DE102004058300B4 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines komplexen Signals und Verwendung in einem Hochfrequenz-Sender oder -Empfänger - Google Patents

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Abstract

Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines komplexen Signals, aufweisend
– einen Oszillator (3),
– einen Frequenzteiler (4), der mit dem Oszillator (3) zur Zuführung eines Oszillationssignals (VCOP, VCON) gekoppelt ist, mit einem ersten Ausgang (9) zur Bereitstellung eines Inphase-Signals (IN, IP) und mit einem zweiten Ausgang (10) zur Bereitstellung eines Quadratursignals (QN, QP), die gemeinsam das komplexe Signal bilden, wobei der Frequenzteiler (4) ein Master-Slave Flip-Flop ist,
– einen Versorgungspotentialanschluss (7) und
– einen Bezugspotentialanschluss (5),
– wobei der Oszillator (3) und der Frequenzteiler (4) in einem gemeinsamen Strompfad zwischen Versorgungs- und Bezugspotentialanschluss (7, 5) angeordnet sind, und
– wobei in dem gemeinsamen Strompfad außerdem eine Stromquelle (6) vorgesehen ist ausgelegt zur Bereitstellung eines gemeinsamen Biassignals für den Oszillator (3) und den Frequenzteiler (4).

Description

  • Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines komplexen Signals und deren Verwendung in einem Hochfrequenz-Sender oder -Empfänger Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines komplexen Signals sowie deren Verwendung in einem Hochfrequenz-Sender oder Hochfrequenz-Empfänger zur Bereitstellung eines Lokaloszillator-Signals.
  • In Hochfrequenz-Sende- und -Empfangsgeräten wird üblicherweise eine Trägerfrequenz beziehungsweise Überlagerungsfrequenz benötigt. Diese dient dazu, eine frequenzmäßige Umsetzung zwischen einer Basisbandlage oder Zwischenfrequenzlage und einer Hochfrequenzlage zu bewirken. Dabei wird normalerweise ein eingehendes Signal in einem Hochfrequenzmischer mit dem Lokaloszillator-Signal verknüpft.
  • Insbesondere bei homodynen Architekturen und bei der zunehmenden, zu verarbeitenden Signalbandbreite ist es üblich geworden, eine Quadratursignalverarbeitung vorzunehmen. Dies wiederum erfordert die Zuführung des Lokaloszillator-Signals zum Hochfrequenzmischer zerlegt in zwei orthogonale Signalkomponenten. Diese zwei Signalkomponenten haben die gleiche Trägerfrequenz, unterscheiden sich jedoch um einen Phasenversatz von 90 Grad. Ein solches Signal wird vorliegend als komplexes Oszillator-Signal verstanden.
  • Zur Erzeugung eines komplexen Oszillator-Signals kann beispielsweise ein integrierter Oszillator verwendet werden. Das so gewonnene Signal mit einer Trägerfrequenz wird üblicherweise zwischen dem Oszillator und dem Frequenzmischer in zwei zueinander um 90 Grad phasenverschobene Signalkomponenten zerlegt, nämlich eine Inphase-Komponente und eine Quadratur-Komponente. Daher werden solche komplexen Signale auch als IQ-Signale bezeichnet.
  • 4 zeigt eine bekannte Möglichkeit, um ein solches IQ-Signal zu gewinnen. Es ist ein Oszillator 1 vorgesehen, der ein Trägersignal in Form eines Differenzsignals VCON, VCOP erzeugt. Dieses wird einem Teiler 2 zugeführt, der zwei um 90 Grad phasenverschobene Signale abgibt. Die Ausgangssignale des Teilers sind jeweils wiederum als Differenzsignale ausgelegt. Demnach sind die beiden Anschlüsse für die Inphase-Signalkomponente mit IN, IP bezeichnet, während die Quadratur-Komponenten mit QN, QP bezeichnet sind. Jeder dieser beiden Funktionsblöcke 1, 2 verfügt über eine ihm zugeordnete BIAS-Stromquelle 39, 40, welche zur Bereitstellung jeweiliger Ruheströme dient. Der Oszillator 1 und der Teiler 2 sind entweder über Buffer oder eine Wechselstromkopplung miteinander verbunden. Die Ausgangssignale IN, IP; QN, QP der Anordnung von 4 haben einen bestimmten Phasenrauschanteil. Dem steht entgegen, dass aufgrund des Wunsches nach immer höherer Signalqualität und Bandbreite in der Nachrichtenübertragung das Phasenrauschen des Lokaloszillator-Signals immer weiter reduziert werden soll.
