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Die Erfindung bezieht sich auf eine
integrierte Halbleiterschaltung vom MOS-Typ und insbesondere auf
einen Oszillator, um als Basis bei analoger Signalverarbeitung zu
dienen.
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In den letzten Jahren haben aufgrund
des Anstiegs von digitalen Vorrichtungen und Fortschritten bei der
digitalen Signalverarbeitungstechnologie für digitale Signalverarbeitung
geeignete, integrierte CMOS-Schaltungen einen großen Anteil
des Halbleitermarkts gewonnen. Da ein Video- oder Audiosignal jedoch
in analoger Form eingegeben/ausgegeben wird, ist die analoge Verarbeitung
leichter auszuführen,
oder wenn sie digital verarbeitet wird, sind analoge Schaltungen
zur A/D-, D/A-Umwandlung, vor und nach der durchgeführten Filterverarbeitung,
Oszillatoren zur Takterzeugung und dergleichen notwendig. Es wurde
gesagt, dass für
analoge Schaltungen bipolare Technologie geeignet ist, wohingegen
CMOS-Technologie nicht geeignet ist, außer bei einigen Schaltungen,
wie beispielsweise analogen Schaltern und Probehaltern. Außerdem ist
jedoch zusätzlich
dazu die bipolare und die BiCMOS-Verarbeitung
ziemlich kostspielig, die Nachfrage nach einer durch digital/analoge
Konsolidierung erreichten Chip-CMOS-Struktur stark, und es gibt einen Anstieg
bei der Entwicklung von Schaltungen zur Verarbeitung von analogen
Signalen mit CMOS-Schaltungsanordnung.
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Der „Oszillator" mit dem CMOS wurde
häufig
als Taktgeneratoren oder Teilschaltung von PLLs bei der digitalen
Signalverarbeitung verwendet. Hinsichtlich beispielhafter Oszillatoren
hiefür
gibt es „Ringoszillatoren", bei denen CMOS-Inverter
in mehreren Stufen angeordnet sind, um einen Ring zu bilden. Unter
diesen ist ein Beispiel eines Oszillators, die imstande sind, die
Schwingungsfrequenz zu steuern, in der japanischen offengelegten
Anmeldung Nr. Hei-4- 188910
offenbart, wobei deren Hauptoszillatorabschnitt ausgebildet ist,
wie es in 14A und 14B gezeigt ist.
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Bei diesem Ringoszillator sind, wie
es in 14A gezeigt ist,
Inverterschaltungen von I1, I2... In ihrerseits in mehreren Stufen
verbunden, und die Ausgabe der Endstufe der Inverterschaltung In
wird der Eingabe der ersten Inverterschaltung I1 zurückgegeben,
wodurch ein Schleifenring gebildet wird.
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Jede der Inverterschaltungen I1,
I2... In, wie es in 14 gezeigt
ist, ist aus vier Feldeffekttransistoren M41 bis M44 aufgebaut.
Transistoren M41 und M42 sind aus N-Kanal-MOS-Transistoren gebildet, während Transistoren
M43 und M44 aus P-Kanal-MOS-Transistoren
gebildet sind. Die Gates der Transistoren M42 und M44 werden verbunden,
um als ein Eingangsanschluss verwendet zu werden, während die
Drainanschlüsse oder
Drains der Transistoren M42 und M43 verbunden werden, um als ein
Ausgangsanschluss verwendet zu werden. Außerdem werden jeweils der Drain
des Transistors M44 und der Sourceanschluss oder die Source des
Transistors M43, die Source des Transistors M42 und der Drain des
Transistors M41 verbunden, während gleichzeitig
die Source des Transistors M44 mit einem Anschluss der Leistungsquelle
verbunden ist, und die Source des Transistors M41 mit einem Erdungspunkt
verbunden ist.
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Jeder Gateanschluss oder Gate der
Transistoren M41 und M44 jeder Inverterschaltung I1, I2... In ist mit
Frequenzsteueranschlüssen
T1 bzw. T2 verbunden. Die Ausgabe kann von einem beliebigen Ausgang
jeder Inverterschaltung I1, I2... In extrahiert werden, und wird
durch einen getrennt außerhalb
der Schleife angeordneten Ausgangsinverter erzeugt.
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Bei diesem Ringoszillator wird ein
Paar von Transistoren M41, M42 und ein Paar von Transistoren M43,
M44 von jeder Inverterschaltung auf eine komplementäre Art und
Weise abhängig
von einem Signalpegel ein/ausgeschaltet, der an den Eingangsanschluss
In geliefert wird. Daher werden die Signal pegel an dem Eingangsanschluss
IN und an dem Ausgangsanschluss OUT in jeder Inverterschaltung invertiert.
Da die Inverterschaltungen in einer Reihe mit mehreren Stufen verbunden
sind, werden derartige Umkehrungen nacheinander propagiert. Aufgrund
ihrer Ringstruktur führt
durch Zurückkehren
zu ihrem Startpunkt und einer weiteren Verstärkung der Inversion, die Inversionsbewegung
schließlich
zu der Schwingung der ganzen Schleife.
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Die Frequenz einer derartigen Schwingung
wird durch die Verzögerungszeit
der Umkehrung zwischen dem Eingang und Ausgang jeder Inverterschaltung
bestimmt. Wenn eine Verzögerungszeit
für einen
Inverter td ist, ist die Schwingungsfrequenz fosc fosc = 1/(Ntd) (1)
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Jeweilige Gatespannungen T2, T1 der
Transistoren M41 und M44 beschränken
den an diese Feldeffekttransistoren gelieferten Strom. Dadurch wird
der von dem Transistor M44 bis M41 während der Umkehrung der Inverterschaltung
gelieferte Strom auch beschränkt,
womit sich die Verzögerungszeit
td auch verändert. Daher
werden, wenn die an die Steueranschlüsse T1, T2 gelieferten Spannungen
verändert
werden, sich die Verzögerungszeiten
der Umkehrung im jeweiligen Inverterschaltungen alle auf einmal ändern.
