取得一組差異信號量測值；由該組差異信號量測值計算得出複數個綜合失衡特性值，其中該複數個綜合失衡特性值可視為受到來自於該傳送器與該接收器各自受到之本地振盪同相/正交失衡的影響而在該基頻接收器信號中 各自造成的複數個信號處理偏失，該複數個信號處理偏失係經過該傳送器與該接收器的一綜合信號處理；以及根據該複數個綜合失衡特性值決定一本地振盪同相/正交失衡校正資料，該本地振盪同相/正交失衡校正資料係用以將該傳送器的該本地振盪同相/正交失衡自該接收器的本地振盪同相/正交失衡區別出來；其中該量測電路包含：一信號比較器，用以產生一信號，分別針對該射頻傳送器輸出信號中之該兩任意相位偏移，指出該基頻接收器信號與該已知基頻測試信號於一目標側頻帶及一鏡像側頻帶各自之一相位/振幅差異；以及一記憶體，用以儲存反映該受量測信號之數值，做為該組差異信號量測；其中該處理器被進一步用以：計算該鏡像側頻帶之一旋轉後綜合失衡特性值相對於一參考綜合失衡特性值之一比例，其中當該傳送器及該接收器不存在本地振盪同相/正交失衡時，該參考綜合失衡特性值之增益為一、相位為零；以及儲存該比例，做為一傳送器本地振盪同相/正交失衡校正資料。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之通訊裝置，其中該處理器被進一步用以：產生包含多個複數值權重之一轉換矩陣，該多個複數值權重係根據該複數個差異信號間之一已知關係、該複數個綜合失衡特性值，以及該一個或兩個相位偏移所產生；以及根據該已知關係將該轉換矩陣施於該組差異信號量測值之一向量，以計算該複數個綜合失衡特性值。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之通訊裝置，其中該處理器被進一步用以： 決定一矩陣之反矩陣，其中該矩陣填有該多個複數值權重，該多個複數值權重與施於該射頻傳送器輸出信號之該等相位偏移相關，該矩陣中被填入該多個複數權重的方式係根據定義該已知關係之一組方程式；以及儲存該反矩陣做為該轉換矩陣。
  7. 如申請專利範圍第4項所述之通訊裝置，其中該處理器被進一步用以：計算該鏡像側頻帶之一逆旋轉後綜合失衡特性值相對於該相位偏移以及該參考綜合失衡特性值之一比例；以及儲存該比例，做為一接收器本地振盪同相/正交失衡校正資料。
  8. 一種非暫態電腦可讀取儲存媒體，其中儲存有能由一處理器讀取並執行之一程式碼，該程式碼被該處理器執行時驅動該處理器：於一傳送器中，根據一已知基頻測試信號產生一射頻傳送器輸出信號；於一接收器中，根據該射頻傳送器輸出信號產生一基頻接收器信號；產生複數個差異信號，以指出該基頻接收器信號與該已知基頻測試信號於多個頻段之一特徵差異，該特徵差異係受該射頻傳送器輸出信號被施以的一相位偏移所影響；當該射頻傳送器輸出信號被施以不超過兩次預先決定之任意相位偏移時，針對該複數個差異信號，產生一組差異信號量測值；由該組差異信號量測值計算得出複數個綜合失衡特性值，其中該複數個綜合失衡特性值可視為受到來自於該傳送器與該接收器各自受到之本地振盪同相/正交失衡的影響而在該基頻接收器信號中各自造成的複數個信號處理偏失，該複數個信號處理偏失係經過該傳送器與該接收器的一綜合信號處理；以及根據該複數個綜合失衡特性值決定一本地振盪同相/正交失衡校正資料，該本地振盪同相/正交失衡校正資料係用以將該傳送器的該本 地振盪同相/正交失衡自該接收器的本地振盪同相/正交失衡區別出來；其中該等處理器指令包含一處理器指令，用以控制該處理器：產生包含多個複數值權重之一轉換矩陣，該多個複數值權重係根據該複數個差異信號間之一已知關係、該複數個綜合失衡特性值，以及該一個或兩個相位偏移所產生；根據該已知關係將該轉換矩陣施於該組差異信號量測值之一向量，以計算該複數個綜合失衡特性值；決定一矩陣之反矩陣，其中該矩陣填有該多個複數值權重，該多個複數值權重與施於該射頻傳送器輸出信號之該等相位偏移相關，該矩陣中被填入該多個複數權重的方式係根據定義該已知關係之一組方程式；儲存該反矩陣做為該轉換矩陣；分別針對該射頻傳送器輸出信號中之該兩任意相位偏移，量測一信號，該信號反映出該基頻接收器信號與該已知基頻測試信號於一目標側頻帶及一鏡像側頻帶各自之一相位/振幅差異；儲存反映該受量測信號之數值，做為該組差異信號量測；自該複數個綜合失衡特性值選擇一綜合失衡特性值，做為一參考綜合失衡特性值，其中當該傳送器及該接收器不存在本地振盪同相/正交失衡時，該參考綜合失衡特性值之增益為一、相位為零；計算該複數個綜合失衡特性值與該參考綜合失衡特性值間之至少一比例；以及儲存該比例，做為該本地振盪同相/正交失衡校正資料。
  9. 如申請專利範圍第6項所述之非暫態電腦可讀取媒體，其中該等處理器指令包含一處理器指令，用以控制該處理器： 針對該傳送器之該本地振盪同相/正交失衡校正資料，將該鏡像側頻帶之一旋轉後綜合失衡特性值除以該相位偏移以及該參考綜合失衡特性值，以計算該比例。
  10. 如申請專利範圍第7項所述之非暫態電腦可讀取媒體，其中該等處理器指令包含一處理器指令，用以控制該處理器：針對該接收器之該本地振盪同相/正交失衡校正資料，將該鏡像側頻帶之一逆旋轉後綜合失衡特性值除以該相位偏移以及該參考綜合失衡特性值，以計算該比例。
TW103114508A 2013-04-24 2014-04-22 一種通訊裝置，爲其產生同相／正交失衡校正資料之方法以及相關之非暫態電腦可讀取儲存媒體 TWI530134B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/869,166 US9025645B2 (en) 2013-04-24 2013-04-24 Transceiver IQ calibration system and associated method