  • Das Dokument US 2004/0 008 092 A1 zeigt ein System zur Erzeugung von Quadratursignalen mit einem Oszillator und Frequenzteilern. Die Frequenzteiler sind dabei ähnlich wie der Oszillator selbst als Resonanzkreise aufgebaut, die nach dem Prinzip eines ”injection locking” mit dem eigentlichen Oszillator verbunden sind.
  • In der Druckschrift DE 40 18 614 C2 ist eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung von zwei um 90 Grad phasenverschobenen Ausgangssignalen mittels eines Master-Slave-D-Flip-Flops gezeigt.
  • In der DE 103 19 089 A1 ist eine Flip-Flop Schaltungsanordnung angegeben, welche zum Aufbau von Frequenzteilern geeignet ist.
  • Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines komplexen Signals sowie eine Verwendung der Schaltungsanordnung in Sendern oder Empfängern anzugeben, bei denen das Phasenrauschen des komplexen Signals reduziert ist.
  • Diese Aufgabe wird mit dem Gegenstand der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Schaltungsanordnung sind Gegenstand der Unteransprüche.
  • In einer Ausführungsform weist eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines komplexen Signals auf:
    • – einen Oszillator,
    • – einen Frequenzteiler, der mit dem Oszillator zur Zuführung eines Oszillationssignals gekoppelt ist, mit einem ersten Ausgang zur Bereitstellung eines Inphase-Signals und mit einem zweiten Ausgang zur Bereitstellung eines Quadratursignals, die gemeinsam das komplexe Signal bilden,
    • – einen Versorgungspotentialanschluss und
    • – einen Bezugspotentialanschluss,
    • – wobei der Oszillator und der Frequenzteiler in einem gemeinsamen Strompfad zwischen Versorgungs- und Bezugspotentialanschluss angeordnet sind, und
    • – wobei in dem gemeinsamen Strompfad außerdem eine Stromquelle (6) vorgesehen ist ausgelegt zur Bereitstellung eines gemeinsamen Biassignals für den Oszillator (3) und den Frequenzteiler (4).
  • Nach dem vorgeschlagenen Prinzip sind die Funktionsblöcke Oszillator und Frequenzteiler nicht mehr als separate Blöcke ausgeführt und hintereinander geschaltet, sondern vielmehr ist vorgesehen, den Oszillator und den Frequenzteiler in einem einzigen, gemeinsamen Strompfad zu realisieren, der zwischen Versorgungs- und Bezugspotenzial geschaltet ist. Somit ist es möglich, sowohl den Oszillator, als auch den Frequenzteiler mit einem gemeinsamen BIAS-Strom anzusteuern.
  • Mit der vorgeschlagenen Anordnung von Oszillator und Frequenzteiler in einem gemeinsamen Strompfad ist das Phasenrauschen reduziert.
  • Da der Oszillator-Strom gegenüber dem Teilerstrom verhältnismäßig groß sein kann, ist es möglich, kleinere Widerstände zur Ausgangssignalbegrenzung zu verwenden. Dadurch wird das Eigenrauschen des Frequenzteilers noch weiter verkleinert. Das Phasenrauschen der gesamten Schaltungsanordnung bleibt konstant kleiner als das des Oszillators, beispielsweise konstant 6 dB.
  • Eine Verringerung der Versorgungsspannung der vorgeschlagenen Schaltungsanordnung ist dadurch möglich, dass die BIAS-Stromquelle in den Funktionsblock des Oszillator integriert wird.
  • Bevorzugt umfasst eine zwischen Versorgungs- und Bezugspotenzialanschluss geschaltete Serienschaltung eine elektrische Last, den Oszillator, den Frequenzteiler und eine BIAS-Stromquelle.
  • Der gemeinsame Strompfad und somit der Frequenzteiler sowie der Oszillator sind bevorzugt in symmetrischer Schaltungstechnik ausgebildet. Dadurch ist unter anderem die Empfindlichkeit gegen Störungen von außen verringert.
  • Der Ausgang des Frequenzteilers zur Bereitstellung des Inphase-Signals sowie der Ausgang zur Bereitstellung des Quadratur-Signals sind bevorzugt jeweils zur Abgabe von Differenzsignalen ausgelegt.
  • Der Frequenzteiler ist bevorzugt als durch Zwei-Frequenzteiler ausgelegt. In diesem Fall schwingt der Oszillator bei der doppelten, gewünschten Frequenz des komplexen Signals, welche von der gesamten Schaltungsanordnung bereitgestellt wird.
  • Der Frequenzteiler kann auch mehrere, kaskadierte durch Zwei-Frequenzteiler aufweisen. In diesem Fall beträgt das gesamte Teilerverhältnis 2N. Dies ist aufgrund der vorliegend möglichen, vereinfachten Realisierung des Frequenzteilers mit besonders geringem Aufwand möglich. Bei einem gesamten Teilerverhältnis von 2N bleibt der Versorgungsstrom im Oszillator unverändert, lediglich der Strom pro Teiler wird um 2N heruntergeteilt. Um die gleiche Ausgangsamplitude zu erreichen, müsste in diesem Fall der Lastwiderstand um 2N erhöht werden. Bei einem bevorzugt eingesetzten synchronen Teiler bleibt die Signalverzögerung unabhängig von der Zahl der kaskadierten Teilerstufen.
  • Der Frequenzteiler ist bevorzugt als Master-Slave Flip-Flop ausgebildet.
  • Dabei umfasst der Frequenzteiler bevorzugt einen Master-Block und eine Slave-Block, die zur Bildung einer Master-Slave-Struktur miteinander in einer Rückkopplung verbunden sind. Master-Block und Slave-Block umfassen je eine Differenz- und eine Haltestufe, wobei die Master-Differenzstufe, die Master-Haltestufe, die Slave-Differenzstufe und die Slave-Haltestufe zur Bildung der Flip-Flop-Struktur bevorzugt miteinander verkoppelt sind. Mit einer solchen Struktur ist der Aufbau des Frequenzteilers mit einer besonders geringen Anzahl von Transistoren in integrierter Schaltungsbauweise möglich.
  • Differenz- und Haltestufen weisen bevorzugt je ein Emitter- oder Source-gekoppeltes Transistorpaar auf, je nach dem, ob aufgrund der gewünschten Anwendung die Integration der Schaltung in Metall-Isolator-Halbleiter-Technik oder in bipolarer Schaltungstechnik oder einer Kombination von beiden erfolgt.
  • Der Oszillator ist bevorzugt als abstimmbarer Oszillator ausgeführt. Damit ist es möglich, die Frequenz des bereitgestellten, komplexen Signals zu variieren.
  • Der abstimmbare Oszillator ist bevorzugt als spannungsgesteuerter Oszillator, Voltage-Controlled-Oscillator, VCO ausgeführt. Dabei wird die Schwingfrequenz von zumindest einer Induktivität und zumindest einer Kapazität bestimmt. Bevorzugt ist die Kapazität abstimmbar ausgeführt. Hierfür sind beispielsweise ein oder mehrere Varaktor-Bauteile im Oszillator vorgesehen.
  • Der Oszillator weist zu seiner Entdämpfung bevorzugt ein kreuzgekoppeltes Metal Oxide Semiconductor, MOS-Transistorpaar auf. Damit wird eine negative Impedanz bereit gestellt, die die unvermeidliche Dämpfung der Induktivitäten und Kapazitäten kompensiert. Somit kann eine Schwingbedingung erfüllt werden.
  • Wenn eine höhere Verstärkung gewünscht ist, kann ein weiteres, kreuzgekoppeltes Transistorpaar zur Entdämpfung des Oszillators vorgesehen sein. Dabei haben die beiden kreuzgekoppelten Transistorpaare bevorzugt einen unterschiedlichen Leitfähigkeitstyp ihrer Transistoren.
  • Die vorgeschlagene Schaltungsanordnung ist bevorzugt in integrierter Schaltungstechnik aufgebaut. Dabei können Bipolar- und/oder MOS-Transistoren verwendet werden, je nach der gewünschten Spezifikation und den zur Verfügung stehenden Integrationsprozessen.
  • Die vorgeschlagene Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Signals mit Inphase- und Quadratur-Komponenten ist besonders zur Bereitstellung eines Lokaloszillator-Signals zur Anwendung in Sendern und/oder Empfängern der Kommunikationstechnik geeignet, beispielsweise dem Mobilfunk.
  • Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.
  • Es zeigen:
  • 1 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip anhand eines Blockschaltbilds,
  • 2 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip anhand eines Schaltplans,
  • 3 ein drittes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip anhand eines Schaltplans,
  • 4 eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines komplexen Signals gemäß Stand der Technik und
  • 5 einen Hochfrequenzempfänger mit einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip.
  • 1 zeigt eine Schaltungsanordnung 50 zur Erzeugung eines komplexen Signals. Dabei sind ein Oszillator 3 und ein Frequenzteiler 4 miteinander in einer symmetrisch ausgestalteten Schaltungsverbindung VCOP, VCON gekoppelt und in einem gemeinsamen Strompfad angeordnet. Zwischen den Oszillator 3 und einen Bezugspotenzialanschluss 5 ist eine Stromquelle 6 geschaltet, welche einen BIAS-Strom bereitstellt. Der Frequenzteiler 4 ist an einen Versorgungspotenzialanschluss 7 geschaltet. Somit ist eine Serienschaltung umfassend den Frequenzteiler 4, den Oszillator 3 und die Stromquelle 6 zwischen dem Versorgungspotenzialanschluss 7 und dem Bezugspotenzialanschluss 5 geschaltet, die somit in einem gemeinsamen Strompfad angeordnet sind. Der Oszillator 3 weist einen Steuereingang 8 auf, der zur Zuführung eines Abstimmsignals VCTRL dient. Damit ist es möglich, die Frequenz des Oszillators zu variieren. Der Frequenzteiler 4 hat einen ersten Ausgang 9, an dem eine Inphase-Signalkomponente, und einen Ausgang 10, an dem eine Quadratur-Signalkomponente des zu erzeugenden komplexen Signals bereitgestellt werden. Beide Ausgänge 9, 10 sind jeweils zur Bereitstellung von Differenzsignalen IN, IP; QN, QP ausgelegt. Da die jeweils einander zugeordneten Differenzsignale zueinander eine Phasenverschiebung von 180 Grad aufweisen, ist der Ausgang des Frequenzteilers 4 auch so interpretierbar, dass insgesamt vier, in Schritten von 90 Grad zueinander phasenverschobene Signale bereitgestellt werden und demnach eine Phasenlage von 0 Grad, 90 Grad, 180 Grad und 270 Grad haben.
  • Da es sich bei dem Frequenzteiler 4 im vorliegenden Beispiel um einen durch Zwei-Frequenzteiler handelt, schwingt der Oszillator 3 auf der doppelten Frequenz bezogen auf die gewünschte Ausgangsfrequenz des komplexen Signals an den Quadratursignalausgängen 9, 10.
  • Die Stromquelle 6 stellt einen BIAS-Strom für den Oszillator bereit, welcher zugleich auch als Strom für den Frequenzteiler 4 dient. Dabei muss der BIAS-Strom für den Oszillator und für den Frequenzteiler nicht notwendigerweise betragsmäßig gleich groß sein.
  • Die erfindungsgemäße Übereinanderreihung der Blöcke Oszillator 3 und Frequenzteiler 4 bezogen auf die Versorgungsspannung in einem gemeinsamen Strompfad führt zu dem Vorteil einer verringerten Anzahl von erforderlichen Bauteilen. Ein weiterer Vorteil ergibt sich dadurch, dass das Phasenrauschen der Anordnung verringert ist. Somit ergibt sich eine verbesserte Signalqualität des an dem Quadratursignalausgang 9, 10 abzugebenden Lokaloszillator-Signals.
  • 2 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Bereitstellung eines komplexen Signals gemäß dem vorgeschlagenen Prinzip anhand einer Weiterbildung der Schaltung von 1. Die Schaltung von 2 stimmt mit derjenigen von 1 in ihrem grundlegenden Aufbau überein und wird insoweit bezüglich ihres Aufbaus und der vorteilhaften Funktionsweise an dieser Stelle nicht noch einmal beschrieben.
  • Der Oszillator 3 von 2 ist als abstimmbarer LC-Oszillator ausgeführt. Demnach bestimmen Induktivität und Kapazität die Schwingkreisfrequenz. Der Aufbau des Oszillators 3 ist symmetrisch ausgeführt, nämlich als spannungsgesteuerter Oszillator, englisch: Voltage-Controlled Oscillator, VCO. Zwischen die symmetrischen Schwingknoten 11, 12 des Oszillators ist als Schwingkreisfrequenz bestimmendes Element eine Induktivität 13 geschaltet. Außerdem ist ein Paar von Varaktoren 14, 15 vorgesehen, wobei jeder Varaktor 14, 15 mit je einem Anschluss an je einen Schwingknoten 11, 12 angeschlossen ist. Die freien Anschlüsse der Varaktoren 14, 15 sind miteinander in einem Steuereingang 8 verbunden. Der Steuereingang 8 dient zur Zuführung der Abstimmspannung VCTRL des abstimmbaren Oszillators 3. Die Varaktoren haben eine spannungsabhängige Kapazität und bestimmen so die Schwingkreisfrequenz.
  • Ein Fußpunkt 16 des Oszillators 3 ist über die Stromquelle 6 gegen den Bezugspotenzialanschluss 5 geschaltet. Außerdem ist zwischen den symmetrischen Schwingknoten 11, 12 und den Fußpunkt 16 die gesteuerte Strecke je eines MOS-Transistors 17, 18 vom n-Kanal-Typ geschaltet. Die Gate-Anschlüsse der Transistoren 17, 18 sind mit dem je gegenüberliegenden Schwingknoten 11, 12 zur Bildung einer Kreuzkopplung verbunden. Das kreuzgekoppelte Transistorpaar 17, 18 dient zur Entdämpfung des Oszillators. Zu diesem Zweck ist auch ein weiteres Transistorpaar 19, 20 vorgesehen, welches vom p-Kanal-Typ ist. Je einer der Transistoren 19, 20 ist mit je einem Anschluss seiner gesteuerten Strecke an je einen Anschluss des symmetrischen Schwingknotens 11, 12, und mit je einem weiteren Anschluss seiner gesteuerten Strecke an je einen Anschluss eines symmetrischen Schaltungsknotens 21, 22 geschaltet. Der symmetrische Schaltungsknotens 21, 22 bildet den Fußpunkt des Frequenzteilers 4.
  • Der Frequenzteiler 4 ist als Master-Slave Flip-Flop aufgebaut. Dabei sind ein Master-Block 23 und ein Slave-Block 24 vorgesehen. Der Master-Block 23 und der Slave-Block 24 umfassen je zwei Differenzstufen. Von diesen Differenzstufen dient je eine als Haltestufe. Die jeweils zwei Differenzstufen im Master-Block und im Slave-Block 23, 24 umfassen je zwei emittergekoppelte npn-Transistoren 25, 26; 27, 28; 29, 30; 31, 32. Demnach wird der eigentliche Kern des Flip-Flops 4 durch vier Differenzstufen gebildet, welche jeweils zwei npn-Transistoren umfassen und in Emitter-Coupled-Logic, ECL-Schaltungstechnik schaltend betrieben werden. Der erste Differenzverstärker umfasst zwei Transistoren 25, 26, deren Emitteranschlüsse unmittelbar in dem ersten Schaltungsknoten 21 miteinander verbunden sind. Der Kollektoranschluss des ersten Transistors 25 des ersten Differenzverstärkers 25, 26 bildet einen ersten Schaltungsknoten IP, der Kollektoranschluss des zweiten Transistors 26 bildet einen zweiten Schaltungsknoten IN. Der Basisanschluss des ersten Transistors 25 ist mit einem Schaltungsknoten QN verbunden, während der Basisanschluss des zweiten Transistors 26 mit einem Schaltungsknoten QP verbunden ist.
  • In der zweiten Differenzstufe 27, 28 ist der Kollektoranschluss des ersten Transistors 27 mit dem Schaltungsknoten IP verbunden, während der Kollektoranschluss des zweiten Transistors 28 mit dem Schaltungsknoten IN verbunden ist. Der Basisanschluss des ersten Transistors 27 ist mit dem Schaltungsknoten IN verbunden, während der Basisanschluss des zweiten Transistors 28 mit dem Schaltungsknoten IP verbunden ist, so dass die Transistoren 27, 28 miteinander eine Kreuzkopplung bilden. Der gemeinsame Emitterknoten der zweiten Differenzstufe 27, 28 ist mit dem zweiten Schaltungsknoten 22 verbunden.
  • Die dritte Differenzstufe 29, 30 umfasst ebenfalls zwei emittergekoppelte npn-Transistoren, deren gemeinsamer Emitterknoten mit dem zweiten Schaltungsknoten 22 verbunden ist. Der Kollektoranschluss des ersten Transistors 29 der dritten Differenzstufe 29, 30 ist mit dem Schaltungsknoten QN verbunden, während der Kollektoranschluss des zweiten Transistors 30 der dritten Differenzstufe mit dem Schaltungsknoten QP verbunden ist. Der Basisanschluss des ersten Transistors 29 ist an den Schaltungsknoten IN angeschlossen, während der Basisanschluss des zweiten Transistors 30 mit dem Schaltungsknoten IP verbunden ist.
  • Die Emitteranschlüsse der Transistoren 31, 32 der vierten Differenzstufe sind miteinander und mit dem ersten Schaltungsknoten 21 verbunden. Der Kollektoranschluss des ersten Transistors 31 der vierten Differenzstufe ist mit dem Schaltungsknoten QN, der Kollektoranschluss des zweiten Transistors 32 der vierten Differenzstufe mit dem Kollektoranschluss QP verbunden. Der Basisanschluss des ersten Transistors 31 der vierten Differenzstufe ist mit dem Kollektoranschluss QP verbunden, während der Basisanschluss des zweiten Transistors 32 der vierten Differenzstufe mit dem Schaltungsknoten QN verbunden ist. Somit bilden die Transistoren 31, 32 der vierten Differenzstufe miteinander eine Kreuzkopplung.
  • Die vier Schaltungsknoten QN, QP, IN, IP bilden wiederum die zur Führung von Differenzsignalen ausgelegten Quadratursignalausgänge der Schaltung.
  • Jeder der vier Schaltungsknoten IP, IN, QN, QP ist über je einen Widerstand 33, 34, 35, 36 mit dem Versorgungspotenzialanschluss 7 verbunden.
  • Zur Gewährleistung einer übersichtlicheren Darstellung sind in 2 zwischen dem Master-Block 23 und dem Slave-Block 24 nicht alle Verbindungen eingezeichnet, sondern diese Verbindungen vielmehr durch Angabe übereinstimmender Bezeichnungen der Schaltungsknoten IP, IN, QN, QP angedeutet.
  • Wie anhand von 2 deutlich erkennbar ist, dient die Stromquelle 6 auch zur Versorgung der in ECL-Schaltungstechnik aufgebauten Flip-Flop-Anordnung in Frequenzteiler 4. Dadurch ist das Eigenrauschen verringert.
  • Aufgrund der zwei vorgesehenen Entdämpferstufen 17, 18; 19, 20, die von je einem kreuzgekoppelten Inverter gebildet werden, ist eine höhere Verstärkung möglich.
  • Da in den meisten Anwendungen der VCO-Strom gegenüber dem des Teilers größer ist, kann man kleinere Kollektorwiderstände 33 bis 36 zur Ausgangssignallimitierung einsetzen. Dadurch wird das Eigenrauschen des Teilers zusätzlich geringer. Das Gesamtphasenrauschen bleibt dabei kleiner als das Phasenrauschen des Oszillators, beispielsweise um konstant 6 dB.
  • 3 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip, die ebenfalls in ihrem Aufbau einer Weiterbildung der Schaltung von 1 entspricht. Die Schaltung von 3 entspricht einer Abwandlung der Schaltung von 2 und wird in soweit, wie sie mit dieser übereinstimmt, nicht noch einmal beschrieben.
  • Zum Erzielen einer geringeren Versorgungsspannung ist bei der Schaltung von 3 das n-Kanal-MOS-Transistorpaar 17, 18 weggelassen. Um einen Ausgleich für die dadurch entfallene Kopplung zwischen den symmetrischen Schwingknoten 11, 12 und dem Fußpunkt 16 zu schaffen, ist anstelle der Induktivität 13 von 2 bei der Schaltung nach 3 eine Induktivität 37 mit Mittenanzapfung vorgesehen. Die Induktivität 37 ist ebenfalls mit je einem Anschluss an den symmetrischen Schwingknoten 11, 12 angeschlossen, weist jedoch einen Mittenanschluss auf, der an die Stromquelle 6 angeschlossen ist.
  • Gegenüber der Schaltung von 2 ergibt sich bei der Schaltung nach 3 durch den Verzicht auf eine Transistorstufe die Möglichkeit, diese Schaltung mit geringerer Versorgungsspannung betreiben zu können. Im übrigen zeigt die Schaltung bei einer leicht geringeren Verstärkung ebenfalls die Vorteile und Variationsmöglichkeiten, die anhand von 2 bereits beschrieben wurden.
  • In alternativen Ausführungen der gezeigten Schaltungsbeispiele ist es auch möglich, die Stromquelle 6 in den Oszillator 3 zu integrieren.
  • Anstelle des LC-Oszillators 3 können auch andere Oszillatorstrukturen eingesetzt werden, je nach gewünschter Anwendung.
  • Weiterhin können anstelle der gezeigten Master-Slave D-Flip-Flop-Struktur andere Frequenzteilerstrukturen verwendet werden. Dabei ist jedoch anzumerken, dass die gezeigte Master-Slave D-Flip-Flop-Struktur mit besonders wenigen Transistorbauteilen auskommt.
  • Es können anstelle der gezeigten, einstufigen Teileranordnung bei 2 oder 3 auch mehrere Frequenzteiler in Serie geschaltet werden. Dann ergibt sich ein Gesamt-Teilerverhältnis von 2N. In diesem Fall bliebe die Versorgung durch den Oszillator unverändert, nur der Strom pro Teiler würde um 2N heruntergeteilt. Um die gleiche Ausgangsamplitude zu erreichen, müsste der Lastwiderstand um 2N erhöht werden. Da der Frequenzteiler 4 in 2 ein synchroner Teiler ist, ist die Signalverzögerung unabhängig von der Anzahl der Teilerstufen.
  • Selbstverständlich können bei den Schaltungen nach 2 und 3 die Widerstände 33 bis 36 gegen Induktivitäten oder Transistoren ausgetauscht werden. Anstelle der Bipolar-Transistoren im Frequenzteiler können MOS-Transistoren eingesetzt werden, dies gilt auch umgekehrt für die MOS-Transistoren 17 bis 20. Die gesamte Schaltungsanordnung kann ebenso in Bipolar-, wie in MOS-, oder einer anderen Schaltungstechnik aufgebaut sein, je nach gewünschter Anwendung und zur Verfügung stehendem Integrationsprozess.
  • Die Ausführungsbeispiele gemäß 1 bis 3 dienen lediglich zu illustrativen Zwecken, nicht jedoch zur Beschränkung des allgemeinen Erfindungsgedankens und können im Rahmen fachmännischen Handelns abgewandelt werden, ohne den Erfindungsgedanken zu verlassen.
  • Die Schaltung von 4 wurde bereits in der Beschreibungseinleitung erläutert und soll an dieser Stelle deshalb nicht noch einmal beschrieben werden.
  • 5 zeigt einen Hochfrequenzempfänger mit einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Dieser umfasst zwei Mischer 51, 52, deren Ausgänge in einem Verknüpfungsglied 53 miteinander verbunden sind. Am Ausgang des Verknüpfungsglieds ist ein Basisbandsignal BB abgreifbar. Je einem Eingang der Mischer 51, 52 wird ein Hochfrequenzsignal RF zugeführt. Die Schaltungsanordnung 50 ist mit je einem zweiten Eingang der Mischer 51, 52 verbunden, derart, dass einem ersten Mischer 51 das Quadratursignal QN, QP und einem zweiten Mischer 52 das Inphasesignal IN, IP zugeführt wird. Die Schaltung ist zur Verarbeitung von Differenzsignalen ausgelegt.
  • Die Schaltungsanordnung 50 kann alternativ oder zusätzlich in entsprechender Weise auch zur Frequenzumsetzung in Sendeanordnungen verwendet werden.
  • Bezugszeichenliste
    • 1
    Oszillator
    2
    Frequenzteiler
    3
    Oszillator
    3'
    Oszillator
    4
    Frequenzteiler
    5
    Bezugspotenzialanschluss
    6
    Stromquelle
    7
    Versorgungspotenzialanschluss
    8
    Steuereingang
    9
    Inphase-Signalausgang
    10
    Quadratur-Signalausgang
    11
    Schwingknoten
    12
    Schwingknoten
    13
    Induktivität
    14
    Varaktor
    15
    Varaktor
    16
    Fußpunkt
    17
    Transistor
    18
    Transistor
    19
    Transistor
    20
    Transistor
    21
    Schaltungsknoten
    22
    Schaltungsknoten
    23
    Master-Block
    24
    Slave-Block
    25
    Transistor
    26
    Transistor
    27
    Transistor
    28
    Transistor
    29
    Transistor
    30
    Transistor
    31
    Transistor
    32
    Transistor
    33
    Widerstand
    34
    Widerstand
    35
    Widerstand
    36
    Widerstand
    37
    Induktivität
    39
    Stromquelle
    40
    Stromquelle
    50
    Schaltungsanordnung
    51
    Mischer
    52
    Mischer
    53
    Verknüpfungsglied
    BB
    Basisbandsignal
    IN
    Inphasesignal
    IP
    Inphasesignal
    QN
    Quadratursignal
    QP
    Quadratursignal
    RF
    Hochfrequenzsignal

Claims (13)

  1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines komplexen Signals, aufweisend – einen Oszillator (3), – einen Frequenzteiler (4), der mit dem Oszillator (3) zur Zuführung eines Oszillationssignals (VCOP, VCON) gekoppelt ist, mit einem ersten Ausgang (9) zur Bereitstellung eines Inphase-Signals (IN, IP) und mit einem zweiten Ausgang (10) zur Bereitstellung eines Quadratursignals (QN, QP), die gemeinsam das komplexe Signal bilden, wobei der Frequenzteiler (4) ein Master-Slave Flip-Flop ist, – einen Versorgungspotentialanschluss (7) und – einen Bezugspotentialanschluss (5), – wobei der Oszillator (3) und der Frequenzteiler (4) in einem gemeinsamen Strompfad zwischen Versorgungs- und Bezugspotentialanschluss (7, 5) angeordnet sind, und – wobei in dem gemeinsamen Strompfad außerdem eine Stromquelle (6) vorgesehen ist ausgelegt zur Bereitstellung eines gemeinsamen Biassignals für den Oszillator (3) und den Frequenzteiler (4).
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Versorgungspotentialanschluss (7) und den Bezugspotentialanschluss (5) eine Serienschaltung umfassend zumindest eine elektrische Last (33, 34, 35, 36), den Frequenzteiler (4), den Oszillator (3) und die Stromquelle (6) geschaltet ist.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der gemeinsame Strompfad in symmetrischer Schaltungstechnik ausgebildet ist.
  4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Ausgang (9) und der zweite Ausgang (10) des Frequenzteilers (4) jeweils zur Abgabe von Differenzsignalen (IN, IP; QN, QP) ausgelegt sind.
  5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzteiler (4) als :2-Frequenzteiler ausgebildet ist.
  6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzteiler (4) einen Masterblock (23) und einen Slaveblock (24) umfasst, die zur Bildung einer Master-Slave-Struktur miteinander gekoppelt sind und je eine Differenz- und eine Haltestufe umfassen, wobei die Master-Differenzstufe (25, 26), die Master-Haltestufe (27, 28), die Slave-Differenzstufe (29, 30) und die Slave-Haltestufe (31, 32) zur Bildung der Flip-Flop-Struktur miteinander verkoppelt sind.
  7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenz- und Haltestufen (25, 26; 27, 28; 29, 30; 31, 32) je ein emitter- oder sourcegekoppeltes Transistorpaar aufweisen.
  8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (3) als abstimmbarer Oszillator ausgeführt ist.
  9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (3) ein symmetrisch aufgebauter, spannungsgesteuerter LC-Oszillator (13, 14, 15) ist.
  10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (3) zur Entdämpfung zumindest ein kreuzgekoppeltes Metal Oxide Semiconductor-Transistorpaar (19, 20) umfasst.
  11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (3) zur Entdämpfung ein weiteres, kreuzgekoppeltes Metal Oxide Semiconductor-Transistorpaar (17, 18) von komplementärem Leitungstyp umfasst.
  12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung in integrierter Schaltungstechnik aufgebaut ist.
  13. Verwendung einer Schaltungsanordnung (50) nach einem der Ansprüche 1 bis 12 in einem Hochfrequenz-Sender oder -Empfänger zur Bereitstellung eines Lokaloszillator-Signals.
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