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Wenn sich somit die Verzögerungszeit
der Umkehrung verändert,
da sich die Zeit, bei der die Fortpflanzung der Umkehrung nach einer
Runde der Schleife zurückkehrt,
auch verändert,
verändert
sich auch die Schwingungsfrequenz gemäß Gleichung (1). Das heißt, wenn
die Verzögerungszeit
einer Stufe td schnell gemacht wird, wird die Frequenz hoch, und
wenn die Verzögerungszeit
td langsam gemacht wird, wird die Schwingungsfrequenz niedrig, womit
die Steuerung der Frequenz verwirklicht wird.
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Ein Ringoszillator mit einer derartigen
Inverterschaltung weist bei Verwendung in einem CMOS-LSI, die die
analoge/digitale Schaltungsanordnung bildet, folgende Nachteile
auf:
- 1. Der Ringoszillator erzeugt selbst ein
Rauschen wie ein Impuls, der dazu neigt, die anderen Analogschaltungen
nachteilig zu beeinflussen.
- 2. Da er dazu tendiert, von dem Rauschen der Leistungsquelle
und dergleichen beeinflusst zu werden, gibt es viel Jitter (Phasenrauschen).
Bei der Inverterschaltung fließt
nur bei dem Moment der Inversion ein relativ großer Strom zwischen der Leistungsquelle
und der Masse.
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Daher werden jedes Mal, wenn sich
der Inverter umkehrt, bei der Leistungsquelle und der Masse Impulsspannungen
gemäß den Widerständen der
Leistungsquellenleitung und der Masseleitung erzeugt. Wenn die LSI
Analogschaltungen enthält,
geht sogar wenn eine Maßnahme
getroffen wird, wie beispielsweise der Trennung der Leistungsquellenleitung
und dergleichen, diese Impulsspannung zu der analogen Schaltungsseite
aufgrund der gemeinsamen Impedanz der Leistungsquellenleitung oder
der kapazitiven Kopplung gemäß dem Substrat
und dergleichen. Dies beeinflusst analoge Schaltungen, wodurch Impulsrauschen
zu dem Analogsignal hinzugefügt
wird, um unvermeidbarer dessen Qualität zu einem gewissem Ausmaß zu verschlechtern.
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Insbesondere wird, wenn die Oszillatorausgabe
als ein bestimmtes Bezugssignal bei der Verarbeitung eines Analogsignals
benutzt wird, da das Verhältnis
der Frequenz dieses Bezugssignals und dasjenige der oben erwähnten Impulsspannung
ein ganzzahliges Verhältnis
aufweist, dem Signal eine Schwebungskomponente n hinzugefügt, und
dies kann Rauschen sein, das nicht durch ein Filter und dergleichen
getrennt werden kann. Ferner wird der Signalverlauf der Inverterschaltung,
die einen Ringoszillator bildet, eine Rechteckwelle sein, die voll
zwischen der Leistungsquelle und Masse schwingt. Da dies eine unerwünschte Komponente
(harmonische Komponente) mit hoher Energie hat, wenn es einen Teil
mit hoher Impedanz in einer Analogschaltung gibt, wird die Signalqualität verschlechtert
durch Strahlung.
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Im Gegensatz dazu fließt, sogar
bei einer Digitalschaltung, in dem Fall, in dem der Zustand übergeht, ein
relativ großer
Durchdringungsstrom zwischen der Leistungsquelle und Masse. Daher
treten, wenn eine LSI digitale Schaltungen enthält, für eine gesamte Digitalschaltung
verschiedene Inversionen mit einer zeitlichen Steuerung der Flanke
des Taktsignals auf, und ein rauschähnlicher Impuls, der darauf
zurückzuführen ist,
wird der Leistungsquellenleitung oder Masseleitung hinzugefügt. Wie
es oben beschrieben ist, kann sogar wenn Maßnahmen, wie beispielsweise
eine Trennung der Leistungsquellenleitung und dergleichen getroffen
werden, es nicht vermieden werden, dass diese Impulsspannung aufgrund
gemeinsamer Impedanz der Leistungsquellenleitung und aufgrund kapazitiver
Kopplung gemäß dem Substrat
auf die Leistungsquellen/Masseleitung des Oszillators übergeht.
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Bei dem Ringoszillator induziert
aufgrund der Oszillation mit der Amplitude der Spannung zwischen der
Leistungsquelle und Masse, das der Quellenspannung hinzugefügte Rauschen
eine vorübergehende
Veränderung
der Amplitude, und gibt eine Schwankung zu den Verzögerungszeiten
des Inverters, die die Frequenz bestimmt. Dies wird schließlich zu
Phasenrauschen der Oszillationsfrequenz und verschlechtert die spektrale
Reinheit der Schwingung. Ferner verursacht der Durchdringungsstrom
wie der Impuls, der von der Inverterschaltung selbst erzeugt wird,
die den Ringoszillator bildet, während
der Inversion Impulsspannungen an der Leistungsquellen/Masseleitung,
die die Inverterschaltung selbst verwendet, was dadurch zu einer
Verbesserung des Phasenrauschens der Oszillationsfrequenz führt.
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US-A-4818952 offenbart einen Oszillator,
der eine Rückkopplungsschleife
mit ersten und zweiten Transkonduktoren umfasst, die jeweils eine
bestimmte Transkonduktanz aufweisen. Die Schaltung umfasst zusätzliche
erste und zweite Konden satoren, die mit dem ersten und zweiten Transkonduktoren
verbunden sind, um ein Bandpassfilter zu bilden. Der Ausgang des
Bandpassfilters wird zu dem Eingang des Filters zurückgeführt. Außerdem wird
ein zwischen dem Ausgang des zweiten Transkonduktors und einem Ende
des ersten Kondensators verbindender Verstärker bereitgestellt.
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Eine ähnliche Struktur wird in der
US-A-5420547 offenbart. Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen
Oszillator bereitzustellen, der für eine CMOS-LSI geeignet ist,
die hochgenaue Analogschaltungen enthält, wobei es für den Oszillator
selber nicht wahrscheinlich ist, Rauschen zu erzeugen, und nicht
wahrscheinlich ist, durch Quellenrauschen und dergleichen beeinflusst
zu werden.
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Erfindungsgemäß wird die obige Aufgabe durch
einen Oszillator gemäß Anspruch
1 oder 7 erreicht. Die abhängigen
Ansprüche
beziehen sich auf weitere vorteilhafte Aspekte der Erfindung.
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Vorzugsweise umfasst ein Oszillator
der Erfindung ein Mittel zum Steuern der Oszillationsfrequenz durch
Verändern
der Werte der Biasströme,
während
das Verhältnis
des Biasstroms, der an die den Transkonduktor bildenden Feldeffekttransistoren
geliefert wird, und des Biasstrom, der an die Feldeffekttransistoren
des Verstärkers
geliefert wird, auf einem konstanten Wert gehalten wird und dies
führt zum
Steuern der Frequenz in einen weiteren Bereich.
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Somit treten, da die meisten der
Elemente in einer linearen Region arbeiten und nicht in einer vollständigen Schaltregion
arbeiten, keine rauschähnlichen
Impulse auf. Da die Oszillationsamplitude unabhängig von der Quellenspannung
bestimmt werden kann, und der Wert der Amplitude klein unterdrückt werden
kann, treten außerdem
weniger Verfälschungen
auf, die nicht zu Jitter (Phasenrauschen) als ein Ergebnis der Schwankung
der Oszillationsamplitude aufgrund von Quellenrauschen führen. Aus
solchen Gründen
sind die Oszillatoren in Übereinstimmung
mit der Erfindung die geeignetesten für CMOS-LSI einschließlich hochgenauer Analogschaltungen.
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1 ist
ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration darstellt, die eine
erste Ausführungsform der
Erfindung erläutert;
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2 ist
ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration darstellt, die ein
Modifikationsbeispiel der ersten Ausführungsform der Erfindung erläutert;
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3 ist
ein Schaltbild, das einen Transkonduktor von 1 konkret erläutert;
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4 ist
ein Schaltbild, das ein spezifisches Beispiel eines Verstärkers von 1 erläutert;
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5 ist
ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration darstellt, die ein
weiteres Modifikationsbesspiel der ersten Ausführungsform der Erfindung erläutert;
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6 ist
ein Schaltbild, das ein spezifisches Beispiel von 5 erläutert;
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7 ist
ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration darstellt, die eine
zweite Ausführungsform der
Erfindung erläutert;
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8 ist
ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration darstellt, die ein
weiteres Modifikationsbeispiel der zweiten Ausführungsform der Erfindung erläutert;
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9 ist
ein Schaltbild, das einen bei der zweiten Ausführungsform der Erfindung verwendeten
Transkonduktor konkret erläutert;
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10 ist
ein Schaltbild, das ein bei der zweiten Ausführungsform der Erfindung benutzten
Verstärker konkret
erläutert;
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11 ist
ein charakteristisches Diagramm der Verstärkung des BPF von 1;
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12 ist
ein charakteristisches Phasendiagramm des BPF von 1;
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13 ist
ein Diagramm, das eine Schaltungskonfiguration darstellt, die ein
Modifikationsbeispiel von 1 erläutert;
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14A und 14B sind Diagramme, die
eine Schaltungskonfiguration darstellen, die einen herkömmlichen
Oszillator erläutert.
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In dem folgenden werden Einzelheiten
der Ausführungsform
zum Ausführen
der Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
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Eine erste Ausführungsform der Erfindung wird
anhand des in 1 gezeigten
Diagramms beschrieben, das eine Schaltungskonfiguration darstellt.
In der Figur zeigt ein durch eine gepunktete Linie umschlossener
Abschnitt einen BPF (Bandpassfilter) der zweiten Ordnung. Die Ausgangsspannung
eines Verstärkers 3 ist
mit einem Ausgangsanschluss V-OUT verbunden, der der Ausgang des
BPF ist. Außerdem
weist die Ausgangsspannung eines Verstärkers 3 eine hohe
negative Verstärkung
für die
Eingangsspannung auf und wird an den Eingang eines Transkonduktors 4 geliefert,
der eine bestimmte Transkonduktanz aufweist. Die Stromausgabe eines
Transkonduktors 4 wird an einen Ausgangsanschluss V-OUT
durch einen Kondensator 10 und an einen Eingang eines Transkonduktors 5 geliefert,
der eine hohe negative Verstärkung
für die
Eingangsspannung und eine bestimmte Transkonduktanz aufweist. Der
Ausgang des Transkonduktors 5 wird durch einen Kondensator
C2 geerdet und an den Eingang eines Verstärkers 3 mit kleinerer
negativer Verstärkung
als diejenige der Transkonduktoren 4, 5 für die Eingangsspannung
geliefert.
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Der linke Anschluss des Kondensators
C1 in der Figur ist ein Eingangsanschluss In des BPF, während der
Ausgangspunkt A eines Verstärkers 3 ein
Ausgangsanschluss OUT des BPF ist. Der Eingangsanschluss In dieses
BPF und ein Ausgangsanschluss OUT werden direkt miteinander verbunden
und bilden einen Oszillator.
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Eine allgemeine Transferfunktion
des so gebildeten BPF der zweiten Ordnung kann durch eine folgende
Gleichung ausgedrückt
werden. H(s) = ωo·s/{s2 + ωo·s/Q + ωo2} (2)
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Hier bezeichnet s eine komplexe Frequenz, ω bezeichnet
eine Winkelfrequenz, ωo
bezeichnet eine Mittenfrequenz des BPF und Q bezeichnet die Form
der BPF-Kennlinie. In einem stationären Zustand, in dem s = jω(ω = 2πf) ist, kann
durch Einsetzen in Gleichung (2) die folgende Gleichung erhalten
werden. H(jω) = jωo·ω/{(ωo2 – ω2) + jωo·ω/Q} (3)
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Wenn die Verstärkungs- und Phasencharakteristika
des BPF auf dieser Grundlage gezeichnet werden, werden die Frequenzkennlinie
der Verstärkung,
Frequenzkennlinien der Phase wie in 11 bzw. 12 gezeigt. Das heißt, dass
bei der Mittenfrequenz ωo
die Verstärkung
das Maximum von Q und die Phase 0° wird.
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Wenn ein BPF zwischen Eingang und
Ausgang kurzgeschlossen wird, werden die Verstärkungs- und Phasenkennlinien
von 11 und 12 Schleifenkennlinien des
Oszillators, wie sie sind. Bei der Mittenfrequenz, bei der die Phase
0° ist,
wird dies eine positive Rückkopplung,
da die Schleifenverstärkung 1 oder
mehr wird, wenn Q gleich 1 oder mehr ist, erfüllt dies die Schwingungsbedingungen
und schwingt.
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Bei der Schaltung von 1 wird ωo = Gm/√(C1C2),
Q = oo
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Wenn die Frequenz in der Nachbarschaft
von ωo/2π ist, schwingt
sie sehr. Die Schwingung findet in einer Schleife von Punkt A → Punkt B → Punkt C → Punkt A
statt, da bei den jeweiligen Punkten die Schwingungssignalverläufe mit
unterschiedlichen Phasen jedoch mit der gleichen Frequenz erscheinen,
kann grundsätzlich
an allen Punkten die Ausgabe. genommen werden. Aufgrund einer relativ
niedrigen Impedanz ist jedoch der Punkt A, der die Ausgabe des Verstärkers 3 ist,
als ein Entnahmepunkt wünschenswert.
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Teilelemente jeder Stufe dieser Schaltung
sind entweder der Transkonduktor oder der Verstärker, und ihre Beziehungen
zwischen Eingangsspannungen und Ausgangsspannungen sind alle invertierte
Beziehungen. Das Teilelement 4 und das Teilelement 5 sind
Transkonduktoren mit einem Spannungseingang und Stromausgang, und
da die Ausgangsanschlüsse
eine hohe Impedanz aufweisen, ist die Spannungsverstärkung zwischen
dem Eingang und Ausgang sehr hoch. Das heißt, es ist ein negativer Verstärker mit
einer hohen Verstärkung
mit Bezug auf den Gleichstrom. Das Teilelement 3 ist ein
Verstärker
mit einem Spannungseingang und Spannungsausgang, und eine Spannungsverstärkung von
ungefähr 1 (in
dem Bereich von 0,1 bis 10) wird benutzt. Das heißt, er ist
ein negativer Verstärker
mit einer niedrigen Verstärkung
mit Bezug auf den Gleichstrom.
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Wenn eine in 1 dargestellte Schaltung mit derartigen
Teilelementen hinsichtlich des Gleichstroms gebildet wird, ist jedes
Teilelement von 3 bis 5 in einer invertierten
Beziehung zwischen Eingang und Ausgang, und da die Anzahl von Teilelementen,
die die Schleife bilden, nach einer Runde der Schleife gleich 3
ist, ergibt sich eine negative Rückkopplung
(Phasenverschiebung von 180°)
hinsichtlich des Gleichstroms. Somit weisen die jeweiligen Knoten,
die die Schleife bilden, stabile Betriebspunkte an Zwischenspannungen
zwischen Leistungsquelle und Masse auf. Als nächstes werden, wenn die Schleife
bei Wechselstrom betrachtet wird, Kondensatoren C1 und C2 hinzugefügt, wobei
eine Situation auftritt, bei der als eine Gesamtschleife die Schwingungsbedingung
bei etwa der Winkelgeschwindigkeit von ωo erfüllt ist, was zu einer Schwingung
mit dieser Frequenz führt.
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2 ist
ein Modifikationsbeispiel der ersten Ausführungsform. Da es eine geringfügige Modifikation ist,
bei der nur die Reihenfolge der Teilelementen geändert wird, werden Teilelementen,
die identisch mit 1 sind,
die gleichen Bezugsziffern erhalten, so dass sie einander entsprechen.
Dieses Beispiel zeigt eine Schaltung, bei der eine Kombination eines
Transkonduktors 4 und eines Kondensators C1 und eine Kombination eines
Transkonduktors 5 und eines Kondensators C2 in 1 vertauscht werden. Da
jedoch die Impedanz bei Punkt C hoch ist, wenn der Ausgang der Transkonduktors 5 mit
dem Eingang des Transkonduktors 4 und dem Kondensator C4,
so wie sie sind, verbunden ist, wird der Kondensator C1 zu einer
Last des Transkonduktors 5, und der Zustand ändert sich
drastisch von demjenigen von 1.
Daher wird durch Hinzufügen
einer Pufferschaltung 3' mit
einer Verstärkung 1,
um die Impedanz umzuwandeln, die Übereinstimmung für diesem
Abschnitt erzielt.
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Durch eine derartige Implementierung
arbeitet„ da
die Gesamtstreifencharakteristik sich nicht sehr verändert, sogar
wenn die Reihenfolge der Teilelemente vertauscht wird, es insgesamt
identisch zu 1 und schwingt
mit der Mittenfrequenz ωo
des BPF. Wenn die Pufferschaltung 3' in einem negativen Verstärker mit Verstärkung –1 identisch
mit einem Verstärker 3 geändert wird,
wobei der Verstärker 3 entfernt
werden kann, wird als Ergebnis eine Schaltung erhalten, die vollständig mit 1 identisch arbeitet.
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Tatsächliche Schaltungen für die Transkonduktoren
und die Verstärkers,
die bei der ersten Ausführungsform
und ihrem in 1 und 2 gezeigte Modifikationsbeispiel
benutzt werden, werden in 3 bzw. 4 gezeigt. Der Transkonduktor,
wie er in 3 gezeigt
ist, ist aus einem MOS-Transistor M1, dessen Source mit Masse verbunden
ist, dessen Gate als ein Eingang benutzt wird, und der mit einem
konstanten Strom Io von einer Leistungsquelle zu seinem Drain versorgt
wird, der als ein Ausgangsanschluss benutzt wird, aufgebaut. Diese
Schaltung erfüllt
eine Bedingung, dass diese Schaltung eine hohe negative Verstärkung als
Eingang/Ausgangskennlinie des Gleichstroms aufweist.
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Der Verstärker ist aus MOS-Transistoren
M2, M3, wie in 4 dargestellt,
gebildet, wobei die Source des Transistors M2 mit Masse verbunden
ist, wobei sein Gate als Eingang benutzt wird, wobei sein Drain
mit der Source von M3 verbunden ist, um als Ausgangsanschluss zu
dienen, und wobei das Gate des Transistors M3 mit der Bias-Spannung
VB verbunden ist, wobei dessen Drain mit der Leistungsquelle verbunden
ist. Die Verstärkung
dieser Schaltung wird durch die Quadratwurzel des Verhältnisses
der Gategröße von W/L
des Transistors M2 zu der Gategröße W/2 des
Transistors M3 bestimmt. Das Verhältnis der Gategrößen zwischen den
Elementen kann nicht so groß eingestellt
werden, die Verstärkung
kann nur in dem Bereich einer Stelle um 1 verändert werden kann (0,3 bis
3 = –10
db bis 10 db).
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Daher ist die Verstärkung weit
kleiner als diejenige des Transkonduktors. Hinsichtlich der Eingangs/Ausgangskennlinie
des Gleichstroms erfüllt
er eine Bedingung der Schaltung, die eine weit kleinere negative
Verstärkung
als diejenige des Transkonduktors aufweist. Nebenbei bemerkt, bei
den Beispielen von 1 und 2 werden die Größen der
Transistoren M2, M3 identisch ausgeführt, um die Verstärkung des Gleichstroms
gleich „–1" zu machen.
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5 ist
ein weiteres Modifikationsbeispiel der ersten Ausführungsform.
Dieses Modifikationsbeispiel wird aus 1 durch
Modifizieren der Schaltung dahingehend hergeleitet, dass zwei durch 12 und 13 gezeigte Transkonduktoren
zu der 1 hinzugefügt werden.
Der Transkonduktor 12 gleicht die Verschiebung des Schwingungszustands
aus, die durch den Kondensator C1 verursacht wird, der neu eine
Last des Verstärkers 9 wird,
wenn eine Schwingungsschleife durch Verbinden des Eingangs und Ausgangs
des BPF gebildet wird.
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Wenn ein derartiger Verstärker, der
in 4 dargestellt ist,
mit einer CMOS-Vorrichtung gebildet wird, kann die Ausgangsimpedanz
nicht so niedrig gemacht werden. Daher, wenn der Kondensator C1
eine neue Last wird, zeigt die Schwingungsbedingung eine relativ
große
Verschiebung. Hier wird durch Liefern des gesamten von dem Transkonduktor 12 an
den Kondensator C1 gelieferten Wechselstroms die Impedanz an dem Punkt
A – gesehen
von einem Ausgang des Verstärkers 9 – gleich
0. Ein an den Kondensator C1 gelieferter Wechselstrom wird vollständig von
dem Transkonduktor 10 geliefert. Eine negative Spannung
des Punkts A, der dessen Eingang ist, was dem G-Punkt entspricht,
wird durch Verwenden dieses als Eingabe und Umwandeln in einen Strom
mit einem Umwandlungsfaktor „–Gm", der identisch mit
derjenigen des Transkonduktors 10 ist, an dem Punkt A geliefert,
der eine entgegengesetzte Elektrode des Kondensators C1 ist. Dadurch,
obwohl der an den Kondensator C1 gelieferte Strom sich nicht verändert, wird
an dem Punkt A der durch den Kondensator C1 gelieferte Wechselstrom
durch den Strom, den der Transkonduktor 12 liefert, ausgeglichen.
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Somit gibt es keinen Wechselstrom,
den der Verstärker 9 zu
liefern hat, und sogar wenn der Eingang und der Ausgang des BPF
verbunden werden, verschiebt sich die Schwingungsbedingung nicht,
was dazu führt,
dass eine gewünschte
Schwingungsfrequenz erhalten wird.
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Der Transkonduktor 13 ist
zum Einstellen des Werts von Q des BPF ausgestaltet. Wenn es keine Transkonduktanzschaltung 13 gibt,
wird der Wert von 0 unendlich, was eine ziemlich starke Schwingung
anzeigt. Wenn der Wert von Q zu groß ist, wird die Amplitude der
Schwingung auch groß und
ihr Signalverlauf fast rechteckig, er nähert sich der Schwingung eines
Ringoszillators. Daher, wie es oben beschrieben ist, gibt es ein
derartiges Problem, dass Leckverlust an das Analogsignal aufgrund
des Impulsstroms oder Fehler auftritt.
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Daher wird dieses Problem durch die
Verringerung des Werts von Q des BPF mit dem Transkonduktor 13 abgemildert.
Wenn der Wert der Transkonduktanz auf „–Gm/Q" eingestellt ist, kann die Form des
BPF auf Q unterdrückt
werden.
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Der Transkonduktor von 3 und der Verstärker von 4 werden in 5 angewendet, um diese in eine Schaltung
auf Elementpegel neu zu schreiben, wie es in 6 zur Erläuterung gezeigt ist. Bei dieser Schaltung
sind alle NMOS-Schaltung
von der gleichen Form und der gleichen Größe, mit Ausnahme der Transistoren
M11 und M14, und alle PMOS-Elemente sind von der gleichen Form und
der gleichen Größe, mit
Ausnahme des Transistors M22. W/L des Transistors M1 ist zweimal
so groß wie
die Hauptgröße des NMOS,
und W/L des Transistors M1 ist halb so groß wie die Hauptgröße des NMOS.
W/L des Transistors M22 ist anderthalb mal so groß wie die
Hauptgröße von PMOS.
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In 5 ist
ein Verstärker 9 aus
Transistoren M1 und M2, ein Transkonduktor 10 aus Transistoren
M12 und M21, ein Transkonduktor 11 aus Transistoren M13
und M22, ein Transkonduktor 12 aus Transistoren M11 (die
gemeinsam mit dem Verstärker 9 verwendet
werden) und M20, und ein Transkonduktor 13 aus Transistor M14
gebildet. Als Bias-Spannung eines Verstärkers wird an eine Schaltung,
die die Transistoren M16 und M17 in Reihe schaltet, wie es in 6 gezeigt ist, der Bezugsstrom
IC durch Verzweigen bei dem Transistor M19 geliefert, wodurch die
erhaltende Spannung an das Gate des Transistors M15 geliefert wird.
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Durch dies Implementierung kann der
Bias-Strom proportional zu der Gategröße an alle NMOS-Transistoren
geliefert werden, und die Stromdichten an dem Gateregionen aller
Elemente können
gleich gemacht werden. Zu dieser Zeit werden alle Betriebsspannungen
an den jeweiligen Knoten A, B und C, die die Schwingungsschleife
in der Figur bilden, gleich. Außerdem,
wenn die Drainströme
der Transistoren M11 bis M14 ausgedrückt werden durch
Id = k(Vgs – Vth)2 (4)
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Kann Gms der jeweiligen Transistoren
von M11 bis M14 ausgedrückt
werden durch Gleichung (5). Gm = δId/δVgs = 2√(klc) (5)
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Wie es oben erwähnt ist, wird die Schwingungsfrequenz
fosc
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Dies bedeutet, dass die Schwingungsfrequenz
im Verhältnis
zu der Quadratwurzel des Biasstroms IC verändert werden kann.
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Somit kann durch Verändern des
Bias-Stroms IC die Schwingungsfrequenz ohne weiteres gesteuert werden.
Bei einer tatsächlichen
Schaltung, da eine Schleifenverstärkung einer Schwingungsschleife
größer als 1
ist, steigt die Amplitude allmählich
an, was zu einem Schwingen bei einer Betriebsgrenze eines Transistors führt. Obwohl
nicht so groß wie
bei dem herkömmlichen
Ringoszillator ergibt sich eine ziemlich große Amplitude, und die Signalverlaufverzerrung
wird auch groß.
Somit wird normalerweise bei einem Beispiel eines in 1 gezeigten Oszillators
eine Begrenzerschaltung zwischen Punkt A, der der Ausgang des Bandpassfilters ist,
und dem Eingang IN eingefügt,
um die Amplitude zu begrenzen. Sogar bei dem in 5 gezeigten Oszillator wird eine Begrenzerschaltung
zwischen Punkt A, der der Ausgang eines Bandpassfilters ist, und
dem Eingang IN eingefügt,
wobei jedoch in diesem Fall der Ausgang der Transkonduktanzschaltung 12 nicht
der A Punkt ist, demgemäss
ist er mit dem Eingang IN des Bandpassfilters verbunden. Durch eine
derartige Implementierung schwingt der Oszillator nicht zu der vollen
Sourcespannung wie ein Ringoszillator, der die herkömmliche
Inverterschaltung benutzt, sondern kann in der Amplitude, die die
Begrenzerschaltung begrenzt, eingeschränkt werden. Da er außerdem nicht
in einer vollständigen
Schaltart sondern in einem ungefähr
kontinuierlichen Bereich arbeitet, wird kein Impulsrauschen zu der
Sourceleitung hinzugefügt.
Die Signalverläufe bei
den Punkten A bis C sind klein in ihrer Amplitude und nahe an einer
Dreieckwelle oder sinusförmigen
Welle, so dass harmonische Komponenten nur geringfügig enthalten
sind.
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Daher ist, sogar wenn es eine Analogschaltung
gibt, die auf harmonisches Rauschen in der Nachbarschaft empfindlich
ist, das Rauschen aufgrund des Leckverlustes durch die gemeinsame
Impedanz der Sourceleitung oder aufgrund des Abfallens (plunging) über den
Raum klein. Da die Schwingungsfrequenz vollständig unabhängig von der Sourcespannung
ausgeführt
werden kann, sogar wenn eine digitale Schaltung zusammen existiert,
wird das Impulsrauschen, das in der Digitalschaltung erzeugt und
zu der Sourceleitung hinzugefügt
wird, nicht zum Stören
neigen, um Jitter (Phasenrauschen) zu erhöhen. Bei der Verwendung bei
einem CMOS-LSI, die analoge/digitale Schaltungen einschließlich hochgenauer
Analogsignalverarbeitung zusammen aufnimmt, ist dies sehr effektiv.
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Die zweite Ausführungsform der Erfindung wird
mit Bezug auf ein Diagramm beschrieben, das die Konfiguration von 7 darstellt. Bei dieser
Ausführungsform
werden alle jeweiligen Teilelemente der in 5 dargestellten Ausführungsform als Differenzialschaltungen
ausgestaltet, um insgesamt Differenzial zu sein.
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Der Transkonduktor wird mit einer
Differenzialspannungseingabe und Differenzialstromausgabe betrieben,
und da der Ausgangsanschluss eine hohe Impedanz aufweist, ist die
gemeinsame Spannungsverstärkung
zwischen dem Eingang und Ausgang sehr hoch. Für eine gemeinsame Gleichspannung
wird dies ein negativer Verstärker
mit hoher Verstärkung.
Somit wird ein Verstärker
mit differenzieller Spannungseingabe und differenzieller Spannungsausgabe
betrieben, wobei die Spannungsverstärkung von etwa 1 (höchstens
von 0,1 bis zu 10) für
die differenzielle Verstärkung
und die gemeinsame Verstärkung
verwendet. Für
eine gemeinsame Gleichspannung wird dies ein negativer Verstärker mit
niedriger Verstärkung.
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Wenn eine Schaltung nach 7 mit derartigen Teilelementen
als gemeinsame Gleichstromcharakteristika ausgebildet wird, sind
jeweilige Teilelemente in einer invertierten Beziehung zwischen
Eingang und Ausgang, und da die Anzahl von Teilelementen, die die
Schleife bilden, gleich 3 ist, nämlich 22, 23, 25 nach
einer Runde der Schleife, wird dies zu einer negativen Rückkopplung
(Phasendrehung um 180°)
hinsichtlich des Gleichstroms. Jeweilige Knoten, die eine gemeinsame
Schleife bilden, weisen stabile Betriebspunkte bei einer Zwischenspannung
zwischen der Leistungsquelle und Masse auf. Hinsichtlich des differenziellen
Betriebs, werden primär
jeweilige Teilelemente zwischen Anschlüssen identischer Polarität verbunden,
und nur an einem Punkt wird deren Polarität ausgetauscht, um eine Schleife
zu bilden. In 7 wird
an dem Punkt, an dem der Ausgang des Elements 25 in das
Element 22 eingegeben wird, dessen Polarität geändert.
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Durch dies Schaltung hinsichtlich
der differenziellen Gleichstromcharakteristika werden alle „+Seitenanschlüsse" und „–Seitenanschlüsse" jeweiliger differenzieller
Eingänge
und jeweiliger differenzieller Ausgänge betrieben, um die gleiche
Spannung zu haben. Nebenbei bemerkt, obwohl alle Oszillatoren von 7 aus solchen gebildet werden,
die in einer invertierten Beziehung zwischen Eingang und Ausgang
sind, unabhängig von
der Anzahl von in die Rückkopplungsschleife
eingefügter
Schaltungen, die nicht in einer invertierten Beziehung zwischen
Eingang und Ausgang sind, ist es offensichtlich, dass die Funktion
als ein Oszillator nicht geändert
wird. Daher wird nur auf. die die Schleife bildenden Grundschaltungen,
die in einer invertierten Beziehung zwischen Eingang und Ausgang
sind, Bezug genommen, unabhängig
von der Anzahl von Grundschaltungen, die nicht in einer invertierten
Beziehung sind. die enthalten sein können.
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In 7 ist
der Haupt-BPF-Abschnitt einer aus dem Transkonduktor 23,
dem Transkonduktor 25 und dem Verstärker 22 gebildete
Rückkopplungsschleife.
Der Transkonduktor 23 entspricht 10 aus 5, und der Transkonduktor 25 entspricht 11 aus 5. Der Verstärker 22 entspricht 9 aus 5, wobei er jedoch nur für die gemeinsame
Spannung ist, und hinsichtlich der differenziellen Spannung werden
der Transkonduktor 25 und der Verstärker 22 unter Ändern der
Polarität
verbunden, wodurch „–1" verwirklicht wird.
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Die Rolle der durch gestrichelte
Linien in der Fig. gezeigten Transkonduktoren 28 und 29 ist
vollständig die
gleiche wie diejenige von 13 bzw. 12 in 5. Das heißt, der
Transkonduktor 29 gleicht die Verschiebung der Schwingungsbedingungen
aufgrund der kapazitiven Last bei der Verbindung von Eingang und
Ausgang des BPF aus, und der Transkonduktor 28 verringert
den Wert von Q des BPF.
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8 ist
ein Modifikationsbeispiel der in 7 gezeigten
Ausführungsform.
Wenn der Verstärker 22 von 7 auf Position 26 in 8 verschoben wird, damit
die Rückkopplungsschleife
des BPF eine gemeinsame negative Rückkopplung hat, muss ein Verstärker 24 hinzugefügt werden,
damit die Anzahl von Elementen einer gemeinsamen Umkehrung der Rückkopplungsschleife
gleich 3 Stück
wird.
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Tatsächliche Schaltungen des Transkonduktors
und Verstärkers,
wie sie bei der zweiten Ausführungsform
von 7 und 8 benutzt werden, werden
in 9 bzw. 10 gezeigt. Der Transkonduktor
wird durch MOS-Transistoren M31 und M32 gebildet, wie es in 9 gezeigt ist, wobei deren
Source-Paar mit Masse verbunden ist, wobei deren Gate-Paar als differenzielle
Eingangsanschlüsse
verwendet werden, wobei ein konstanter Strom I0 an deren Drain-Paar
von jeweiligen Leistungsquellen geliefert wird, wobei das Drain-Paar als
differenzielle Ausgangsanschlüsse
verwendet wird. Eine derartige Schaltung erfüllt eine Bedingung, dass es
eine Schaltung mit hoher negativer Verstärkung für die gemeinsame Spannung des
Gleichstroms ist.
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Der Verstärker wird aus MOS-Transistoren
M33 bis M36 gebildet, wie es in 10 gezeigt
ist, wobei die Sourceanschlüsse
der Transistoren M33 und M34 mit Masse verbunden sind, das Gate-Paar
als differenzielle Eingangsanschluss verwendet wird, die Drainanschlüsse mit
den Sourceanschlüssen
der Transistoren M35 bzw. M36 verbunden sind, die als differenzieller
Ausgangsanschlüsse
zu verwenden sind, wobei die Gateanschlüsse der Transistoren M35 und
M36 mit der Bias-Spannung VB verbunden sind, wobei die Drainanschlüsse jeweils
mit den Sourceanschlüssen
verbunden sind. Die differenzielle Verstärkung und die gemeinsame Verstärkung dieser
Schaltung werden durch die Quadratwurzel des Verhältnisses
der Gategröße W/L der
Transistoren M33, M34 mit der Gategröße W/L der Transistoren M35,
M36 bestimmt. Das Verhältnis
der Gategrößen zwischen
den Elementen kann nicht so groß eingestellt
werden, dass die Verstärkungen
höchstens
in dem Bereich von einer Ziffer um 1 (0,3 bis 3 = –10 db bis
10 db) verändert
werden können.
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Bei den Ausführungsformen von 7 und 8 werden alle Größen der Transistoren M33 bis
M36 eingestellt, um eine gemeinsame Verstärkung von „–1" und eine differenzielle Verstärkung von „1" für den direkten
Strom zu erhalten. Daher wird die gemeinsame Verstärkung ein
Wert weit kleiner als derjenige des Transkonduktors und erfüllt eine
Bedingung, dass für
eine gemeinsame Spannung des Gleichstroms die Schaltung eine negative
Verstärkung
viel kleiner als diejenige des Transkonduktors aufweist.
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In den Fällen des Oszillators mit vollständig differenzieller
Art der 7 und 8 muss ein weiterer gemeinsamer
Betrieb berücksichtigt
werden. Diese Schaltung ist ein Oszillator, sie sollte jedoch nur
in differenziellen Modus und nicht im gemeinsamen Modus schwingen.
Bei der gemeinsamen Betrachtung müssen nur die mittlere Spannung
von AA', die mittlere
Spannung von BB' und
die mittlere Spannung von CC',
wobei Masse als Bezug genommen wird, betrachtet werden. Die Kapazitätswerte
mit Bezug auf Masse, die an den Ausgangsanschlüssen der jeweiligen Teilelemente
befestigt sind, wenn die parasitäre
Kapazität
des Kondensators vernachlässigt
wird, werden C1A//C1B bei den BB' Punkten,
0 bei den Punkten AA' und
auch 0 bei den Punkten CC'.
Das heißt,
in den einen Ring in den Schaltungen von 7 und 8 bildenden
Schleifen erscheint ein dominierender Pol an dem Punkt BB' bei niedriger Frequenz,
während
an dem Punkt AA' und
dem Punkt CC' entsprechende
Pole nur in einer weit entfernten Hochfrequenzregion erscheinen.
Daher ist, bei der Frequenz, bei der die Phase unter dem Einfluss
der Pole vom Punkt AA' und
Punkt CC' beginnt
zu zirkulieren, die Amplitude ausreichend aufgrund des dominierenden
Pols des Punkt BB' gedämpft, und
die Schleifenverstärkung
wird 1 oder weniger, um imstande zu sein, eine Schwingung zu vermeiden.
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Somit- im gemeinsamen Betrieb – arbeiten
C1A und C1B als Phasenkompensationskondensatoren, da die Phasenkompensation
als eine gemeinsame Schleife ausgeführt wird, wobei demgemäss keine
gemeinsame Schwingung statt findet. Dies ist auf die Einfügung eines
Kondensators C2 zwischen den Anschlüssen der differenziellen Ausgabe
zurückzuführen, um
die Kapazität
nicht mit Masse zu verbinden.
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Nebenbei bemerkt, sogar in dem Fall
der zweiten Ausführungsform
von 7 und 8, identisch zu dem Fall
der ersten Ausführungsform,
verändert
sich die Schwingungsfrequenz eines Oszillators im Verhältnis zu
der Quadratwurzel des Bias-Stroms Ic. Durch Verändern des Bias-Stroms Ic auf
diese Art und Weise, kann die Schwingungsfrequenz ohne weiteres
gesteuert werden. Außerdem
wird bei einer tatsächlichen
Schaltung eine Begrenzerschaltung zwischen dem Ausgang und dem Eingang
des Bandpassfilters eingefügt,
um die Schwingungsamplitude zu begrenzen. Das heißt, dass
diese Begrenzerschaltungen zwischen dem Punkt A und einem Ausgangsanschluss
OUT- bzw. zwischen dem Punkt A' und
einem Ausgangsanschluss OUT+ in 7 und
an Positionen des Punkts A und an dem +Ausgangsanschluss der Verstärkungsschaltung 26 bzw. An
dem Punkt A' und
dem Minusausgangsanschluss der Verstärkungsschaltung 26 in 8 jeweils eingefügt werden.
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Somit erzeugt eine Schaltungskonfiguration
gemäß der zweiten
Ausführungsform
weniger harmonisches Eigen-Rauschen und neigt weniger dazu, durch
von einer Leistungsquelle und dergleichen hinzugefügtes Rauschen
beeinflusst zu werden. Außerdem,
da sie eine vollständig
differenzielle Schaltung ist, kann bei differenzieller Ausgabe das
harmonische Rauschen von gerader Ordnung unterdrückt werden, und Jitter aufgrund
des Quellenrauschens kann weiter vermindert werden. Somit kann ein
Schwingungssignal hoher Qualität
erhalten werden.
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Die Erfindung ist nicht auf die oben
erwähnten
Ausführungsformen
beschränkt.
Beispielsweise kann die in 11 dargestellte
BPF-Kennlinie nur in einem begrenzten Amplitudenbereich erhalten
werden. Daher, um bei einer Mittenfrequenz der BPF stabil zu schwingen,
ist es erforderlich, dass die Schwingungsamplitude an mindestens
einem Punkt der Schleife begrenzt ist. Dafür, wie es in 13 gezeigt ist, wird eine Begrenzerschaltung 131 zwischen
dem Ausgang und dem Eingang des BPF angeordnet, um die Schwingungsamplitude
zu beschränken.
Dadurch kann eine stabile Schwingung bei der Mittenfrequenz des
BPF erhalten werden.
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Dies arbeitet ebenso gut bei der
differenziellen Konfiguration, wie es beispielsweise in 7 beschrieben ist, indem
die Schwingungsamplitude an mindestens einen Punkt der jeweiligen
Schleifen begrenzt wird.
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Wie es oben beschrieben ist, kann
mit einem durch eine CMOS gebildeten Oszillator erfindungsgemäß ein Oszillator verwirklicht
werden, der weniger Eigen-Rauschen erzeugt,. und weniger durch Quellenrauschen
und dergleichen beeinflusst wird, und mit weniger Jitter aufweist,
wenn eine analog/digital konsolidierte CMOS-LSI verwendet wird.
Außerdem
kann dieser bei niedriger Spannung betrieben werden, und eine Frequenzsteuerung über einen
weiten Bereich kann leicht ausgeführt werden, indem nur der Bias-Strom
geändert wird.
