CN1483268A - 具有反馈相失配校正的正交振荡器 - Google Patents

具有反馈相失配校正的正交振荡器 Download PDF

Info

Publication number
CN1483268A
CN1483268A CNA018211224A CN01821122A CN1483268A CN 1483268 A CN1483268 A CN 1483268A CN A018211224 A CNA018211224 A CN A018211224A CN 01821122 A CN01821122 A CN 01821122A CN 1483268 A CN1483268 A CN 1483268A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
phase error
differential
phase
quadrature
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CNA018211224A
Other languages
English (en)
Inventor
A・M・斯特劳布
A·M·斯特劳布
普伦蒂斯
J·S·普伦蒂斯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Intersil Corp
Intersil Americas LLC
Original Assignee
Intersil Americas LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Intersil Americas LLC filed Critical Intersil Americas LLC
Publication of CN1483268A publication Critical patent/CN1483268A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H03D3/008—Compensating DC offsets
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B27/00—Generation of oscillations providing a plurality of outputs of the same frequency but differing in phase, other than merely two anti-phase outputs
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0016—Stabilisation of local oscillators

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Abstract

一种具有相位误差校正的正交振荡器227，其包括产生单端时钟信号的本地振荡器229，将该时钟信号转换成微分时钟信号的单端转微分转换器301、303，将该微分时钟信号转换成I和Q载波信号的正交发生器305、307，测量I和Q载波信号间相位误差的相位误差检测器313，及根据所测相位误差修改微分时钟信号的反馈放大器317、319。该反馈放大器将所测相位误差以直流补偿施加到交流微分时钟信号上。一跨导体A1－Q4、405将微分时钟电压信号转换成两对微分电流时钟信号Ca和Cb，其中正交发生器从该两对微分电流时钟信号产生I和Q电流信号输出。相位误差检测器产生相位误差电压E2，且反馈放大器包括将相位误差电压转换成直流关联电流并将关联电流加到两对交流微分电流时钟信号的每一个信号上的跨导级601、603、605。

Description

具有反馈相失配校正的正交振荡器
相关申请的相互参考
本专利申请案是在2000年10月2日提出的名称为″A Calibrated DCCompensation System For A Wireless Communication Device ConfiguredIn A Zero Intermediate Frequency Architecture″的美国专利09/677,975的后续申请部分(continuation-in-part CIP)，该申请在此完整地并入以作为参考。本专利申请案涉及名称为“System And Method For DetectingAnd Correcting Phase Error Between Deferential Signals”的美国专利09/747,138，该申请案在此完整地并入以作为参考。
技术领域
本发明涉及调制技术，更确切地说，涉及提供同相位(in-phase)(I)和正交相位(quadrature phase)(Q)载波信号的具有相位误差纠正的正交振荡器。
背景技术
许多小型网络一般通过一组导线相互连接。以导线连接网络能提供某种程度的方便性但仍有许多限制，如各种缆线管理与方便性等问题。因为各种原因，无线局域网络(WLAN)技术正逐渐普及。射频(RF)看起来是建立可行无线局域网络技术的选择之一。但是无线通信的典型环境非常嘈杂而且并非通信的最佳环境。举例来说，大多数家庭与工作场所都设有许多电子装置从而形成能干扰无线局域网络通信的嘈杂环境，如微波炉、车库门开关系统、收音机、电视机和计算机系统等。此外，无线装置间的通信媒体是动态的并且会经常改变。如，大多数环境或房间内存在多重反射物体从而造成多路噪声。诸如手、身体、珠宝和鼠标指针等以及其他物体或装置等的移动或类似冷风扇等的电子装置的启动均会影响整体无线通信路径并可能降低无线通信效能。总之，无线通信必须通过动态的且不可预期的介质(medium)进行。
虽然无线介质有许多限制，但是消费者目前正要求高速无线应用和具有相对高的服务品质(quality of service QOS)的应用。此类应用包括介质流，而媒体信息流又包括视频和音频信息与其它数据的任何组合。由于无线通信必须通过动态且不可预期的介质进行，所以无线通信一般没有其对应的有线通信强韧和可靠。而且，成功的无线通信需要经常性地投入大量管理工作。例如通过无线媒体递交的信息数据帧或信息包一般包括已知的报头以使接收装置能够测量无线介质的噪声和失真影响。通常用于以太有线网络环境中的冲突检测技术在无线通信中不是非常有用，因为收发器无法在发送信号的同时接收信号。所以，无线装置在半双工模式下互相通信必须遵从许多规则和时序限制。
对于无线收发器来说，尽可能以最有效的方式利用无线介质得到最大的数据总处理能力并符合频宽要求是非常必要的。在一种技术中，是通过调制振幅与相位角度将信息编译在射频载波上的，并通过使用由正交本地振荡器(local oscillator，LO)信号驱动的多对混频器来进行相位调制/解调。本地振荡器的两个相位——称为I(同相位)和Q(正交相位)——的频率相同，但是Q相位特意地比I相位载波信号滞后1/4循环或周期(90度)。能在某一给定载波频率下传输的数据量与I/Q相位关系的正确度成正比。
在一典型具体实施例中，两个本地振荡器相位都由一个电压控制振荡器(VCO)导出从而获得连贯性。但是正交发生电路和/或分配电路内的不完美性通常会造成正交相位的误差。为了提高数据传输率，I/Q相位关系偏离90度不得超过几度。但现已证明这在典型无线收发器配置中是很难达成的。举例说明，若本地振荡器频率为2.5千兆赫(GHz)，则1.1微微秒(ps)的计时误差相当于1度的相位误差。在收发器电路中，100欧姆电阻器两端11毫微微法(fF)寄生电容的不匹配就会产生1度的相位误差。双极结晶体管(BJT)百分之十的fτ不匹配也会在射频下产生1度的相位误差。
因此目前很需要一种技术能检测并减少甚至消除正交振荡器I/Q载波信号间的相位误差以便增加可通过射频正交调制技术传输的数据量。
发明内容
根据本发明的具体实施方案，一种具有相位误差校正的正交振荡器，其包括产生单端时钟信号的本地振荡器、将单端时钟信号转换成微分时钟信号的单端转微分转换器、将微分时钟信号转换成同相位(I)载波信号与正交相位(Q)载波信号的正交发生器、测量I和Q载波信号间相位误差并提供相位误差信号的相位误差检测器以及根据所测相位误差修改微分时钟信号的反馈放大器。在特定的具体实施方案中，该单端转微分转换器包括一能产生一对微分时钟信号的第二级。该正交发生器将频率除以二。该反馈放大器将所测相位误差以直流偏移方式施加给一交流微分时钟信号。
在另一具体实施方案中，本地振荡器以电压信号产生单端时钟信号，而单端转微分转换器以微分电压信号产生微分时钟信号。该具体实施方案提供一跨导体(transconductor)，借此将微分时钟电压信号转换成两对微分电流时钟信号。在此情况下，正交发生器是从该两对微分电流时钟信号产生I和Q电流信号输出的主从锁存器(latch)(或双稳态多谐振荡器(flip-flop))配置。该跨导体可实施成一对共射耦合晶体管双对和连接在各双晶体管双对间的发射极与接地之间的电流源。每个晶体管双对有一个接收一部分微分时钟信号的基本输入和一对能产生与两对微分电流时钟信号相对应的一对信号的集电极。相位误差检测器产生一相位误差电压，该电压表示I和Q载波信号间的相位误差。反馈放大器包括一跨导级，该跨导级可将相位误差电压转换成校正电流并将该校正电流加至两对微分电流时钟信号的每个信号上。
正交振荡器还有可能包括分别放大I和Q电流信号输出以提供I和Q载波信号的第一与第二缓冲器链。跨导级(transconductance stage)可包括将相位误差电压转换成直流电流偏移的金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)电流源。此外，反馈放大器可包括RC滤波器和放大器级，其中该放大器级放大该相位误差电压。
在另一种可替换的具体实施方案中，相位误差检测器包括第一和第二模式缓冲器、第一和第二相位误差检测器与模式转换器。第一模式缓冲器产生第一模式的I和Q载波信号，而第二模式缓冲器产生第二模式的I和Q载波信号。第一相位误差检测器测量第一模式的I和Q载波信号间的相位误差并提供第一模式相位误差信号。第二相位误差检测器测量第二模式的I和Q载波信号间的相位误差并提供第二模式相位误差信号。模式转换器在第一模式下将第一相位误差检测器耦合至反馈放大器而在第二模式下将第二相位误差检测器耦合至反馈放大器。这种具体实施方案特别有利于半双工射频通信器件或类似装置所用的多重模式集成电路(IC)。
根据本发明另一具体实施方案，具有相位误差校正的正交振荡器包括：将单端时钟信号转换成微分时钟信号的单端转微分转换器；将微分时钟信号转换成一对微分时钟信号的跨导体；将该对微分时钟信号转换成I时钟信号与Q时钟信号的正交发生器；产生I载波信号的第一缓冲器链，该I载波信号是I时钟信号的校正的形式；产生Q载波信号的第二缓冲器链，该Q载波信号是Q时钟信号的校正的形式；测量I与Q载波信号间相位误差并提供相位误差信号的相位误差检测器；接收相位误差信号并产生微分反馈信号的反馈放大器以及一对调谐元件。每个调谐元件都耦合至反馈放大器和第一与第二缓冲器链的各个中间反馈接合点。每一个调谐元件都可包括一可调谐RC电路。在更明确的具体实施方案中，每个调谐元件包括一系列连接在缓冲器链的连续缓冲器之间的电阻和一个连接在电阻和反馈放大器上的可调谐变容器。
具有相位误差校正的正交振荡器包括时钟发生器、时钟分割器、第一与第二相移网络及相位检测器。时钟发生器提供时钟信号并由时钟分割器将时钟信号分割成第一与第二时钟信号。第一相移网络根据第一时钟信号产生第一载波信号而第二相移网络根据第二时钟信号产生第二载波信号，其中该第二载波信号的相位相对于第一载波信号的相位偏移四分之一。相位检测器产生一相位误差信号用以控制相移网络。在一具体实施方案中，正交振荡器包括一耦合至相位检测器和时钟分割器的组合器，该组合器根据相位误差信号调整第一与第二时钟信号。在另一具体实施方案中，第一与第二相移网络各产生第一与第二中间载波信号的各一个中间载波信号，并加入组合器根据相位误差信号调整第一与第二中间载波信号。
根据本发明的一具体实施方案，产生具有相位误差校正的正交信号的方法包括：产生时钟信号、将时钟信号转换成微分时钟信号、将时钟信号分割成第一与第二时钟信号、根据第一和第二时钟信号产生同相位(I)微分载波信号和正交相位(Q)微分载波信号、检测I与Q微分载波信号间的相位误差、产生相位误差反馈信号并根据相位误差反馈信号调整I与Q微分载波信号间的相位微分。调整相位微分可包括合并相位误差反馈信号与第一及第二时钟信号。或者该方法也可包括在一缓冲器链内产生中间I和Q微分载波信号以及合并相位误差反馈信号与中间I和Q微分载波信号。
附图简单说明
本发明所述具体实施方案最好结合附图说明加以理解，具体如下：