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201442471A TW201442471A (zh) 2014-11-01
TWI530134B true TWI530134B (zh) 2016-04-11

Family

ID=51770450

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW103114508A TWI530134B (zh) 2013-04-24 2014-04-22 一種通訊裝置，爲其產生同相／正交失衡校正資料之方法以及相關之非暫態電腦可讀取儲存媒體

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9025645B2 (zh)
CN (1) CN104125182B (zh)
TW (1) TWI530134B (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI660593B (zh) * 2017-12-06 2019-05-21 瑞昱半導體股份有限公司 訊號發送裝置、偵測電路與其訊號偵測方法
US11038740B2 (en) 2019-10-22 2021-06-15 National Chiao Tung University Communication system

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9641317B2 (en) * 2014-08-01 2017-05-02 Texas Instruments Incorporated Phase rotator for compensating transceiver impairments
WO2017024522A1 (en) * 2015-08-11 2017-02-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Homodyne receiver calibration
WO2017034959A1 (en) 2015-08-21 2017-03-02 Viasat, Inc. Method and system in which a remote module assists in counteracting i/q imbalance and/or dc offset errors
TWI619355B (zh) 2016-06-28 2018-03-21 瑞昱半導體股份有限公司 可依據外部振盪信號進行同相/正交相不匹配校正的接收電路
US10958217B2 (en) * 2017-12-14 2021-03-23 U-Blox Ag Methods, circuits, and apparatus for calibrating an in-phase and quadrature imbalance
EP3557769A1 (en) * 2018-04-18 2019-10-23 Sivers Ima AB A radio frequency transceiver
US10484108B1 (en) 2018-06-13 2019-11-19 Futurewei Technologies, Inc. Transmitter image calibration using phase shift estimation
TWI717864B (zh) 2019-10-16 2021-02-01 國立交通大學 用於無線接收機之基頻系統及其基頻信號處理方法
US11323302B2 (en) * 2020-03-06 2022-05-03 Huawei Technologies Co., Ltd. Detection and mitigation of oscillator phase hit
CN111490959B (zh) * 2020-04-03 2020-12-01 北京力通通信有限公司 宽带多通道射频收发机iq失衡校正方法、装置及电路
EP3955011B1 (en) * 2020-08-10 2024-01-31 Nxp B.V. Phase shift and gain measurement apparatus
CN112491648B (zh) * 2020-11-17 2022-03-08 重庆美沣秦安汽车驱动系统有限公司 一种基于can通信矩阵的汽车通信数据转换方法及存储介质
CN115037583B (zh) * 2021-03-05 2024-04-09 瑞昱半导体股份有限公司 具有同相正交相校正功能的无线收发器

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6891440B2 (en) * 2000-10-02 2005-05-10 A. Michael Straub Quadrature oscillator with phase error correction
TWI318526B (en) * 2006-02-10 2009-12-11 Realtek Semiconductor Corp Quadrature modulation transceiver and parameter estimating method thereof for iq imbalance calibration
US8478222B2 (en) * 2007-01-05 2013-07-02 Qualcomm Incorporated I/Q calibration for walking-IF architectures
US8711905B2 (en) * 2010-05-27 2014-04-29 Intel Corporation Calibration of quadrature imbalances using wideband signals

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI660593B (zh) * 2017-12-06 2019-05-21 瑞昱半導體股份有限公司 訊號發送裝置、偵測電路與其訊號偵測方法
US10587436B2 (en) 2017-12-06 2020-03-10 Realtek Semiconductor Corporation Signal transmitter device, detection circuit, and signal detection method thereof
US11038740B2 (en) 2019-10-22 2021-06-15 National Chiao Tung University Communication system

Also Published As

Publication number Publication date
CN104125182B (zh) 2017-06-23
TW201442471A (zh) 2014-11-01
US20140321516A1 (en) 2014-10-30
CN104125182A (zh) 2014-10-29
US9025645B2 (en) 2015-05-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI530134B (zh) 一種通訊裝置，爲其產生同相／正交失衡校正資料之方法以及相關之非暫態電腦可讀取儲存媒體
KR101076970B1 (ko) 고속 동위상 및 직교위상 불균형 교정
US9749172B2 (en) Calibration method and calibration apparatus for calibrating mismatch between first signal path and second signal path of transmitter/receiver
KR101770284B1 (ko) I/q 변조 송수신기에서 신호 왜곡을 줄이기 위한 디바이스 및 방법
TWI551038B (zh) 用於振幅調變至相位調變失真補償之裝置及方法
TWI487296B (zh) 利用三次量測達成直接升頻轉換傳送器之快速本地振盪洩漏校正
US9874640B2 (en) Automated methods for suppression of spurious signals
US20150349900A1 (en) Wideband calibration method and wideband calibration apparatus for calibrating mismatch between first signal path and second signal path of transmitter/receiver
US8831076B2 (en) Transceiver IQ calibration system and associated method
US10374643B2 (en) Transmitter with compensating mechanism of pulling effect
TWI385913B (zh) 接收器與無線訊號接收方法
CN107547458B (zh) Iq调制中镜像抑制参数的设置方法、装置及射频拉远单元
US20040202236A1 (en) Estimating gain and phase imbalance in upconverting transmitters
US10230408B2 (en) Measurement receiver harmonic distortion cancellation
US10666491B2 (en) Signal imbalance detection systems and methods
CN108028671A (zh) 用于极性相位失真校准的射频系统和方法
US8913693B2 (en) Quadrature modulator balancing system
Probst Automated health state monitoring of a productive development and regression test system for RF systems/submitted by Florian Probst, BSc
WO2022020278A1 (en) Determining lo leakage and quadrature error parameters of an rf front end
CN115882970A (zh) 一种接收iq不平衡校正方法及系统
Stormyrbakken Automatic compensation for inaccuracies in quadrature mixers

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees