TWI385913B - 接收器與無線訊號接收方法 - Google Patents

Description

接收器與無線訊號接收方法

本發明係有關係無線通訊技術，尤其是有關於接收器中的I/Q失衡校準技術。

第1圖係為習知的接收器100。該接收器100係基於Weaver架構而設計，其中主要包含一射頻模組110和一中頻模組120。該射頻模組110接收射頻訊號RF並將之降頻為中頻訊號IF，而該中頻模組120將該中頻訊號IF再降頻為基頻訊號LF。其中訊號的路徑又分為同相(I-path)和正交(Q-path)兩路。舉例來說，在射頻模組110中，一第一鎖相迴路PLL1提供具有第一振盪頻率LO1的振盪訊號LO1I和LO1Q。而第一混波器102a和第二混波器102b各別將該振盪訊號LO1I和LO1Q與射頻訊號RF相乘。所得到的複合訊號，經過第一低通濾波器104a和第二低通濾波器104b之後，便產生中頻訊號IF，包含同相中頻訊號I₁ 和正交中頻訊號Q₁ 。在中頻模組120中，第二鎖相迴路PLL2提供具有第二振盪頻率LO2的振盪訊號LO2I和LO2Q至第三混波器106a和第四混波器106b。而同相和正交中頻訊號I₁ 和Q₁ 各別由第三混波器106a和第四混波器106b混波之後，所得的同相和正交基頻訊號I₂ 和Q₂ 在加法器108中相加，即得輸出結果中頻訊號IF。

接收器100的架構主要目的是為了在降頻過程中排除鏡頻(Image Rejection)。理想上當同相路徑和正交路徑的電路完美匹配時，可以產生極佳的鏡頻排除校果。一般所謂的效能指標Image Rejection Ratio(IRR)越高，就代表鏡頻排除效果越好。在實際的電路製造上，由於種種不完美的因素影響，同相路徑和正交路徑之間通常存在有振幅誤差、增益誤差以及相位誤差，統稱為I/Q失衡。這些I/Q失衡效應會使得鏡頻排除的效果大打折扣。一般電路的增益誤差大約介於+-10%之間，相位誤差大約介於+-5%之間。為了改良I/Q失衡所造成的效能損失，習知的做法是使用額外的I/Q校準電路，來偵測同相路徑和正交路徑之間的誤差值，並給予對應的補償值。舉例來說，較常見的誤差偵測與補償方式大多採用適應性架構(adaptive)，優點是可以排除所有影響I/Q失衡的圍素，也具備較大的電路設計彈性。然而適應性架構需要較長的訓練時間才能顯現出補償的效果。此外，為了偵測誤差，往往需要額外的電路來產生測試訊號#CAL。而測試訊號#CAL本身的訊噪比(SNR)要求一般都很高，所以會需要額外的成本來提升其品質。

下列實施例具體的說明如何以較佳的方式實現本發明。實施例僅供說明一般應用的方式，而非用以限縮本發明的範圍。實際範圍以申請專利範圍所列為準。

本發明的實施例包含一種接收器，用以接收一射頻訊號並產生一基頻訊號。其中包含一射頻模組，可接收一射頻訊號並以一第一振盪頻率進行降頻以產生一中頻訊號，以及一中頻模組，接收該中頻訊號並以一第二振盪頻率降頻，以產生該基頻訊號。此外，尚有一校準模組，以一第三振盪頻率對該中頻訊號進行混波與累加運算以偵測一I/Q失衡，並據以產生一調整訊號，用以調整該I/Q失衡。其中該第三振盪頻率係為該第二振盪頻率的至少二倍，例如十六倍。該接收器中可進一步包含一測試產生器。在校準模式時，該測試產生器傳送一測試訊號至該射頻模組以模擬該射頻訊號，該測試訊號具有一頻率以及一振幅。

該射頻模組包含一第一鎖相迴路，用以產生具有該第一振盪頻率的一第一同相振盪訊號和一第一正交振盪訊號。一第一混波器以該第一同相振盪訊號將該測試訊號混波，一第一低通濾波器將該第一混波器的混波結果過濾以輸出一同相中頻訊號。一第二混波器以該第一正交振盪訊號將該測試訊號混波，而第二低通濾波器將該第二混波器的混波結果過濾，以輸出一正交中頻訊號。

在該中頻模組中，一第二鎖相迴路產生具有該第二振盪頻率的一第二同相振盪訊號和一第二正交振盪訊號。一第三混波器以該第二同相振盪訊號將該同相中頻訊號混波，以產生一同相基頻訊號。一第四混波器以該第二正交振盪訊號將該正交中頻訊號混波，以產生一正交基頻訊號。一補償器接收該同相基頻訊號和該正交基頻訊號，並根據該調整訊號校正該I/Q失衡，而藉此輸出該基頻訊號。

在該校準模組中，第一和第二數位轉換器各別將該同相和正交中頻訊號轉換為同相和正交數位訊號。接著一複混波器以一第三振盪頻率對該同相數位訊號和該正交數位訊號進行混波以求出一相對增益差和一相對相位差。最後由一統計模組對該相對增益差和該相對相位差進行累加運算以求出一絕對增益差和一絕對相位差。

該補償器接收該同相基頻訊號，該正交基頻訊號，該絕對增益差和該絕對相位差，依據下式求出一同相補償結果和一正交補償結果：

I’₂ =I₂ /(1+ε)

Q’₂ =-I₂ ‧tan Θ/(1+ε)+Q₂ /cos Θ

其中ε即為該絕對增益差，I₂ 為該同相基頻訊號，I’₂ 為該同相補償結果，而Q’₂ 即為該正交補償結果。該補償器中尚包含一加法器，可將該同相補償結果和該正交補償結果相加而產生該基頻訊號。

該複混波器包含一第一乘法器，以具有該第三振盪頻率的一第三同相振盪訊號將該同相數位訊號混波，以及一第二乘法器，以具有該第三振盪頻率的一第三正交振盪訊號將該正交數位訊號混波。一第一加法器將該第一乘法器和該第二乘法器的混波結果相加，而一第三乘法器將該第一加法器的相加結果與該同相數位訊號相乘，以產生該相對增益差。

在該統計模組中，一第一累加器累加一時間週期之內產生的所有相對增益差，其中該時間週期與該測試訊號的頻率有關。一第一正規器根據該測試訊號的振幅將該第一累加器的累加結果進行正規化。一第一刻度器根據該第三振盪頻率和該第二振盪頻率的倍率調整該第一正規器的正規化結果，以產生該絕對增益差。

同樣的，為了處理相位差，該校準模組進一步包含一第四乘法器，以該第三同相振盪訊號將該正交中頻訊號混波，一第五乘法器，將該第三正交振盪訊號將該同相中頻訊號混波，一第二加法器，將該第四乘法器和該第五乘法器的混波結果相加，以及一第六乘法器，將該第二加法器的相加結果與該同相數位訊號相乘，以產生一相對相位差。而對應地，該統計模組包含一第二累加器，累加一時間週期之內產生的所有相對相位差，其中該時間週期與該測試訊號的頻率有關。一第二正規器根據該測試訊號的振幅將該第二累加器的累加結果進行正規化。一第二刻度器，根據該第三振盪頻率和該第二振盪頻率的倍率調整該第二正規器的正規化結果，以產生該絕對相位差。

本發明另提出一實施例說明基於上述接收器所實作的無線訊號接收方法。雖然本發明以較佳實施例說明如上，但可以理解的是本發明的範圍未必如此限定。相對的，任何基於相同精神或對習知技術者為顯而易見的改良皆在本發明涵蓋範圍內。因此專利要求範圍必須以最廣義的方式解讀。

第2圖係為本發明實施例之一的接收器200。在接收器200中，除了已知的射頻模組110和中頻模組120之外，另添加了一測試產生器210，一校準模組220和一補償器230。其中補償器230係改良第1圖中的加法器108而得。接收器200的運作分為兩個模式，一個是校準模式，一個是正常模式。測試產生器210和校準模組220係運作於校準模式，而補償器230與射頻模組110和中頻模組120共同運作於正常模式。在校準模式中，測試產生器210發出一測試訊號#CAL，用以模擬該射頻訊號RF，使射頻模組110對其進行降頻處理。該測試訊號#CAL基本上為已知的值，具有一已知頻率以及一已知振幅。而射頻模組110在接收該測試訊號#CAL之後產生中頻訊號IF，表示為同相中頻訊號I₁ 和正交中頻訊號Q₁ 。在本實施例中，該校準模組220耦接該射頻模組110，根據一第三鎖相迴路PLL3所提供的第三振盪頻率LO3對射頻模組110輸出的中頻訊號IF進行混波與累加運算以偵測同相路徑和正交路徑之間的I/Q失衡。偵測出I/Q失衡之後，校準模組220產生一調整訊號#ADJ，傳送給補償器230，使補償器230在正常模式下運作，根據該調整訊號#ADJ調整同相路徑和正交路徑之間的I/Q失衡，最後輸出校正後的基頻訊號LF。在第2圖中，校準模組220可以耦接在射頻模組110的輸出端，也可以是同相路徑和正交路徑上的其他節點。校準模組220採用了第三鎖相迴路PLL3所提供的第三振盪頻率LO3。而該第三振盪頻率LO3為第二振盪頻率LO2的至少兩倍以上。舉一較佳的例子，該第三振盪頻率LO3可以是第二振盪頻率LO2的十六倍。射頻訊號RF和中頻訊號IF的頻率關係則不受實施例限定，一般通訊應用皆可適用。第二振盪頻率LO2和第三振盪頻率LO3不一定要由兩個獨立的鎖相迴路產生，也可以採自同一鎖相迴路，以升頻的方式產生不同頻率。關於不同鎖相迴路的共用已有許多習知的細節。至於校準模組220和補償器230的詳細實作方式將於後段詳細。

第3圖係為第2圖中校準模組220的實施例。在同相路徑上，一第一數位轉換器308a耦接第2圖中的第一低通濾波器104a，將該同相中頻訊號I₁ 轉換為一同相數位訊號DI。在正交路徑上，一第二數位轉換器308b耦接第2圖中的第二低通濾波器104b，將正交中頻訊號Q₁ 轉換為一正交數位訊號DQ。接著，一複混波器310接收該第一數位轉換器308a和該第二數位轉換器308b所輸出的同相數位訊號DI和正交數位訊號DQ，以第三鎖相迴路PLL3所提供的第三振盪頻率LO3對該同相數位訊號DI和該正交數位訊號DQ進行混波以求出一相對增益差△ε和一相對相位差△Θ。第三振盪頻率LO3更具體地說，包含了第三同相振盪訊號LO3I和第三正交振盪訊號LO3Q，相位相差90度，各別用以供應對應的元件。至於同相和正交振震訊號的產生方式屬於習知技術，故不在本實施中說明。複混波器310求出相對增益差△ε和相對相位差△Θ後輸出至一統計模組320。該統計模組320則進一步對該相對增益差△ε和該相對相位差△Θ個別進行累加運算以求出確切的I/Q失衡。在本實施例中，I/Q失衡以絕對增益差ε和絕對相位差Θ為主要指標。

具體來說，複混波器310進行的是一種複數運算，可從同相中頻訊號I₁ 和Q₁ 中提取相對相位差△θ和相對增益差△ε。複混波器310中包含了四個乘法器302a，302b，302c和302d。乘法器302a以具有該第三振盪頻率LO3的一第三同相振盪訊號LO3I，將該同相數位訊號DI混波而產生一混波訊號II，乘法器302b以具有該第三振盪頻率LO3的一第三正交振盪訊號LO3Q，乘上該正交數位訊號DQ之後產生一混波訊號QQ。而乘法器302c和乘法器302d的運算則恰相反，乘法器302c以該第三同相振盪訊號LO3I將正交數位訊號DQ混波，產生一混波訊號QI，而乘法器302d藉第三正交振盪訊號LO3Q將該同相數位訊號DI混波，產生一混波訊號IQ。一第一加法器304a將乘法器302a和302b算出的混波訊號II和QQ相加後輸出至乘法器306a，而該乘法器306a將該第一加法器304a的輸出值與該同相數位訊號DI相乘，產生的結果即恰為相對增益差△ε。同樣地，一第二加法器304b將混波訊號QI與IQ相加，並輸出至乘法器306b與同相數位訊號DI相乘，便得到相對相位差△Θ。在本實施例中，相對增益差△ε和相對相位差△Θ中包含了同相中頻訊號I₁ 和Q₁ 混波後複合的成份，如LO3+(LO1-LO2)和LO3-(LO1-LO2)。做這些運算的目的是透過第三振盪頻率LO3升頻，使同相和正交中頻訊號I₁ 和Q₁ 的失衡情形以能量的形式毫不保留地送至統計模組320進行累加運算。

在統計模組320中，運算主要分為三步，即累加，振幅正規化以及時間正規化。乘法器306a輸出的相對增益差△ε被送至一第一累加器322a。該322a累加一時間週期之內產生的所有相對增益差△ε，其中該時間週期與該測試訊號#CAL的頻率有關。接著一第一正規器324a根據該測試訊號#CAL的振幅將該第一累加器322a的累加結果進行正規化。而第一刻度器326a耦接該第一正規器324a，根據該第三振盪頻率LO3和該第二振盪頻率LO2的倍率調整該第一正規器324a的正規化結果，使輸出的絕對增益差ε代表單位時間的一絕對值。同樣地，在運算絕對增益差ε時，一第二累加器322b累加一時間週期之內產生的所有相對相位差△Θ，其中該時間週期與該測試訊號#CAL的頻率有關。一第二正規器324b根據該測試訊號#CAL的振幅將該第二累加器322b的累加結果進行正規化，而一第二刻度器326b根據該第三振盪頻率L03和該第二振盪頻率L02的倍率調整該第二正規器324b的正規化結果，以產生單位時間的絕對相位差Θ。

第4圖係為第2圖中補償器230的實施例。在本實施例中，該補償器230所接收的調整訊號#ADJ，實際上就是第3圖中統計模組320所求出的一絕對增益差ε和一絕對相位差Θ。在第2圖中的中頻模組120中，第三混波器106a和第四混波器106b首先根據第二振盪訊號LO2I和LO2Q將同相和正交中頻訊號I₁ 和Q₁ 降頻為同相和正交基頻訊號I₂ 和Q₂ 。假設在理想狀態下，同相和正交基頻訊號的理想值可表示為：

I_ideal =Acos(wt+δ)　(1)

Q_ideal =Asin(wt+δ)　(2)

而具有相位誤差和增益誤差的同相和正交基頻訊號實際值表示為：

I_mismacth =A(1+ε)cos(wt+δ)　(3)

Q_mismacth =Asin(wt+δ+Θ)　(4)

根據第(1)到(3)式可以把第(4)式化簡：

Q_mismatch =Q_ideal cosΘ+I_ideal sinΘ　(5)

所以只要根據絕對增益差ε和Θ就能從第(3)和(4)式的I_mismatch 和Q_mismatch 估算出第(1)和(2)式的理想值。

I_ideal =I_mismatch /(1+ε)　(6)

Q_ideal =tanΘ‧I_mismatch /(1+ε)I+Q_mismatch /cosΘ　(7)

根據第(6)和第(7)式，補償器230可對該同相和正交基頻訊號I₂ 和Q₂ 進行下列補償動作，以求得一同相補償結果I’₂ 和正交補償結果Q’₂ ：

I’₂ =I₂ /(1+ε)　(8)

Q’₂ =(-I’₂ ‧sinΘ+Q₂ )/cosΘ　(9)

最後由該補償器230中的加法器108，將該同相補償結果I’₂ 和該正交補償結果Q’₂ 相加而產生基頻訊號LF。由於第(8)式和第(9)式為簡單的四則運算，僅需代入同相基頻訊號I₂ 、正交基頻訊號Q₂ 、絕對增益差ε和絕對相位差Θ，所以實際上的電路實作並不限定為任何形式。舉例來說，第4圖中可包含一第一運算單元402，用以根據同相基頻訊號I₂ 和絕對增益差ε計算同相補償結果I’₂ 。至於正交補償結果Q₂ 的計算，也可以由一第二運算單元404和一第三運算單元406來完成。其中第二運算單元404接收同相基頻訊號I₂ ，絕對增益差ε和絕對相位差Θ，算出-I₂ ‧tanΘ/(1+ε)的值，而第三運算單元406接收正交基頻訊號Q₂ 和絕對相位差Θ，算出正交基頻訊號Q₂ /cosΘ的值，再由一408將第二運算單元404和第三運算單元406的輸出相加，即得正交補償結果Q’2。基本上，加法器108所輸出的基頻訊號LF，即為校正後的最佳結果。

第5圖係為本發明之無線訊號接收方法的流程圖。接收器200啟動之後，在步驟502中進入校準模式，由一測試產生器210提供一測試訊號#CAL給射頻模組110進行降頻，產生同相和正交中頻訊號I₁ 和Q₁ 。該測試訊號#CAL具有一已知頻率以及一已知振幅，在射頻模組110中同相路徑和正交路徑的失衡情況會反應在同相和正交中頻訊號I₁ 和Q₁ 中。在步驟504中，由校準模組220中的複混波器310以一第三振盪頻率LO3對同相和正交中頻訊號I₁ 和Q₁ 進行複合混波運算，以計算出相對相位差△Θ和相對增益差△ε。接著在步驟506中，由統計模組320對相對相位差△Θ和相對增益差△ε進行一段時間的累加、振幅正規化和時間正規化運算，求得絕對增益差ε和絕對相位差Θ。接著在步驟508中進入正常模式，射頻模組110接收射頻訊號RF並以第一振盪頻率L01降頻該射頻訊號RF，在該I/Q通道的輸出端產生該中頻訊號IF。接著在步驟510中，由中頻模組120以第二振盪頻率LO2對該中頻訊號IF降頻而產生同相基頻訊號I₂ 和正交基頻訊號Q₂ 。在步驟512中，由補償器230根據校準模式求出的絕對增益差ε和絕對相位差Θ，補償中頻模組120產生的同相基頻訊號I₂ 和正交基頻訊號Q₂ ，最後產生I/Q平衡的基頻訊號LF。在本實施例中，第三振盪頻率LO3給定的值是第二振盪頻率LO2的十六倍，但基本上只要是大於二倍都能運作。接收器200不限定是採用Weaver架構，而量測I/Q失衡的校凖模組220也未必要耦接在射頻模組110的輸出端，可視接收器200的結構而定。校準模組220所產生的調整訊號#ADJ在本實施例中是數位的型式，但也可以透過習知的類比轉換器(DAC)，轉換成類比的型式以調整接收器200中類比電路的部份。換言之補償器230不限定是設計在中頻模組120之中的數位電路，也可以是設計在RF模組110之中的類比電路。接收器200可應用在廣泛的無線通訊領域，包含無線網路、行動電話甚或是藍芽通訊協定。

雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100,200．．．接收器

102a,102b,106a,106b．．．混波器

104a,104b．．．低通濾波器

108．．．加法器

110．．．射頻模組

120．．．中頻模組

210．．．測試產生器

220．．．校準模組

230．．．補償器

PLL1,PLL2,PLL3．．．鎖相迴路

310．．．複混波器

320．．．統計模組

302a,302b,302c,302d,306a,306b．．．乘法器

304a,304b．．．第一加法器，第二加法器

308a,308b．．．數位轉換器

322a,322b．．．累加器

324a,324b．．．第一正規器，第二正規器

326a,326b．．．第一刻度器，第二刻度器

402,404．．．第一運算單元，第二運算單元

406．．．第三運算單元

408．．．加法器

第1圖係為習知的接收器100；

第2圖係為本發明實施例之一的接收器200；

第3圖係為第2圖中校準模組220的實施例；

第4圖係為第2圖中補償器230的實施例；以及

第5圖係為本發明之無線訊號接收方法的流程圖。

200．．．接收器

102a,102b,106a,106b．．．混波器

104a,104b．．．低通濾波器

108．．．加法器

110．．．射頻模組

120．．．中頻模組

210．．．測試產生器

220．．．校準模組

230．．．補償器

PLL1,PLL2,PLL3．．．鎖相迴路

Claims (23)

1. 一種接收器，接收一射頻訊號並產生一基頻訊號，包含：一射頻模組，接收一射頻訊號並以一第一振盪頻率進行降頻，以產生一中頻訊號；一中頻模組，耦接該射頻模組，接收該中頻訊號並以一第二振盪頻率降頻，以產生該基頻訊號；以及一校準模組，耦接該射頻模組，以一第三振盪頻率對該中頻訊號進行運算以偵測一I/Q失衡，並據以產生一調整訊號，用以調整該I/Q失衡；其中，該第三振盪頻率係為該第二振盪頻率的一倍數，該倍數大於二。
2. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，其中：該第三振盪頻率係為該第二振盪頻率的一整數倍，該整數大於二。
3. 如申請專利範圍第2項所述之接收器，其中：該整數係為十六。
4. 如申請專利範圍第1項所述之接收器，更進一步包含一測試產生器，耦接該射頻模組的輸入端；其中在一校準模式時，該測試產生器傳送一測試訊號至該射頻模組以模擬該射頻訊號，該測試訊號具有一頻率以及一振幅。
5. 如申請專利範圍第4項所述之接收器，其中該射頻模組包含：一第一鎖相迴路，用以產生具有該第一振盪頻率的一第一同相振盪訊號和一第一正交振盪訊號；一第一混波器，耦接該第一鎖相迴路，以該第一同相振盪訊號將該測試訊號混波； 一第一低通濾波器，耦接該第一混波器，將該第一混波器的混波結果過濾，以輸出該中頻訊號的同相分量，一同相中頻訊號；一第二混波器，耦接該第一鎖相迴路，以該第一正交振盪訊號將該測試訊號混波；以及一第二低通濾波器，耦接該第二混波器，將該第二混波器的混波結果過濾，以輸出該中頻訊號的一正交中頻訊號。
6. 如申請專利範圍第5項所述之接收器，其中該中頻模組包含：一第二鎖相迴路，用以產生具有該第二振盪頻率的一第二同相振盪訊號和一第二正交振盪訊號；一第三混波器，耦接該第二鎖相迴路，以該第二同相振盪訊號將該同相中頻訊號混波，以產生一同相基頻訊號；一第四混波器，耦接該第二鎖相迴路，以該第二正交振盪訊號將該正交中頻訊號混波，以產生一正交基頻訊號；一補償器，耦接該第三混波器和該第四混波器，接收該同相基頻訊號和該正交基頻訊號，並根據該調整訊號校正該I/Q失衡，而藉此輸出該基頻訊號。
7. 如申請專利範圍第6項所述之接收器，其中該校準模組包含：一第一數位轉換器，耦接該第一低通濾波器，將該同相中頻訊號轉換為一同相數位訊號；一第二數位轉換器，耦接該第二低通濾波器，將該正 交中頻訊號轉換為一正交數位訊號；一複混波器，耦接該第一數位轉換器和該第二數位轉換器，以一第三振盪頻率對該同相數位訊號和該正交數位訊號進行混波以求出一相對增益差和一相對相位差；以及一統計模組，耦接該複混波器，對該相對增益差和該相對相位差進行累加運算以求出該I/Q失衡，包含一絕對增益差和一絕對相位差。
8. 如申請專利範圍第7項所述之接收器，其中該補償器接收該同相基頻訊號，該正交基頻訊號，該絕對增益差和該絕對相位差，依據下式求出一同相補償結果和一正交補償結果：I ^' ₂ =I₂ /(1+ε) Q ^' ₂ =-I₂ ．tanθ/(1+ε)+Q₂ /cosθ其中ε即為該絕對增益差，I₂ 為該同相基頻訊號，I ^' ₂ 為該同相補償結果，而Q ^' ₂ 即為該正交補償結果；以及該補償器中包含一加法器，將該同相補償結果和該正交補償結果相加而產生該基頻訊號。
9. 如申請專利範圍第7項所述之接收器，其中該複混波器包含：一第一乘法器，以具有該第三振盪頻率的一第三同相振盪訊號將該同相數位訊號混波；一第二乘法器，以具有該第三振盪頻率的一第三正交振盪訊號將該正交數位訊號混波；一第一加法器，將該第一乘法器和該第二乘法器的混波結果相加；以及一第三乘法器，將該第一加法器的相加結果與該同相 數位訊號相乘，以產生該相對增益差。
10. 如申請專利範圍第8項所述之接收器，其中該統計模組包含：一第一累加器，耦接該第三乘法器，累加一時間週期之內產生的所有相對增益差，其中該時間週期與該測試訊號的頻率有關；一第一正規器，耦接該第一累加器，根據該測試訊號的振幅將該第一累加器的累加結果進行正規化；以及一第一刻度器，耦接該第一正規器，根據該第三振盪頻率和該第二振盪頻率的倍率調整該第一正規器的正規化結果，以產生該絕對增益差。
11. 如申請專利範圍第7項所述之接收器，其中該校準模組進一步包含：一第四乘法器，以該第三同相振盪訊號將該正交中頻訊號混波；一第五乘法器，將該第三正交振盪訊號將該同相中頻訊號混波；一第二加法器，將該第四乘法器和該第五乘法器的混波結果相加；以及一第六乘法器，將該第二加法器的相加結果與該同相數位訊號相乘，以產生一相對相位差。
12. 如申請專利範圍第9項所述之接收器，其中該統計模組包含：一第二累加器，耦接該第六乘法器，累加一時間週期之內產生的所有相對相位差，其中該時間週期與該測試訊號的頻率有關； 一第二正規器，耦接該第二累加器，根據該測試訊號的振幅將該第二累加器的累加結果進行正規化；以及一第二刻度器，耦接該第二正規器，根據該第三振盪頻率和該第二振盪頻率的倍率調整該第二正規器的正規化結果，以產生該絕對相位差。
13. 一種無線訊號接收方法，用以接收一射頻訊號並透過一I/Q通道產生一基頻訊號，包含：在一校準模式：提供一測試訊號至該I/Q通道的輸入端，該測試訊號具有一頻率以及一振幅；以一第一振盪頻率降頻該測試訊號，在該I/Q通道的輸出端產生一中頻訊號；以及以一第三振盪頻率對該中頻訊號進行混波與累加運算以偵測一I/Q失衡；在一正常模式：接收該射頻訊號並以該第一振盪頻率降頻該射頻訊號，在該I/Q通道的輸出端產生該中頻訊號；以及以一第二振盪頻率降頻該中頻訊號，並校正該I/Q失衡以產生該基頻訊號；其中該第三振盪頻率係為該第二振盪頻率的一倍數，該倍數大於二。
14. 如申請專利範圍第13項所述之無線訊號接收方法，其中該第三振盪頻率係為該第二振盪頻率的一整數倍，該整數大於二。
15. 如申請專利範圍第14項所述之無線訊號接收方法，其中該整數係為十六。
16. 如申請專利範圍第13項所述之無線訊號接收方法，其中以第一振盪頻率降頻該測試訊號的步驟包含：提供具有該第一振盪頻率的一第一同相振盪訊號和一第一正交振盪訊號；將該第一同相振盪訊號和該測試訊號相乘之後進行低通過濾，以輸出該中頻訊號的一同相中頻訊號；以及將該第一正交振盪訊號和該測試訊號相乘之後進行低通過濾，以輸出該中頻訊號的一正交中頻訊號。
17. 如申請專利範圍第16項所述之無線訊號接收方法，其中以第二振盪頻率降頻該中頻訊號的步驟包含：提供具有該第二振盪頻率的一第二同相振盪訊號和一第二正交振盪訊號；將該第二同相振盪訊號和該同相中頻訊號相乘，以產生一同相基頻訊號；將該第二正交振盪訊號和該正交中頻訊號相乘，以產生一正交基頻訊號；將該I/Q失衡，該同相基頻訊號和該正交基頻訊號代入一校準運算，以輸出該基頻訊號。
18. 如申請專利範圍第17項所述之無線訊號接收方法，其中以該第三振盪頻率對該中頻訊號進行混波與累加運算以偵測一I/Q失衡的步驟包含：對該同相中頻訊號進行取樣，以產生一同相數位訊號；對該正交中頻訊號進行取樣，以產生一正交數位訊號；以該第三振盪頻率對該同相數位訊號和該正交數位 訊號進行一複數混波以求出一相對增益差和一相對相位差；以及對該相對增益差和該相對相位差進行累加運算以求出該I/Q失衡，包含一絕對增益差和一絕對相位差。
19. 如申請專利範圍第18項所述之無線訊號接收方法，其中該校準運算的步驟包含：接收該同相基頻訊號，該正交基頻訊號，該絕對增益差和該絕對相位差，依據下式求出一同相補償結果和一正交補償結果：I ^' ₂ =I₂ /(1+ε) Q ^' ₂ =-I₂ ．tanθ/(1+ε)+Q₂ /cosθ其中ε即為該絕對增益差，I₂ 為該同相基頻訊號，I ^' ₂ 為該同相補償結果，而Q ^' ₂ 即為該正交補償結果；以及將該同相補償結果和該正交補償結果相加而產生該基頻訊號。
20. 如申請專利範圍第19項所述之無線訊號接收方法，其中以該第三振盪頻率對該同相數位訊號和該正交數位訊號進行一複數混波以求出該相對增益差的步驟包含：將具有該第三振盪頻率的一第三同相振盪訊號與同相數位訊號相乘，以產生一第一相乘結果；將具有該第三振盪頻率的一第三正交振盪訊號與該正交數位訊號相乘，以產生一第二相乘結果；將該第一和第二相乘結果相加，以產生一相加結果；以及將該相加結果與該同相中頻訊號相乘，以產生該相對增益差。
21. 如申請專利範圍第20項所述之無線訊號接收方法，其中求出該I/Q失衡的步驟包含：累加一時間週期之內產生的所有相對增益差，以產生一第一累加結果；其中該時間週期與該測試訊號的頻率有關；根據該測試訊號的振幅將該第一累加結果進行正規化，以產生一第一正規化結果；以及根據該第三振盪頻率和該第二振盪頻率的倍率調整該第一正規化結果，以產生該I/Q失衡中的該絕對增益差。
22. 如申請專利範圍第19項所述之無線訊號接收方法，其中以該第三振盪頻率對該同相數位訊號和該正交數位訊號進行一複數混波以求出該相對相位差的步驟包含：將該第三同相振盪訊號與該正交中頻訊號相乘，以產生一第三相乘結果；將該第三正交振盪訊號與該同相中頻訊號相乘，以產生一第四相乘結果；將該第三和第四相乘結果相加，以產生一第二相加結果；以及將該第二相加結果與該同相中頻訊號相乘，以求出該相對相位差。
23. 如申請專利範圍第22項所述之無線訊號接收方法，其中求出該I/Q失衡的步驟包含：累加一時間週期之內產生的所有相對相位差，以產生一第二累加結果；其中該時間週期與該測試訊號的頻率有關； 根據該測試訊號的振幅將該第二累加結果進行正規化，以產生一第二正規化結果；以及根據該第三振盪頻率和該第二振盪頻率的倍率調整該第二正規化結果，以產生該I/Q失衡中的該絕對相位差。