图1所示为一典型无线收发器(transceiver)的简化的方框图，根据本发明具体实施方案该无线收发器包含一相位误差检测器。
图2所示为无线收发器的详细的方框图，根据本发明具体实施方案该无线收发器存在于一零中间频率(Zero Intermediate Frequency ZIF)架构中。
图3所示为图2中正交振荡器的典型具体实方案架构方框图，根据本发明具体实施方案该正交振荡器包含一相位误差校正回路。
图4所示为图2中芯片或集成电路(IC)包装的详细示意图，该芯片或集成电路(IC)包含单端转微分转换器和射频跨导体级的收发器。
图5所示为一典型射极耦合逻辑(ECL)主从时钟电路的详细示意图，该电路包含用于图3中主从锁存器的双极晶体管与电阻器。
图6所示为图3中接收反馈误差信号的运算放大器和微分时钟输入电流求和之间的反馈级的更详细示意图。
图7所示为一种可替换的具体实施方案的方框图，其中的回路在其它任何地方都是封闭的，如图3中的缓冲器链。
图8所示为另一种选择性具体实施方案的方框图，该图显示在半双工无线电系统内使用两个可切换相位误差检测器。
图9所示为时钟输入电流信号与由此产生的图5中时钟电路的正交输出对时间的曲线图。
具体实施方式
图1所示为典型无线收发器100的简化方框图，该收发器包含一根据本发明具体实施方案的具有相位误差校正的正交振荡器电路109。无线收发器100可利用任何所需的载波频率和调制技术来达成数种对应的数据总处理能力中的任一种。例如，可设置无线收发器100按照载波频率约为2.4千兆赫(GHz)，数据总处理能力为1、2、5.5或11兆位/秒(Mbps)的电气电子工程师协会(Institute of Electrical and ElectronicsEngineers IEEE)802.11b进行操作。或者，还可以设置无线收发器100按照载波频率约为5千兆赫(GHz)的IEEE 802.11a进行操作以达到6、12、24、36或54(Mbps)的数据总处理能力。虽然有许多通信与调制的技术和标准可以采用，但本具体实施方案还可使用直接序列扩频(directsequence spread spectrum，DSSS)调制技术。请注意本发明不局限于本文所述的特定具体实施方案并可应用到任何类型的采用正交相位调制技术的无线收发器。
收发器100经由接口129发送或接收的数字数据通过介质存取控制(medium access control，MAC)装置101处理。对发射而言，MAC装置101将数字数据信号传往发射器系统103，发射器系统103包括将数据打包进行传输的编码器(未显示)及通过正交产生技术分别在I和Q频道上提供同相位(I)与正交相位(Q)信号的扩展编码器(未显示)。该扩展编码器可根据任一种已知扩展算法进行设置。I和Q频道信号可分别提供给各自产生I和Q频道模拟信号的数字转模拟转换器(DAC，未显示)。发射器系统103将I和Q频道模拟信号过滤，这一系统分别提供对应的TXI与TXQ信号给I频道混频器105和Q频道混频器107各自的输入。
正交振荡器电路109产生两个独立的射频载波信号，包括同相位载波信号IC与正交相位载波信号QC。IC与QC载波信号有意地彼此偏离90度相位(即1/4循环或周期微分)。IC信号被提供给I频道混频器105的另一个输入而QC信号被提供给Q频道混频器107的另一个输入。I频道混频器105合并IC信号与TXI信号以将I频道发射信号升频到发射所需的射频范围。Q频道混频器107合并QC信号与TXQ信号以将Q频道信号升频到发射所需的射频范围。I/Q频道混频器105和107的输出在放大器111的输入端合并。放大器111产生合并的放大发射信号给射频发射电路113的输入，射频发射电路113产生放大射频信号通过一发射/接收(T/R)切换开关115在发射模式时传送给天线117。
选择T/R切换开关115在接收模式时从天线117接收信号并将接收到的信号提供给射频接收电路119的输入。射频接收电路119把接收信号提供给放大器121，放大器121产生一放大射频接收信号分别提供给I频道混频器123和Q频道混频器125的输入。正交振荡器电路109产生I频道混频器123的另一个输入信号IC并产生Q频道混频器125的另一个输入信号QC。I频道混频器123把IC信号从接收信号内的I频道接收信号RXI分离并将RXI信号提供给接收器系统127。同样地，Q频道混频器125把QC信号从接收信号内的Q频道接收信号RXQ分离并将RXQ信号提供给接收器系统127的另一个输入。
接收器系统127一般执行发射器系统103相反的功能。具体来说，接收器系统127包括将模拟RXI与RXQ信号转换为数字格式的模数转换器(ADC未显示)。接收器系统127还包括检索编码信息包的扩展译码器(未显示)及从信息包检索信息包有效负载并产生接收数据信号流的封包译码器(未显示)。来自接收器系统127的接收数据信号被提供给MAC装置101的接收输入，MAC装置101将接收数据信号经由接口129提供给对应的装置。该MAC接口129可以和PC卡一样设置在装置的内部或根据类似USB等的标准借由适当的外部连接器设置在装置的外部。
图2是无线收发器200的示意方框图，该无线收发器200包括根据本发明具体实施方案的具有相位误差校正的正交振荡器，图2还显示无线收发器100的更详细版本。请注意无线收发器200可应用于无线局域网络配置或做其它型式应用的任何其它类型的无线电或无线通信。无线收发器200被实施成零中间频率架构，其包括零中间频率(ZIF)收发器201与基带处理器203。零中间频率架构将中间频率(intermediatefrequency IF)逻辑和相关电路完全去除从而简化架构。依此方式，在零中间频率架构内仅通过两个主要模块、芯片或集成电路(收发器与处理器)来进行无线通信。零中间频率收发器201包括具有相位误差校正的正交振荡器227，下文将对此进一步描述。而基带处理器203执行接收器系统127、发射器系统103和MAC装置101的许多功能，下文将不加以详细描述。
无线收发器200可利用任何所需载波频率与调制技术来达到任何一种相关数据总处理能力。方案如，可设置无线收发器200以根据载波频率约为2.4千兆赫(GHz)且数据总处理能力为1、2、5.5或11兆位/秒(Mbps)的电气电子工程师协会(IEEE)802.11b进行操作。或者，也可以设置无线收发器200以根据载波频率约为5千兆赫(GHz)的IEEE 802.11a进行操作以达到6、12、18、24、36或54Mbps的数据总处理能力。在所示具体实施方案中，无线收发器200根据载波频率为2.4GHz且数据总处理能力为1、2、5.5或11Mbps的IEEE 802.11b进行操作。所示具体实施方案使用直接序列扩频(DSSS)调制技术，但是请注意本发明不局限于任何特定的通信或调制技术或标准。
由无线收发器200发射或接收的数字数据由基带处理器203处理。对发射而言，基带处理器203执行上述发射器系统103的功能并按照上文所述将接收数据分别转换成I和Q频道模拟信号。I频道模拟输出信号提供给抗失真低通滤波器(AA LPF)215，该滤波器将I频道发射信号TXI提供给零中间频率收发器201内的低通滤波器219。基带处理器203产生Q频道模拟输出信号给另一个AA LPF 217，该滤波器将Q频道发射信号TXQ提供给零中间频率收发器201内的另一个低通滤波器221。
外部电压控制振荡器(VCO)229提供频率约为4.8-5GHz的输出本地振荡器(LO)信号给正交振荡器227的一个输入。在一种具体实施方案中，使用基准石英以电压控制调谐VCO229来产生4.8-5GHz的本地振荡器信号。请注意正交振荡器109整体代表正交振荡器227和VCO229的简化形式。正交振荡器227将本地振荡器信号除以2并产生四个独立的2.4GHz载波信号，包括两个同相位(I)载波信号和两个接收正交(Q)载波信号，每个载波信号包含一微分信号。明确地说，I载波信号包括微分I发射载波信号(IT+，IT-)与微分I接收载波信号(IR+，IR-)且Q载波信号包括微分Q发射载波信号(QT+，QT-)与微分Q接收载波信号(QR+，QR-)。I和Q载波信号有意地彼此相位相对偏离90度。I发射载波信号通过驱动器232提供给I频道混频器223(相当于混频器105)的一个输入，同时Q发射载波信号通过另一个驱动器234提供给Q频道混频器225(相当于混频器1 07)的一个输入。I频道混频器223的另一个输入接收低通滤波器219的输出而Q频道混频器225的另一个输入接收低通滤波器221的输出。I频道混频器223合并I载波信号和I频道发射信号从而将I频道从基带升频到2.4GHz射频频率(RF)。Q频道混频器225合并Q载波信号和Q频道发射信号从而将Q频道从基带升频到2.4GHz射频频率。I/Q频道混频器223、225的输出在可变增益放大器(VGA)233的输入处合并。可变增益放大器233产生放大的发射信号给固定增益放大器235的输入，固定增益放大器235提供输出发射信号给类似前述的射频发射电路113等外部电路供发射。
一发射检测(TX DET)反馈信号从方案如射频发射电路113等外部发射电路产生返回到基带处理器203。基带处理器203进行功率控制演算，功率控制演算经由TX DET信号检测发射输出信号并提供向前馈送的发射自动增益控制(TX AGC)信号给零中间频率收发器201以控制VGA 233的增益。此外，零中间频率收发器201还包括电压基准源255，电压基准源255提供电压基准(VREF)信号给零中间频率收发器201和基带处理器203。电压基准信号可以是如1.2伏特等的任何方便的电压。而且有一个时钟源257提供时钟基准(CREF)信号给零中间频率收发器201和基带处理器203。
一射频输入信号RRF在ZIF(零中间频率)收发器201内的可变低噪声放大器(LNA)261的输入处从诸如射频接收器电路119或类似的外部电路被接收。LNA 261将其输出的信号输入固定增益低噪声放大器263。低噪声放大器263将放大的射频接收信号分别输入I频道混频器265(相当于混频器123)和Q频道混频器267(相当于混频器125)。正交振荡器227将I接收载波信号(IR+，IR-)通过驱动器236送往I频道混频器265的另一个输入并将Q接收载波信号(QR+，QR-)通过另一个驱动器238送往Q频道混频器267的另一个输入。I频道混频器265将I载波频率从射频接收信号内的I频道输出信号分离并向低通滤波器269提供I频道输出信号。同样地，Q频道混频器267将Q载波频率从射频接收信号内的Q频道输出信号分离并向低通滤波器271提供Q频道输出信号。
低通滤波器269输出的信号输入给可变基带自动增益控制(BBAGC)放大器273。同样地，低通滤波器271输出的信号输入到另一个BBAGC放大器275。BB AGC放大器273将放大的I频道模拟接收信号(RXI)输入I频道接收器AA LPF 277，AA LPF 277将其输出并输入基带处理器203的I频道。BB AGC放大器275将放大的Q频道模拟接收信号(RXQ)输入Q频道接收器AA LPF 279，AA LPF 279将其输出并输入基带处理器203的Q频道。基带处理器203执行前文所述的接收器系统127的功能并产生接收数据信号流。
零中间频率收发器201内的超负荷检测器(OD)289包含分别被耦合至低通滤波器269和271的输出端的第一和第二输入端以检测接收到的输入信号内的超负荷。超负荷检测器289将基带超负荷(BB OVLD)信号送往基带处理器203内的偏移系统。依此方式，偏移系统检测到接收信号的超负荷并发送一HI/LO信号以控制零中间频率收发器201的可变低噪声放大器(LNA)261。在所示具体实施方案中，可变低噪声放大器261在高增益(HI)与低增益(LO)之间有约33分贝(dB)的阶段微分。在初始时所设定的为高增益以检测微弱的信号并在超负荷检测器289检测到由接收信号造成的超负荷情况发生时切换成低增益。
偏移系统也通过发送一模拟反馈增益控制信号GAIN ADJUST来控制BB AGC放大器273、275的增益，由此将接收信号的增益控制到一目标功率水平。一个增益控制信号同时提供给BB AGC放大器273和275以使接收信号的I和Q频道增益大致相同。偏移系统还分别发送数字I和Q频道直流偏移信号I OFFSET和Q OFFSET到低通滤波器269和271。依此方式，偏移系统企图测量并降低甚至消除零中间频率收发器201内接收信号的I和Q频道中的直流偏移。
在所示具体实施方案中，相位(φ)误差检测器228接收微分Q接收载波信号(QR+，QR-)和微分I接收载波信号(IR+，IR-)并产生具有正负成分(ER+，ER-)的微分接收相位误差信号ER。同样地，另一个相位误差检测器230接收微分Q发射载波信号(QT+，Qr-)和微分I发射载波信号(IT+，IT-)并产生具有正负成分(ET+，ET-)的微分发射相位误差信号ET。各相位误差检测器228，230测量相关微分I与Q载波信号间偏离正交的相对相位误差并将所测误差转换成相位误差电压，该相位误差电压是相位误差检测器228、230的输出信号的直流成分。相位误差信号ER与ET被提供给正交振荡器227，正交振荡器227据此调整I与Q载波信号，对此下文将详细描述。
在所示具体实方案中，相位误差检测器228位于接收混频器265、267附近以获得接收电路内校正确的相位误差判断。同样地，相位误差检测器230位于发射混频器223、225附近以获得发射电路内校正确的相位误差判断。位于或接近混频器的独立检测器能提供最正确的相位误差检测和校正。但请注意相位误差检测器功能的各种具体实方案与配置可如下文所述列入考虑。在一种替代方案中，相位误差检测器228和230中仅有一个用以向发射和接收混频器提供一个反馈相位误差信号。或者，也可以用单个相位误差检测器取代相位误差检测器228和230。该单个相位误差检测器可位于零中间频率收发器201上的任何地方，方案如可位于正交振荡器227的输入处或其内部。对半双工操作而言，一单个切换相位误差检测器如下文所述列入考虑。
图3所示为正交振荡器227的一种典型具体实施方案的架构方框图，该正交振荡器227包括根据本发明一种具体实施方案的相位误差校正回路。VCO229产生一个单端正弦LO信号给阻抗匹配电阻器R1的一端，R1的另一端被连接至ZIF收发器201内一单端转微分转换器301的一个输入/输出(I/O)引脚。VCO229与电阻器R1包括一射频源。在所示具体实施方案中，电阻器R1是50欧姆电阻器。单端转微分转换器301使用三个I/O引脚，包括由射频源驱动的第一引脚PIN1、连接至接地以提供射频共通模式返回回路的第二引脚PIN2和连接至假负载电阻器R2一端的第三引脚PIN3，R2的另一端连接至接地。负载电阻器R2的功能是作为射频微分的基准，在所示具体实施方案中为另一个50欧姆电阻器。单端转微分转换器301与电阻器R1和R2如图中所示，提供一将本地振荡器信号从单端转换成微分本地振荡器信号DLO+，DLO-的合理共轭匹配，其方法是通过用作射频返回到射频源功能的PIN2将界定在PIN1与PIN3之间的微分信号的一个共通模式部分分流。一对去耦合电容器C1和C2可串联在微分本地振荡器输出信号的DLO+与DLO-成分之间。
单端转微分转换器301的微分输出信号的DLO+与DLO-成分分别提供给非线性射频跨导体级303的正输入端与负输入端。射频跨导体级303产生一第一微分电流时钟信号Ca给D型锁存器305的时钟输入并产生一第二微分电流时钟信号Cb给另一个D型锁存器307的时钟输入。锁存器305和307也可以是双稳态多谐振荡器或其它电路。锁存器305和307连接成主从配置，其中锁存器305的非反转输出提供给锁存器307的D输入，并且其中锁存器307的反转输出连接至锁存器305的D输入。依此方式，主从锁存器305和307是将射频跨导体级303的时钟频率输出除以2并产生正交I和Q输出的正交发生器。具体地，锁存器305的非反转输出产生微分I输出而锁存器307的非反转输出产生微分Q输出，每个输出各约为第一与第二微分电流时钟信号Ca和Cb频率的一半。
微分I和Q输出分别通过一串增益级和/或缓冲器链309、311提供。为解释简单起见，″缓冲器″一词泛指一个或更多个缓冲器、增益级、放大器、驱动器等。每个缓冲器链309、311包括全部所需的缓冲器或增益级以提供驱动各个混频器223、225、265和267所需的输出水平和驱动能力。每个缓冲器链309、311可为任何形式或拓扑结构。穿过每个缓冲器链309、311的特定增益不是主要问题或顾虑，因为信号一般都具有计时(timing)特性——即相位和相位微分。所以，穿过每个缓冲器链309、311的整体相位滞后是一个顾虑因素，因为若希望有短回路获取时间则会很难稳定。缓冲器链309提供混频器107、265的微分I载波信号，缓冲器链307提供混频器105、267的微分Q载波信号。
应注意具体的配置，各缓冲器链309、311还包含正交振荡器227内部的一个或多个缓冲器以及在正交振荡器227外部的一个或多个缓冲器。例如，在一种具体实施方案中，缓冲器链309包括正交振荡器227内部的一个或多个缓冲器、正交振荡器227与混频器223之间的一个或多个发射缓冲器以及在正交振荡器227与混频器265之间的一个或多个接收缓冲器。发射缓冲器包括用以驱动混频器223的驱动器232，而接收缓冲器包括用以驱动混频器265的驱动器236。类似地，缓冲器链311包括正交振荡器227内部的一个或多个缓冲器、正交振荡器227与混频器225之间的包括驱动器234的一个或多个发射缓冲器、以及正交振荡器227与混频器267之间的包括驱动器238的一个或多个接收缓冲器。发射与接收缓冲器链内的缓冲器数目不一定要相等而是可以根据发射与接收电路在芯片上的特定位置而改变。还请注意在半双工通信配置中，外部接收缓冲器可在发射操作模式期间关机而外部发射缓冲器可在接收操作模式期间关机以节省功率与能量。
微分I和Q载波信号也可提供给正交相位误差检测器313，该检测器313测量微分I和Q载波信号间和正交位置的相对相位误差并将此误差转换成相位误差信号E1。相位误差检测器313代表相位误差检测器228和230中的任一个或两个或选择性具体实施方案中位于正交振荡器227内的单个相位误差检测器。该E1信号是相位误差检测器313输出信号的直流成分。虽然图中显示E1信号是单端信号，但在各个具体实方案中E1信号可以是单端信号或微分信号。E1信号是通过RC滤波器315提供的，该滤波器通过排斥本地振荡器基本频率及其谐波来提供带宽受限的相位误差信号E2。和E1信号一样，E2信号在图中也显示为单端信号，但在各个具体实施方案中E2信号可以是单端信号或微分信号。在所示具体实施方案中，RC滤波器315包含连接在E1与E2信号之间的串联电阻器以及连接在E2与接地之间的电容器C3。RC滤波器315根据E1与E2信号而可为单端或微分。RC滤波器315被用以滤去来自小相位误差信号的任何外来的大本地振荡器信号以提供回路内的线性反馈。RC滤波器315在频率fp附近增加一个电极，该电极不是回路中的主导极。在一种具体实施方案中，fp约为100兆赫(MHz)。这种架构的变体可包括相位检测器，该相位检测器利用I和Q载波信号的微分特性对本地振荡器及其谐波进行宽带排斥以消除回路中的fp极，从而得到较快的获取时间。
然后带宽受限的相位误差信号E2提供给高增益级放大器或运算放大器(operational amplifier opamp)317的一个输入。运算放大器317的输出提供给线性跨导级放大器319的一个输入。求和跨导级放大器319的电流输出与Ca和Cb信号以完成该回路。
图4所示为零中间频率收发器201的芯片或集成电路(IC)插件401的更详细示意图，该零中间频率收发器包括单端转微分转换器301和射频跨导体级303。IC插件401的每个引脚PIN1、PIN2和PIN3分别包括对应的电感La、Lb和Lc。PIN1的电感La产生DLO+信号提供给共通模式分流器403的一个电感器L1的一个端点以及两个共射极晶体管Q1与Q2的基极。PIN3的电感Lc产生DLO-信号提供给普通模式分流器403的另一个电感器L2的一个端点以及另外两个共射极晶体管Q3与Q4的基极。电感器L1与L2的另一个端点连接在一起并耦合至普通模式分流器403的电容器C的一个端点。电容器C的另一个端点通过其电感Lb连接至PIN2。晶体管Q1-Q4在所示具体实施方案中是双极型晶体管。晶体管Q1-Q4的射极连接在一起并接至电流源405的一个端点，电流源405的另一个端点接地。晶体管Q1与Q3的集电极分别产生包括Ca+和Ca-成分的Ca微分电流时钟信号。晶体管Q2与Q4的集电极分别产生包括Cb+和Cb-成分的Cb微分电流时钟信号。依此方式，微分本地振荡器信号DLO+、DLO-转换成两对微分电流Ca+、Ca-和Cb+、Cb-。
图5所示为一典型射极耦合逻辑(ECL)主从时钟电路500的示意图，该时钟电路500包含用以实施主从锁存器305、307的双极晶体管(T)和电阻器(R)。时钟电路500接收两对微分电流Ca+、Ca-和Cb+、Cb-并产生具有相关成分I+、I-和Q+、Q-的微分I与Q时钟输出。本领域的技术人员一般都知道这种电路，所以本文将不做进一步描述。任何适合的二次分频时钟电路足够使用。
图6所示为接收E2信号的运算放大器317和微分电流Ca+、Ca-与Cb+、Cb-的求和之间的反馈级的更详细示意图。运算放大器317耦合至开环回路，并输出信号给米勒偏移(Miller-compensated)二级放大器601。该图显示米勒偏移是介于放大器601的输入与输出间的串接RC反馈电路。这些放大器决定整个反馈回路的主导极和收集时间，同时也决定稳态校正的相位误差。更大的增益提供较小的稳态校正相位误差。如果增益足够大，该闭合回路中的校正相位误差仅由相位检测器的正确度来决定。这就允许诸如缓冲器链309、311和二次分频功能等所有其它区块相位偏移的精度有一定的驰豫(relaxation)。而且如果增益越大，闭合回路操作的线性程度越高，因为高增益负反馈放大器能产生非线性失真消除效果。
放大器601将被放大的相位误差信号E2转换成电流，该电流与各个微分电流Ca+、Ca-及Cb+、Cb-在主从锁存器305，307的输入端的求和接合点603、605处相加。在一种具体实施方案中，放大器601是一跨导体，其包含将电压转换成电流的金属氧化物半导体场效晶体管(MOSFET)电流源。求和接合点603、605可包括接线的接合点以便将直流反馈成分合并入交流振荡器信号。请注意图中显示的反馈级的E2信号、运算放大器317和放大器601都是单端的，但是它们也可以是单端的或微分的。
图9是时钟输入Ca+，Ca-与时钟电路500的结果正交输出I+，I-，Q+，Q-对时间的曲线图。如该图所示，来自反馈回路的相位误差电流产生一直流偏移给交流输入微分时钟信号Ca+，Ca-(及Cb+，Cb-)，该直流偏移在此时间点上为电流形式并产生相对正交的相位偏移。此相位偏移是时钟信号升起和/或下落时间和直流偏移量的函数。这一从电流偏移转换成相位偏移的转换函数非常复杂但可以通过测量时钟信号电流的转换速度并做线性假设而估算得到，该线性假设是上升边缘有常数转换速度，而纯线性集总元件系统情况下则为指数转换速度。双极结晶体管(BJT)的切换特性倾向于有常数转换速度，这是因为在装置切换期间有大量的非线性活动发生。所以这是很好的假设且实验显示此转换区块有一合理大的线性动态范围。
总的来说，相位误差检测器313在接收/发射混频器本地振荡器的输入端测量偏离正交的相位误差。反馈放大器将此信号的反转(负反馈)且放大的形式施加到二次分频时钟电路。这会将相位朝正交拉回，从而减少总相位误差，总相位误差缘于单端转微分转换的任何不完美、I与Q本地振荡器驱动器/缓冲器链之间的滞后内的二次分频与固有失配这些对混频器适当的性能是必需的。若整体回路增益够大，则稳态校正相位误差可忽略不计并且——如果有可能话——留下的唯一的相位误差成分来自相位误差检测器本身。所以，偏离正交的相位误差大小仅仅是相位误差检测器产生的相位误差偏移，因为回路已去除了其它相位偏移贡献源。
图7所示为一种可替换的具体实施方案的方框图，其中的回路在类似缓冲器链309、311内部等其它的地方是封闭的。具体地，本具体实施方案不在主从锁存器305、307的时钟输入端使用直流电流偏离闭合回路，而是在缓冲器链内任何地方使用可调谐滞后级闭合回路。在所示具体实施方案中，电阻器RI串联在缓冲器链309两级之间的接合处，而且可调谐变容二极管VI的阴极耦合至电阻器RI与缓冲器链309的次一级的输入端之间的接合处。同样地，另一个电阻器RQ串联在缓冲器链311的两级之间的接合处，且另一个可调谐变容二极管VQ的阴极耦合至电阻器RQ与缓冲器链311的次一级的输入端之间的接合处。相位误差检测器313的输出信号提供给诸如运算放大器等放大器701的输入端，放大器701的非反转输出端耦合至变容二极管Ⅵ的阳极，同时其反转输出端耦合至变容二极管VQ的阳极。
在操作时，变容二极管VI和VQ以电容调谐元件角色运作以向I和Q载波信号分别提供可调谐电阻电容滞后反应。放大器701的电压输出用来驱动变容二极管的调谐电压。例如在一种具体实施方案中，若电阻电容结构的中心时间常数被设定，以在基本本地振荡器频率处达到3dB的衰减，则其从此转换区块提供最大增益。一种可能的缺点是可能会滤除并相移本地振荡器信号的高次谐波。但这种倾向通常不会造成什么问题，因为后续的缓冲器级一般是一组限制放大器，其会使本地振荡器信号的边缘方正以弥补滤除效应。
图8所示为另一个可替换具体实施方案的方框图，该实施方案在半双工无线电系统内使用了两个可切换相位误差检测器。在大多数半双工无线电系统中，为了节省电流，发射或接收部分根据某一时间点上无线电是正在发射还是接收而决定是开机还是关机。依此方式，发射混频器和接收混频器都有可能需要其各自的专用缓冲器链组以及连接路线。如该图所示，一二次分频正交振荡器801提供I载波信号给I频道发射缓冲器链803和I频道接收缓冲器链807。与此类似，正交振荡器801提供Q载波信号给Q频道发射缓冲器链805和Q频道接收缓冲器链809。缓冲器链803-809如该图所示分别驱动各个发射和接收混频器223-227。
一第一相位误差检测器811检测I和Q发射载波信号的相位误差而一第二相位检测器813检测I和Q接收载波信号的相位误差。模式切换器815在发射模式下将相位误差检测器811连接至运算放大器817的输入端，而在接收模式下将相位误差检测器813连接至运算放大器817的输入端。这两个相位检测器811和813连同其各自的发射或接收链一同开关，并且可以在运算放大器817的输入端以很低的频率做模拟求和。这在发射和接收模式之间可能需要某些收集时间。这切换一般可在获取接收或发射链的期间执行。
虽然上文中结合了一个或多个具体实施方案描述了本发明的系统与方法，但本发明并不局限于本文所述的特定形式。反之，本说明书旨在涵盖权利要求所界定的本发明的精神与范畴所合理包含的此类替代方案、修改、及相当物。

Claims (21)

1.一种具有相位误差校正的正交振荡器，其包括：
一产生单端时钟信号的本地振荡器；
一单端转微分转换器，其被连接至所述的本地振荡器，将单端时钟信号转换成微分时钟信号；
一正交发生器，其被连接至所述转换器，将微分时钟信号转换成同相位(I)载波信号和正交相位(Q)载波信号；
一相位误差检测器，其被连接至所述正交发生器，测量I和Q载波信号间的相位误差并提供相位误差信号；及
一反馈放大器，其被连接至所述相位误差检测器和正交发生器，根据所测相位误差修改微分时钟信号。
2.如权利要求1所述的正交振荡器，其中所述单端转微分转换器包括产生一对微分时钟信号的第二级。
3.如权利要求1所述的正交振荡器，其中所述正交发生器将所述频率二次分频。
4.如权利要求1所述的正交振荡器，其中所述反馈放大器将所测相位误差以直流偏移形式施加到一个交流微分时钟信号上。
5.如权利要求1所述的正交振荡器，其还包括：
本地振荡器以电压信号形式产生单端时钟信号；
单端转微分转换器以微分电压信号形式产生微分时钟信号；
一跨导体，其被连接至所述单端转微分转换器和正交发生器并将微分时钟电压信号转换成两对微分电流时钟信号；及
正交发生器包括一主从锁存器配置，其被连接至所述跨导体并从两对微分电流时钟信号产生I和Q电流信号输出。
6.如权利要求5所述的正交振荡器，其中跨导体包括：
一双对共射极耦合晶体管，每对晶体管有接收微分时钟信号的一成分的基极输入且每对晶体管有一对集电极以产生两对微分电流时钟信号中对应的一对微分电流时钟信号；及
一电流源，其被连接在所述双对晶体管中各晶体管的射极与接地之间。
7.如权利要求5所述的正交振荡器，还包括：
一第一缓冲器链，其将I电流信号输出放大以提供I载波信号；及
一第二缓冲器链，其将Q电流信号输出放大以提供Q载波信号。
8.如权利要求7所述的正交振荡器，其中所述相位误差检测器产生表示I与Q载波信号间相位误差的相位误差电压。
9.如权利要求8所述的正交振荡器，其中所述的反馈放大器包括：
一跨导体级，其被连接至所述相位误差检测器和正交发生器，将相位误差电压转换成校正电流且将校正电流加至两对微分电流时钟信号的各信号。
10.如权利要求9所述的正交振荡器，其中所述的跨导体级包括金属氧化半导体场效晶体管(MOSFET)电流源。
11.如权利要求9所述的正交振荡器，其中反馈放大器还包括：
一RC滤波器，其被连接至所述相位误差检测器；及
一放大器级，其被连接至所述RC滤波器与跨导级，用来放大相位误差电压。
12.如权利要求1所述的正交振荡器，其中相位误差检测器包括：
一第一模式缓冲器，其被连接至所述正交发生器，产生第一模式I和Q载波信号；
一第二模式缓冲器，其被连接至所述正交发生器，产生第二模式I和Q载波信号；
一第一相位误差检测器，其测量所述第一模式I和Q载波信号间相位误差并提供第一模式相位误差信号；
一第二相位误差检测器，其测量所述第二模式I和Q载波信号间相位误差并提供第二模式相位误差信号；及
一模式切换器，其被连接至所述第一与第二相位误差检测器和反馈放大器，所述模式切换器在所述第一模式下将所述第一相位误差检测器连接至所述反馈放大器而在所述第二模式下将所述第二相位误差检测器连接至所述反馈放大器。
13.一种具有相位误差校正的正交本地振荡器，其包括：
一单端转微分转换器，其将所述单端时钟信号转换成所述微分时钟信号；
一跨导体，其被连接至所述单端转微分转换器，将所述微分时钟信号转换成一对所述微分时钟信号；
一正交发生器，其被连接至所述跨导体，将该对微分时钟信号转换成所述同相位(I)时钟信号与所述正交相位(Q)时钟信号；
一第一缓冲器链，其被连接至所述正交发生器，产生作为校正形式的I时钟信号的I载波信号，所述第一缓冲器链有中间反馈接合点；
一第二缓冲器链，其被连接至所述正交发生器，产生作为校正形式的Q时钟信号的Q载波信号，所述第二缓冲器链有中间反馈接合点；
一相位误差检测器，其被连接至所述第一和第二缓冲器链，测量I和Q载波信号间的相位误差并提供相位误差信号；
一反馈放大器，其被连接至相位误差检测器，接收所述相位误差信号并产生所述微分反馈信号；及
一对调谐元件，其中每个都被连接至所述反馈放大器和第一与第二缓冲器链的中间反馈接合点中相关的一个接合点。
14.如权利要求13所述的正交本地振荡器，其中所述调谐元件对中的每一个调谐元件包括一可调谐RC电路。
15.如权利要求13所述的正交本地振荡器，其中所述调谐元件对中的每一个调谐元件包括：
一串联电阻，其被连接在所述缓冲器链中连续缓冲器之间；及
一可调谐变容二极管，其被连接至所述电阻和反馈放大器。
16.一种具有相位误差校正的正交振荡器，其中包括：
一时钟发生器，其提供时钟信号；
一时钟分割器，其被连接至所述时钟发生器，将时钟信号分割成第一与第二时钟信号；
一第一相移网络，其被连接至所述时钟分割器，根据所述第一时钟信号产生第一载波信号；
一第二相移网络，其被连接至所述时钟分割器，根据所述第二时钟信号产生第二载波信号；其中第二载波信号被有意地与第一载波信号相对相移四分之一个周期的相位；及
一相位检测器，其被连接至所述第一与第二相移网络，产生用以控制相移网络的相位误差信号。
17.如权利要求16所述的正交振荡器，其中还包括：
一组合器，其被连接至所述相位检测器和所述时钟分割器，根据所述相位误差信号调整所述第一和第二时钟信号。
18.如权利要求16所述的正交振荡器，其中还包括：
所述第一和第二相移网络中的每个都产生相应的第一和第二中间载波信号中的一个；及
一组合器，其被连接至所述相位检测器和第一及第二相移网络，其根据所述相位误差信号调整所述第一和第二中间载波信号。
19.一种产生具有相位误差校正的正交信号的方法，其包括：
产生一时钟信号；
将所述时钟信号转换成微分时钟信号；
将所述时钟信号分割成第一和第二时钟信号；
根据所述第一和第二时钟信号产生同相位(I)微分载波信号和正交相位(Q)微分载波信号；
检测I和Q微分载波信号间的相位误差并产生相位误差反馈信号；及
根据所述相位误差反馈信号调整I和Q微分载波信号间的相位微分。
20.如权利要求19所述的方法，其中所述相位微分调整包含合并所述相位误差反馈信号与所述第一和第二时钟信号。
21.如权利要求19所述的方法，其中还包括：
在缓冲器链内产生中间I和Q微分载波信号；及
所述相位微分调整包含合并所述相位误差反馈信号与所述中间I和Q微分载波信号。
CNA018211224A 2000-12-21 2001-12-20 具有反馈相失配校正的正交振荡器 Pending CN1483268A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/747,163 US6891440B2 (en) 2000-10-02 2000-12-21 Quadrature oscillator with phase error correction
US09/747,163 2000-12-21

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN1483268A true CN1483268A (zh) 2004-03-17

Family

ID=25003914

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNA018211224A Pending CN1483268A (zh) 2000-12-21 2001-12-20 具有反馈相失配校正的正交振荡器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6891440B2 (zh)
JP (1) JP2004519897A (zh)
CN (1) CN1483268A (zh)
DE (1) DE10197085T5 (zh)
WO (1) WO2002067519A1 (zh)

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102035561A (zh) * 2009-09-25 2011-04-27 英特尔公司 通过回送相移来校准正交失衡
CN1750525B (zh) * 2004-09-13 2011-05-18 株式会社日立制作所 正交检测器、正交解调器及采样正交解调器
CN101310498B (zh) * 2006-02-03 2012-01-11 安立股份有限公司 相位控制器设备、以及使用相位控制器设备的脉冲模式生成器和误差检测器
CN101702699B (zh) * 2009-11-04 2012-11-21 豪威国际控股有限公司 降低lo相位误差的系统及方法
US8711905B2 (en) 2010-05-27 2014-04-29 Intel Corporation Calibration of quadrature imbalances using wideband signals
CN104125182A (zh) * 2013-04-24 2014-10-29 晨星半导体股份有限公司 收发器的同相/正交失衡校正系统及其校正方法
CN106559076A (zh) * 2015-09-24 2017-04-05 半导体元件工业有限责任公司 扩频时钟发生器的校准及其方法
US10031078B2 (en) 2010-01-27 2018-07-24 Intersil Americas LLC Distance sensing by IQ domain differentiation of time of flight (TOF) measurements
CN110808734A (zh) * 2015-07-07 2020-02-18 联发科技股份有限公司 多个不同相位的振荡信号的产生方法及电路、本地振荡器
CN112039493A (zh) * 2019-06-03 2020-12-04 美国亚德诺半导体公司 矢量调制器移相器的装置和方法

Families Citing this family (47)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030119456A1 (en) * 2000-02-04 2003-06-26 James Maligeorgos Voltage controlled quadrature oscillator with phase tuning
US7088981B2 (en) * 2000-11-29 2006-08-08 Broadcom Corporation Apparatus for reducing flicker noise in a mixer circuit
US20030112896A1 (en) * 2001-07-11 2003-06-19 Raghavan Sreen A. Multi-channel communications transceiver
US7236757B2 (en) * 2001-07-11 2007-06-26 Vativ Technologies, Inc. High-speed multi-channel communications transceiver with inter-channel interference filter
US7295623B2 (en) * 2001-07-11 2007-11-13 Vativ Technologies, Inc. High-speed communications transceiver
KR20040048946A (ko) 2001-10-11 2004-06-10 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 수신기
US6850745B2 (en) * 2002-01-23 2005-02-01 Broadcom Corp Method and apparatus for generating a self-correcting local oscillation
US7599662B2 (en) * 2002-04-29 2009-10-06 Broadcom Corporation Method and system for frequency feedback adjustment in digital receivers
DE10224161B4 (de) * 2002-05-31 2012-07-12 Globalfoundries Inc. Restphasenfehlerkorrektur
US6959055B2 (en) * 2002-07-26 2005-10-25 Thomson Licensing Multi-stage automatic gain control for spread-spectrum receivers
US7526260B2 (en) * 2002-11-14 2009-04-28 M/A-Com Eurotec, B.V. Apparatus, methods and articles of manufacture for linear signal modification
US6891432B2 (en) * 2002-11-14 2005-05-10 Mia-Com, Inc. Apparatus, methods and articles of manufacture for electromagnetic processing
US7388904B2 (en) * 2003-06-03 2008-06-17 Vativ Technologies, Inc. Near-end, far-end and echo cancellers in a multi-channel transceiver system
EP1545006A1 (en) * 2003-12-19 2005-06-22 Interuniversitair Microelektronica Centrum vzw ( IMEC) Local oscillator for harmonic image-rejection mixers
JP3828538B2 (ja) * 2003-12-25 2006-10-04 株式会社東芝 半導体集積回路装置および差動小振幅データ送信装置
TWI236233B (en) * 2003-12-26 2005-07-11 Winbond Electronics Corp Apparatus and method for detecting and compensating current offset
US7119570B1 (en) * 2004-04-30 2006-10-10 Xilinx, Inc. Method of measuring performance of a semiconductor device and circuit for the same
US7581161B2 (en) * 2004-05-04 2009-08-25 Analog Devices, Inc. Method and system for widening the synchronization range for a discrete multitone multicarrier single pilot tone system
US7075377B2 (en) * 2004-06-10 2006-07-11 Theta Microeletronics, Inc. Quadrature voltage controlled oscillators with phase shift detector
US7154346B2 (en) * 2004-07-30 2006-12-26 Broadcom Corporation Apparatus and method to provide a local oscillator signal
US7535976B2 (en) * 2004-07-30 2009-05-19 Broadcom Corporation Apparatus and method for integration of tuner functions in a digital receiver
US20060066431A1 (en) * 2004-09-14 2006-03-30 Anand Seema B Adjustable differential inductor
US8156116B2 (en) 2006-07-31 2012-04-10 Ricoh Co., Ltd Dynamic presentation of targeted information in a mixed media reality recognition system
US7702673B2 (en) 2004-10-01 2010-04-20 Ricoh Co., Ltd. System and methods for creation and use of a mixed media environment
DE102004058300B4 (de) * 2004-12-02 2016-09-15 Austriamicrosystems Ag Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines komplexen Signals und Verwendung in einem Hochfrequenz-Sender oder -Empfänger
US7265640B1 (en) * 2004-12-23 2007-09-04 Xilinx, Inc. Circuit approach for common mode control in high-frequency clocks
US20070115160A1 (en) * 2005-11-18 2007-05-24 Bendik Kleveland Self-referenced differential decoding of analog baseband signals
US7446699B2 (en) * 2006-03-10 2008-11-04 Mcewan Thomas Edward Error corrector for radar timing systems
US7881690B2 (en) 2006-04-07 2011-02-01 Belair Networks Inc. System and method for zero intermediate frequency filtering of information communicated in wireless networks
US8598906B2 (en) * 2006-05-11 2013-12-03 Broadcom Corporation Low-power ethernet transmitter
JP2008011132A (ja) * 2006-06-29 2008-01-17 Nec Electronics Corp ９０度移相器
US7610026B2 (en) * 2006-08-11 2009-10-27 Broadcom Corporation Transmitter non-data-related direct current (DC) offset cancellation scheme
KR100778338B1 (ko) * 2006-09-29 2007-11-22 한국전자통신연구원 스타트업 회로가 구비된 4위상 전압 제어 발진기
JP4891888B2 (ja) * 2007-12-13 2012-03-07 株式会社東芝 無線通信回路および無線通信システム
US8179952B2 (en) * 2008-05-23 2012-05-15 Integrated Device Technology Inc. Programmable duty cycle distortion generation circuit
US8259888B2 (en) * 2008-05-23 2012-09-04 Integrated Device Technology, Inc. Method of processing signal data with corrected clock phase offset
US8194721B2 (en) * 2008-05-23 2012-06-05 Integrated Device Technology, Inc Signal amplitude distortion within an integrated circuit
EP2169837B1 (en) * 2008-09-29 2013-01-30 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Technique for suppressing noise in a transmitter device
KR20110024236A (ko) * 2009-09-01 2011-03-09 삼성전자주식회사 위상 보정 방법, 위상 보정 회로, 및 이를 포함하는 신호 처리 장치
CN101923831B (zh) * 2010-09-16 2015-11-11 深圳市中庆微科技开发有限公司 一种led显示控制装置
US9058331B2 (en) 2011-07-27 2015-06-16 Ricoh Co., Ltd. Generating a conversation in a social network based on visual search results
CN104734695B (zh) * 2013-12-24 2018-05-04 澜起科技（上海）有限公司 信号发生器、电子系统以及产生信号的方法
US9871504B2 (en) 2016-02-16 2018-01-16 Analog Devices, Inc. Differential phase adjustment of clock input signals
US10374838B2 (en) * 2017-06-30 2019-08-06 Futurewei Technologies, Inc. Image distortion correction in a wireless terminal
US10447280B2 (en) 2017-09-21 2019-10-15 Qualcomm Incorporated Delay-locked loop (DLL) with differential delay lines
FR3084802B1 (fr) 2018-08-06 2021-07-02 Commissariat Energie Atomique Systeme analogique de recuperation de porteuse pour recepteur de signal n-psk
US11374803B2 (en) 2020-10-16 2022-06-28 Analog Devices, Inc. Quadrature error correction for radio transceivers

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2207551A1 (de) 1972-02-18 1973-08-23 Philips Patentverwaltung Selbstkorrigierende phasenmessbruecke
US4028626A (en) 1973-01-18 1977-06-07 Hycom Incorporated Digital data receiver with automatic timing recovery and control
US4164036A (en) 1977-12-07 1979-08-07 Honeywell Inc. Quadrature correlation phase reversal pulse detector
FR2609851B1 (fr) * 1987-01-20 1989-04-21 Labo Electronique Physique Dephaseur large bande
CA2073347C (en) 1990-12-21 1995-05-09 Mark F. Hilbert Apparatus and method for generating quadrature signals
US5264798A (en) 1991-10-29 1993-11-23 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Autonulling AC bridge using differential and integration feedback
US5608796A (en) * 1995-02-10 1997-03-04 Lucent Technologies Inc. Balanced phase splitting circuit
US5896053A (en) 1995-07-28 1999-04-20 Harris Corporation Single ended to differential converter and 50% duty cycle signal generator and method
US5573001A (en) 1995-09-08 1996-11-12 Acuson Corporation Ultrasonic receive beamformer with phased sub-arrays
US5742622A (en) 1996-03-12 1998-04-21 Discovision Associates Error detection and correction system for a stream of encoded data
US5659263A (en) 1996-03-25 1997-08-19 Motorola, Inc. Circuit and method for correcting phase error in a multiplier circuit
US6029059A (en) * 1997-06-30 2000-02-22 Lucent Technologies, Inc. Quadrature mixer method and apparatus
JP2000013168A (ja) * 1998-06-22 2000-01-14 Nec Corp ９０度移相回路
US6157235A (en) 1999-06-01 2000-12-05 Motorola, Inc. Quadrature signal generator and method therefor
JP2001119269A (ja) * 1999-10-19 2001-04-27 Nec Corp ９０度移相器

Cited By (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1750525B (zh) * 2004-09-13 2011-05-18 株式会社日立制作所 正交检测器、正交解调器及采样正交解调器
CN102118352B (zh) * 2004-09-13 2012-08-22 株式会社日立制作所 采样正交解调器
CN101310498B (zh) * 2006-02-03 2012-01-11 安立股份有限公司 相位控制器设备、以及使用相位控制器设备的脉冲模式生成器和误差检测器
US8953663B2 (en) 2009-09-25 2015-02-10 Intel Corporation Calibration of quadrature imbalance via loopback phase shifts
CN102035561A (zh) * 2009-09-25 2011-04-27 英特尔公司 通过回送相移来校准正交失衡
CN102035561B (zh) * 2009-09-25 2014-01-29 英特尔公司 通过回送相移来校准正交失衡
US9509355B2 (en) 2009-09-25 2016-11-29 Intel Corporation Calibration of quadrature imbalance via loopback phase shifts
CN101702699B (zh) * 2009-11-04 2012-11-21 豪威国际控股有限公司 降低lo相位误差的系统及方法
US10031078B2 (en) 2010-01-27 2018-07-24 Intersil Americas LLC Distance sensing by IQ domain differentiation of time of flight (TOF) measurements
US8711905B2 (en) 2010-05-27 2014-04-29 Intel Corporation Calibration of quadrature imbalances using wideband signals
CN104125182A (zh) * 2013-04-24 2014-10-29 晨星半导体股份有限公司 收发器的同相/正交失衡校正系统及其校正方法
CN104125182B (zh) * 2013-04-24 2017-06-23 晨星半导体股份有限公司 收发器的同相/正交失衡校正系统及其校正方法
CN110808734A (zh) * 2015-07-07 2020-02-18 联发科技股份有限公司 多个不同相位的振荡信号的产生方法及电路、本地振荡器
CN110808734B (zh) * 2015-07-07 2023-11-10 联发科技股份有限公司 多个不同相位的振荡信号的产生方法及电路、本地振荡器
CN106559076A (zh) * 2015-09-24 2017-04-05 半导体元件工业有限责任公司 扩频时钟发生器的校准及其方法
CN106559076B (zh) * 2015-09-24 2021-12-24 半导体元件工业有限责任公司 扩频时钟发生器的校准及其方法
CN112039493A (zh) * 2019-06-03 2020-12-04 美国亚德诺半导体公司 矢量调制器移相器的装置和方法
CN112039493B (zh) * 2019-06-03 2024-04-09 美国亚德诺半导体公司 矢量调制器移相器的装置和方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP2004519897A (ja) 2004-07-02
US6891440B2 (en) 2005-05-10
US20020039052A1 (en) 2002-04-04
DE10197085T5 (de) 2004-04-15
WO2002067519A1 (en) 2002-08-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1483268A (zh) 具有反馈相失配校正的正交振荡器
US6674998B2 (en) System and method for detecting and correcting phase error between differential signals
Lee et al. A sub-6-GHz 5G new radio RF transceiver supporting EN-DC with 3.15-Gb/s DL and 1.27-Gb/s UL in 14-nm FinFET CMOS
Razavi et al. A uwb cmos transceiver
Zargari et al. A single-chip dual-band tri-mode CMOS transceiver for IEEE 802.11 a/b/g wireless LAN
TWI597957B (zh) 使用對數檢波器放大器（ｌｄａ）解調器之低功耗雜訊不敏感通訊頻道系統及相關方法
CN102281079B (zh) 使用可变振幅本振信号的直接变频的方法和装置
US8369807B2 (en) Polar-based RF receiver
US8831543B2 (en) Method and system for a linearized transmitter including a power amplifier
US20150295543A1 (en) Logarithmic amplifier with universal demodulation capabilities
US20070177693A1 (en) Integrated circuit arrangement for converting a high-frequency bandpass signal to a low-frequency quadrature signal
US7065327B1 (en) Single-chip CMOS direct-conversion transceiver
US20160204823A1 (en) 10GbE E-band radio with 8PSK modulation
US10573950B2 (en) Directional coupler
Kuang et al. A fully integrated 60-GHz 5-Gb/s QPSK transceiver with T/R switch in 65-nm CMOS
Behzad et al. Direct-conversion CMOS transceiver with automatic frequency control for 802.11 a wireless LANs
CN106788569A (zh) 一种无线局域网射频收发机电路芯片
Dong et al. A 10-Gb/s 180-GHz phase-locked-loop minimum shift keying receiver
Steinweg et al. 8.0-pJ/bit BPSK transmitter with LO phase steering and 52-Gbps data rate operating at 246 GHz
Laskin et al. A 60-GHz RF IQ DAC transceiver with on-die at-speed loopback
Mashhour et al. On the direct conversion receiver--A tutorial
Lee et al. A 272-GHz CMOS Analog BPSK/QPSK Demodulator for IEEE 802.15. 3d
US20090302828A1 (en) Oscillating system and assistant measuring circuit for oscillator
US20200091955A1 (en) Second-order harmonic reduction for radio frequency transmitter
TWI667892B (zh) 應用於物聯網之無線射頻系統

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication