DE69202734T2

DE69202734T2 - Spannungsgesteuerter Oszillator.

Info

Publication number: DE69202734T2
Application number: DE69202734T
Authority: DE
Inventors: Christopher Cytera; Andrew Medlicott Hall
Original assignee: Inmos Ltd
Current assignee: STMicroelectronics Ltd Great Britain
Priority date: 1991-07-18
Filing date: 1992-06-15
Publication date: 1996-02-22
Anticipated expiration: 2012-06-16
Also published as: GB9115585D0; EP0523854B1; JPH05243990A; EP0523854A2; EP0523854A3; US5298870A; DE69202734D1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen spannungsgesteuerten Oszillator.
Eine übliche Anwendung eines spannungsgesteuerten Oszillators ist diejenige in einer phasenverriegelten Schleife, einem sogenannten PLL-Kreis. Ein PLL-Kreis weist einen Phasenkomparator auf, der die Phase zwischen einem periodischen ankommenden Signal und einem Rückkopplungssignal (feedback signal) vergleicht. Der Phasenkomparator erzeugt ein Fehlersignal in Abhängigkeit von der Phasendifferenz. Das Fehlersignal wird durch ein Filter durchgelassen, um ein Steuersignal für einen spannungsgesteuerten Oszillator zu erzeugen, der ein Ausgangssignal erzeugt, welches bei einer Frequenz schwingt, welche von der Spannung des vom Filter zum spannungsgesteuerten Oszillator gelieferten Steuersignals abhängt.
Solche Schleifen oder Kreise sind bekannt und haben viele Anwendungen, von denen eine darin besteht, auf einem Chip die Frequenz eines dem Chip zugeführten äußeren Taktsignals zu erhöhen. In einem solchen Fall wird das Ausgangssignal aus dein spannungsgesteuerten Oszillator durch eine Teilen-durch- n-Schaltung rückgekoppelt, um das Rückkopplungssignal für den Phasenkomparator zu bilden. Das äußere Taktsignal wird als das ankommende Signal verwendet und das Ausgangssignal aus dem spannungsgesteuerten Oszillator bildet daher (bevor es durch die Teilen-durch-n-Schaltung rückgekoppelt wird) ein periodisches Signal, welches bei einem ausgewählten Vielfachen der Frequenz des ankommenden Signals und in einer festen Phasenbeziehung hierzu schwingt.
PLL-Kreise sind zur Ausführung dieser Funktion nun für einige Jahre verwendet worden. Es sind jedoch Probleme entstanden, wenn diese Kreise auf einem Chip durch eine andere Schaltung ergänzt wurden. Auf einem Chip erzeugt eine Schaltung, insbesondere eine logische Schaltung, ein Rauschen, das eine wesentliche Wirkung auf die Spannungszufuhr ausüben kann, die für den Betrieb des PLL-Kreises erforderlich ist. Es ist erwünscht, daß der PLL-Kreis gegen dieses Rauschen immun ist. Darüber hinaus ist die Stabilität des Kreises eine Funktion zu einer Leerlaufverstärkung (open loop gain), die sich mit den Verfahrens- und Temperaturbedingungen beträchtlich ändert. Es ist daher schwierig, einen PLL-Kreis so zu bauen, daß er eine bestimmte Leerlaufverstärkung hat, die unter verschiedenen Bedingungen konstant bleibt.
Ein wichtiger Bestandteil eines PLL-Kreises ist der spannungsgesteuerte Oszillator, und bei vorhandenen Ausführungsformen ist dieser auch am empfindlichsten für ein seine Spannungszufuhr beeinflussendes Rauschen. Ein üblicherweise verwendeter spannungsgesteuerter Oszillator ist auf ein Arbeitsprinzip gestützt, bei welchem eine Spannungsquelle innerhalb des spannungsgesteuerten Oszillators durch das Steuersignal für den spannungsgesteuerten Oszillator gesteuert wird, um einen Strom in Abhängigkeit von der Spannung des Steuersignals zu erzeugen. Die Stärke dieses Stromes beeinflußt die Geschwindigkeit, mit der sich ein Kondensator des spannungsgesteuerten Oszillators auflädt oder entlädt. Auf einem Graphen, in welchem die Spannung gegen die Zeit aufgetragen ist, wird daher eine Rampe eines vom Strom abhängigen Gradienten erzeugt. An dem Punkt, an dem diese einen vorbestimmten Schwellwert überkreuzt, wird ein Spannungssprung erzeugt, der eine Kante des Ausgangssignals bildet. Die Frequenz des Ausgangssignals ist auf den Gradienten der Rampe bezogen. Wenn das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators Kanten in festen Intervallen erzeugen soll, ist es wichtig, daß die Spannungsrampe den Schwellwert stets mit einer festen Verzögerung gegenüber dem Beginn der Rampe überkreuzt. Rauschen aus der Spannungsquelle kann die Form der Rampe durch Einbringen von Nadelimpulsen (spikes) oder Spannungsspitzen (glitches) nachteilig beeinflussen, so daß keine Sicherheit über den Zeitpunkt mehr besteht, in welchem die Rampe den Schwellwert überkreuzt. Unter diesen Umständen sagt man, daß das Ausgangssignal unter "Zittern" ("jitter") leidet. Ein Taktsignal mit Zittern ist für viele Zeitsteueranwendungen unannehmbar.
Um dies bei einigen spannungsgesteuerten Oszillatoren zu überwinden, wird ein Widerstand in einer der Spannungszuführungsleitungen angeordnet, um mit einer Kapazitanz zwischen der positiven und Erdspannungsleitung ein Filter zum Filtern des Rauschens aus der Spannungszuführung zu bilden. Auf diese Weise wird der spannungsgesteuerte Oszillator von der Spannungszufuhr abgekoppelt. Dies hat einen Nachteil insofern, als die Spannung am Widerstand abfällt, was die für den PLL-Kreis zur Verfügung stehende Spannung senkt. Wenn die Leistungsanforderung an den PLL-Kreis steigt, wird um so mehr Strom verbraucht, und damit wird der Spannungsabfall am Widerstand vergrößert, vielleicht in einem solchen Ausmaß, daß die Spannungszufuhr nicht mehr ausreicht, um den PLL- Kreis zu betreiben.
EP-A-0316607 beschreibt einen spannungsgesteuerten Oszillator mit drei Stufen. Zwei der Ausgänge jeder der Stufen werden an zwei entsprechenden Eingängen der folgenden Stufe empfangen. Die Ausgangssignale dieser drei Stufen haben die gleiche Frequenz, stehen jedoch in einer festen Phasenbeziehung zueinander.
Es ist ein Ziel der Erfindung, einen spannungsgesteuerten Oszillator zu schaffen, der für das Rauschen einer Spannungsquelle weniger empfindlich ist. Dies bedeutet, daß der in der Spannungszuleitung der Spannungsquelle enthaltene Widerstand in seinem Wert verringert oder ganz entfernt werden kann. Dies würde das gewünschte Resultat haben, daß weniger oder keine Spannung am Widerstand abfällt, wodurch der Spannungsgesteuerte Oszillator mehr Strom verbrauchen und daher bei höheren Frequenzen arbeiten kann.
Die Erfindung schafft demgemäß einen steuerbaren Oszillator mit mindestens drei Differentialverstärkungsstufen, wobei jede Verstärkungsstufe erste und zweite Eingangsanschlüsse und erste und zweite Ausgangsanschlüsse aufweist, die ersten und zweiten Eingangsanschlüsse jeder Stufe mit den ersten und zweiten Ausgangsanschlüssen einer vorangehenden Verstärkungsstufe verbunden sind, um ein Differenzsignal aus diesen zu empfangen, wobei die Verstärkungsstufen in einer Schleife geschaltet sind, jede Stufe so ausgebildet ist, daß sie eine vorbestimmte Phasenverschiebung zwischen den Eingangs- und Ausgangs-Differenzsignalen bewirkt, die Phasenverschiebung jeder Verstärkungsstufe bei einer voreingestellten Frequenz und die Anzahl der Verstärkungsstufen so gewählt ist, daß die Schleife eine gesamte Phasenverschiebung von 360º bewirkt, und die voreingestellte Frequenz in Abhängigkeit von einem Steuersignal steuerbar ist, welches auf jede Verstärkungsstufe gegeben wird, dadurch gekennzeichnet, daß jede Verstärkungsstufe erste und zweite n-Kanal-Transistoren enthält, deren jeder mit einem Gate so angeschlossen ist, daß er jeweils eines der Ausgangssignale aus der vorigen Verstärkungsstufe empfängt, und deren Sources miteinander und mit einer steuerbaren Stromquelle verbunden sind und deren Drains über jeweilige Belastungselemente mit einer Spannungsquelle verbunden sind.
Bei der beschriebenen Ausführungsform weist der Oszillator vier solche Verstärkungsstufen auf, deren jede eine Phasenverschiebung von 45º bei der voreingestellten Frequenz erzeugt, wobei der Ausgang einer der Verstärkungsstufen invertiert wird, bevor er auf die nächste Verstärkungsstufe gegeben wird.
Es kann jedoch jede geeignete Anzahl von Stufen angewendet werden. Insbesondere sind drei solche Verstärkungsstufen vorgesehen, deren jede eine Phasenverschiebung von 60º bei der voreingestellten Frequenz erzeugt, wobei der Ausgang einer der Verstärkungsstufen invertiert wird, bevor er auf die nächste Verstärkungsstufe gegeben wird.
Bei einer Schaltung weist jedes Belastungselement einen p-Kanal-Feldeffekttransistor auf, dessen Gate mit seinem Drain verbunden ist, dessen Drain mit dem Drain jeweils eines der n-Kanal-Feldeffekttransistoren und dessen Source mit der Versorgungsspannung verbunden ist, wobei die Ausgangssignale jeder Stufe an die Drains der p-Kanal-Transistoren angelegt werden.
Bei einer Ausführungsform weist die Stromquelle einen Feldeffekttransistor auf, dessen Gate so angeschlossen ist, daß es das Steuersignal empfängt, und dessen Gatelänge so gewählt ist, daß der Source-Drain-Strom von der Drainspannung im wesentlichen unabhängig ist.
Bei einer anderen Ausführungsform, die im wesentlichen gegen die Wirkung von Verfahrensänderungen immun ist, weist die Stromquelle einen n-Kanal-Feldeffekttransistor auf, dessen Gate mit dem Gate eines weiteren n-Kanal-Transistors verbunden ist, wobei das Gate des weiteren Transistors mit seiner Drain und die Drain des weiteren Transistors mit der Drain eines p-Kanal-Feldeffekttransistors verbunden ist, dessen Gate so angeschlossen ist, daß es das Steuersignal empfängt.
Der Oszillator kann mit ersten und zweiten Komparatoren verwendet werden, die parallel zum Ausgang jeder Differentialverstärkungsstufe in entgegengesetztem Sinn angeschlossen sind, um erste und zweite Taktsignale zu erzeugen, deren Frequenz von der voreingestellten Frequenz abhängt.
Um sicherzustellen, daß der Oszillator in einem Wechselstrommodus arbeitet, können die Verstärkungsstufen überkreuzt werden, bevor sie mit den Eingängen der nächsten Verstärkungsstufe verbunden werden, um dadurch eine Phasenverschiebung von 180º hervorzurufen.
Zum besseren Verständnis der Erfindung, und um zu zeigen, wie sie ausgeführt werden kann, wird nun beispielhaft auf die Figuren Bezug genommen. Es zeigt:
Figur 1 ein Schaltbild eines PLL-Kreises;
Figur 2 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen spannungsgesteuerten Oszillators;
Figur 3 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer Stufe des in Fig.2 gezeigten spannungsgesteuerten Oszillators;
Figur 4 eine der Stufe der Fig.3 des spannungsgesteuerten Oszillators äquivalente Schaltung für kleine Signale;
Figur 5 eine graphische Darstellung, welche die Beziehung zwischen dem Sourcestrom Ids und der Drainspannung Vds in einem Feldeffekttransistor zeigt;
Figur 6 eine verbesserte Stromquelle für die Verwendung in der Schaltung der Fig.3;
Figur 7 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform einer Stufe des in Fig.2 gezeigten spannungsgesteuerten Oszillators; und
Figur 8 ein Schaltbild, welches einen spannungsgesteuerten Oszillator darstellt, der zur Erzeugung einer Anzahl von gegeneinander phasenverschobenen Taktsignalen geeignet ist.
Fig.1 zeigt einen üblichen PLL-Kreis. Der Kreis oder die Schleife umfaßt einen Komparator 2, der die Phase zwischen einem ankommenden Signal ∅in und einem Rückkopplungssignal F vergleicht, um ein Fehlersignal E zu erzeugen, das von der Phasendifferenz abhängt. Das Fehlersignal E wird zu einem Tiefpaßfilter 4 geleitet, das ein Steuersignal Vc erzeugt, dessen Spannung vom Fehlersignal E abhängt. Die Steuerspannung Vc wird auf einen spannungsgesteuerten Oszillator 6 gegeben, der ein Ausgangssignal ∅out erzeugt, das mit einer von der Spannung des Steuersignals Vc abhängigen Frequenz schwingt. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators ∅out wird außerdem über eine Teilen-durch-n-Schaltung 8 auf den Phasenkomparator als Rückkopplungssignal F gegeben. Der PLL-Kreis arbeitet in einer wohlbekannten Weise derart, daß die Frequenz des Ausgangssignals ∅out bei einer festen Vielfachen der Frequenz des Eingangssignals ∅in sowie mit einer festen oder Null-Phasendifferenz in Bezug auf dieses gehalten wird.
Fig.2 zeigt einen spannungsgesteuerten Oszillator mit vier Differentialverstärkungsstufen 10,12,14,16, welche in einer Schleife oder einem Kreis geschaltet sind. Jede Stufe hat einen positiven und einen negativen Eingang, so daß das Spannungseingangssignal jeder Stufe eine Differenz zwischen zwei Eingangswerten ist. Dies wird hier als Differenzspannungssignal bezeichnet. Jede Stufe hat ferner zwei Ausgänge, zwischen denen ein Differenzausgangsspannungssignal abgegeben wird, das für die Stufen 10,12,14,16 jeweils mit V&sub1;, V&sub2;,V&sub3;,V&sub4; bezeichnet ist. Jede der als zweite, dritte und vierte Stufe bezeichneten Stufen 12,14,16 empfängt an ihren Eingängen das zwischen den Spannungsausgängen der vorausgehenden Stufe abgegebene Differenzsignal. Das Ausgangssignal V&sub4; der vierten Stufe 16 wird invertiert (durch Überkreuzen der Ausgangsleitungen der vierten Stufe), bevor es auf die Eingänge der ersten Stufe 10 als Eingangssignal Vo gegeben wird. Ferner ist zwischen die Ausgänge jeder Differentialverstärkungsstufe ein Kondensator 18,20,22 bzw. 24 geschaltet. Diese zusätzlichen Kondensatoren können unter Umständen unnötig sein, wenn der Eingang jeder Differentialstufe selbst eine ausreichend hohe Kapazitanz besitzt, um eine angemessene Phasenverschiebung im Ausgang der vorangehenden Stufe zu bewirken, wie oben erläutert.
Der Oszillator ist so ausgebildet, daß, wenn er mit Leistung kleiner Amplitude beliefert wird (z.B. weniger als etwa 20% der Betriebsspannung), sinusförmige Differenzsignale erzeugt werden. Dies wird erreicht, indem gewährleistet wird, daß die gesamte Phasenverschiebung des Kreises, d.h. die Phasenverschiebung zwischen dem Ausgangssignal V&sub4; und dem Eingangssignal Vo, 360º beträgt. In der Schaltung der Fig.2 ist jede Differentialverstärkungsstufe dazu bestimmt, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das um 45º auf eine gewünschte Frequenz bezüglich des Eingangssignals verschoben ist und eine kleine Signalverstärkung größer als Eins bei der gewünschten Frequenz besitzt. Die Leerlaufphasenverschiebung der Schaltung der Fig.2 (Vo TV&sub4;) beträgt daher 180º.
Durch Invertieren des Ausgangssignals V&sub4; der vierten Stufe 16 und Rückkoppeln desselben zur ersten Stufe 10 wird eine weiter wirksame Phasenverzögerung von 180º hervorgerufen. Es wird bemerkt, daß die hier erwähnten Phasenverschiebungen Phasenverzögerungen sind, daß jedoch das normalerweise zur Bezeichnung einer Phasenverzögerung verwendete Minuszeichen hier nicht verwendet wird. Das Endresultat besteht darin, daß jede Differentialverstärkungsstufe ein Differentialausgangssignal erzeugt, das sich mit der gleichen Frequenz ändert wie das Eingangssignal in dieselbe, jedoch um 45º phasenverschoben. Die Frequenz wird durch die Spannung des Steuersignals Vc gesteuert, das auf jede Stufe gegeben wird. Bei Ausbildung jeder Stufe derart, daß sie Differzsignale empfängt und abgibt, beeinflussen jegliche Änderungen der Spannungsversorgung beide Eingänge (oder Ausgänge) in der gleichen Weise, so daß die Wirkung des Differenzsignals miminal ist. Die Schaltung der Fig.2 ergibt daher einen beträchtlichen Vorteil beim Reduzieren der Wirkung des Spannungsquellenrauschens.
Änderungen in der Versorgungsspannung können jedoch den ruhenden Vorspannungspunkt der Stufen verschieben, das ist der Spannungswert, oberhalb dessen das Differentialsignal schwingt. Es ist wichtig, daß die Charakteristiken jeder Stufe durch Änderungen dieses Spannungswerts nicht unzulässig beeinflußt werden, und dies wird im allgemeinen durch die Angabe ausgedrückt, daß die Stufe ein hohes Gleichtakt-Unterdrückungsverhältnis haben sollte. Dieses wird normalerweise in Dezibel (dB) als das Verhältnis der Differentialverstärkung zur Gleichtaktverstärkung definiert. Fig.3 zeigt eine Schaltung, welche darstellt, wie jede Differentialverstärkungsstufe ergänzt werden kann, um diese Anforderung zu erfüllen. Wie aus den folgenden Ausführungen hervorgeht, hat die Schaltung der Fig. 3 auch den Vorteil, daß ihre entscheidenden Ergänzungsparameter in einem Oszillator von Verfahrensänderungen weitgehend unabhängig sind.
Fig.3 zeigt zwei p-Kanal-Feldeffekttransistoren 26,28 und zwei n-Kanal-Feldeffekttransistoren 30,32, die als Differenzpaar (long-tail pair) geschaltet sind. Die p-Kanal-Transistoren sind wie auch die n-Kanal-Transistoren soweit wie möglich abgestimmt. Die Sources der p-Kanal-Transistoren 26,28 sind mit einer Spannungsversorgungsleitung Vdd verbunden und ihre Drains sind mit den Drains der jeweiligen n-Kanal-Transistoren 30,32 verbunden. Ferner sind die Gates der p-Kanal-Transistoren 26,28 mit ihren Drains verbunden. Die Sources der n-Kanal-Transistoren 30,32 sind miteiander verknüpft und mit der Drain eines n-Kanal-Feldeffektsteuertransistors 34 verbunden. Ein Kondensator 36 ist zwischen die Drains der n- Kanal-Transistoren 30,32 geschaltet. Die Gates der n-Kanal- Transistoren 30,32 empfangen jeweils die positive und negative Eingangsspannung vi+, vi-, die auf jede Stufe gegeben wird. Der Sourcestrom des Steuertransistors 34 ist als Iss bezeichnet und steuert die Frequenz, bei der die gewünschte Phasenverschiebung zwischen Ausgangs- und Eingangssignal in einer weiter unten näher erläuterten Weise hervorgerufen wird. Der Steuertransistor 34 empfängt das Steuersignal Vc an seinem Gate. Die Ausgangswerte vo-, vo+ werden von Ausgangsknoten 31,33 abgenommen, welche mit den Drains der n-Kanal-Transistoren 30,32 verbunden sind.
Der mit einer gestrichelten Linie umrissene Abschnitt der in Fig. 3 gezeigten Schaltung, welcher die n-Kanal-Transistoren 30,32, die p-Kanal-Transistoren 26,28 und den zwischen ihre Drains geschalteten Kondensator 36 enthält, kann gemäß Fig.4 für kleine sinusförmige Signale ausgebildet werden. In Fig.4 ist die Kombination jedes p-Kanal-Transistors 26,28 und seines zugehörigen n-Kanal-Transistors 30,32 als eine Stromquelle mit dem Wert gmnvgs (wobei gmn die Transkonduktanz des n-Kanal-Transistors für ein kleines Signal und vgs die Gate/Source-Spannung des Transistors ist) sowie mit einer Ausgangsimpedanz ro ausgebildet ist, welche parallel zur Stromquelle geschaltet ist. Die Ausgangsimpedanz ist eine Funktion der Konduktanz des n-Kanal- und p-Kanal- Transistors gdsn' gdsp sowie der Transkonduktanz gmp der p-Kanal-Transistoren. In dieser Schaltung ist vgs die auf das Gate jedes n-Kanal-Transistors gegebene Spannung vi.
Gleichung 1 gibt die Beziehung von ro zu gdsn, gdsp und gmp weider.
Fig.5 zeigt eine graphische Darstellung der Beziehung zwischen dem Source/Drainstrom Ids und der Source/Drainspannung Vds des Feldeffekttransistors. Der Bereich rechts von der gestrichelten Linie in Fig.5 ist als Sättigungsbereich des Transistors bekannt, und in diesem Bereich beeinflussen Änderungen der Drain/Sourcespannung Vds den Drainstrom Ids nicht wesentlich. Daher ist im Sättigungsbereich gds klein und liegt sicherlich mindestens eine Größenordnung niedriger als Wenn die Gatelänge steigt, wird die Charakteristik im Sättigungsbereich in dem Maß flacher, in dem gds gegen Null geht. Wenn das Gate des Transistors lang ist, d.h. rund 5 um oder darüber, ist der Drainstrom Ids nahezu unabhängig von der Source/Drainspannung Vds.
In Fällen, in denen gdsn, gdsp « gmp gilt, nähert sich die Gleichung 1 daher der Form
Eine Analyse der in Fig.4 gezeigten äquivalenten Schaltung zeigt, daß der Differentialausgang vod gegeben wird durch:
wobei: vod = vo+ - vo-
vid = vi+ - vi-
Wenn die Schaltung bei einer Frequenz wo schwingt, gilt s = jwo. Es ist erforderlich, daß die Phasenverschiebung arg(vod/vid)= - 45º ist. So gilt
Daraus kann abgeleitet werden, daß
Daraus ist ersichtlich, daß die Schwingungsfrequenz der Schaltung durch Änderung der Ausgangsimpedanz ro gesteuert werden kann. Durch Einsetzen eines Wertes für ro aus der Gleichung la ergibt sich
Um die Frequenz zu bestimmen, bei der die korrekte Phasenverzögerung erzeugt wird, ist es notwendig, daß die Verstärkung jeder Stufe auf oder oberhalb Eins auf der Schwingungsfrequenz eingestellt wird. Sonst ergibt sich nach der üblichen Steuerungstheorie keine Schwingung. Um ein perfektes sinusförmiges Ausgangssignal für ein sinusförmiges Eingangssignal zu erzielen, sollte die Verstärkung genau Eins sein, aber dies ist in der Praxis nicht erreichbar. Jedoch sollte die Verstärkung so nahe wie möglich an Eins liegen.
Wenn die Wirkung der Transistorausgangskonduktanz gds auf der Basis der oben erwähnten Annahmen ignoriert wird, ist bei der gewünschten Frequenz die Wechselspannungsverstärkung der Schaltung durch die Gleichung 2 gegeben. Durch Einsetzen der Gleichungen 1a und 4 in die Gleichung 2 und Umrechnen ergibt sich:
Die Verstärkung kann so eingestellt werden, indem die angenäherte Beziehung zwischen der Transkonduktanz gmn, gmp der n-Kanal- und p-Kanal-Transistoren gewählt wird. Die Größen der Transistoren werden daher so gewählt, daß die Gleichung (6) eine Verstärkung von gerade oberhalb Eins bei dem ruhenden Vorspannungspunkt ergibt. Gleichung (6) zeigt ein wichtiges Merkmal der Schaltung der Fig.3, nämlich, daß die Wechselspannungsverstärkung bei kleinem Signal nicht von den Betriebsbedingungen der Schaltung abhängt, und insbesondere nicht durch Änderungen im Steuersignal Vc oder durch Rauschen in der Spannungsquelle nachteilig beeinflußt wird.
Die Schaltung gemäß Fig.3 hat andere wichtige Merkmale. Die Frequenz, bei der die gewünschte Phasenverschiebung zwischen Ausgangs- und Eingangssignal hervorgerufen wird, wird durch die Spannung des Steuersignals Vc gesteuert und ist weitgehend immun gegen Spannungsquellenrauschen. Dies kann aus der folgenden Erläuterung entnommen werden.
Für einen Feldeffekttransistor ist gm eine Funktion seiner Dimensionen (Breite W, Länge L), Verfahrens- oder Prozessparameter (Beweglichkeit uo, Oxidkapazitanz C0x), Transistorarbeitsbereich und Sourcestrom IDS. Das Verhältnis wird durch die Gleichung 7 wiedergegeben
Dies hat einige wichtige Folgerungen. Wie durch Gleichung (5) dargestellt, kann die Frequenz, bei der die Verstärkungsstufe eine Phasenverschiebung von 45º erzeugt, durch Auswahl geeigneter Werte von C und gmp vorherbestimmt werden. C kann leicht durch Auswahl eines geeigneten Kondensators bestimmt werden. gmp hängt von dem in Gleichung (7) gezeigten Parameter ab. Die Breite W und Länge L können während der Herstellung eingestellt werden, und uo und Cox sind konstante Prozeßparameter, so daß die Frequenz wo durch Steuerung des Sourcestroms IDS der p-Kanal-Transistoren 26,28 auf einen vorbestimmten Wert endgültig eingestellt werden kann. Keiner der Parameter wird durch Spannungsquellenrauschen beeinflußt, so daß die Frequenz, bei der die gewünschte Phasenverzögerung hervorgerufen wird, gegen Änderungen in der Versorgungsspannung immun ist.
In der Schaltung der Fig.3 wird der Sourcestrom IDS jedes p-Kanal-Transistors 26,28 auf einen Wert Iss/2 gesteuert, wobei Iss der Drainstrom des Steuertransistors 34 ist. Das Steuersignal Vc wird auf das Gate des Steuertransistors 34 gegeben. Der Steuertransistor wird mit einem langen Gate (5 um oder darüber) hergestellt und wird im Sättigungsbereich derart betrieben, daß Iss von der Drainspannung unabhängig ist (siehe Fig.5 und die zugehörige Erläuterung oben) und im wesentlichen nur von der Gatespannung Vc abhängt. Die Frequenz wo der Stufe hängt so von der Spannung des Steuersignals Vc ab.
Wie oben erläutert, hängt die gewünschte Frequenz wo nur vom Steuersignal Vc ab und ist weitgehend gegen Rauschen in der Versorgungsspannung immun. Zusätzlich zu diesen Vorteilen ist es möglich, die Frequenz wo weitgehend unabhängig zu machen von Änderungen in Parametern, die unvermeidlich während der Herstellung eines Chips entstehen, indem die Schaltung der Fig.3 in der in Fig. 6 dargestellten Weise abgeändert wird. Das heißt, statt der Zuführung des Steuersignals Vc direkt zum Gate des Steuertransistors 34 wird sie in Bezug gesetzt zur Versorgungsspannung Vdd und auf das Gate eines p-Kanal-Transistors 60 gegeben, dessen Breite n-fach so breit ist wie jeder der p-Kanal-Transistoren 26,28. Die Source des Transistors 60 ist mit der Spannungsversorgung Vdd verbunden und seine Drain ist mit der Drain eines weiteren n-Kanal-Transistors 62 verbunden. Die Source des Transistors ist mit Erde und sein Gate ist sowohl mit seiner Drain als auch mit dem Gate des Steuertransistors 34 verbunden. Die Prozeßunabhängigkeit der Frequenz wo ist aus der folgenden Erläuterung evident.
Wenn die Eingangskapazitanz jeder Verstärkungsstufe ausreichend ist, um eine geeignete Phasenverschiebung hervorzurufen, so daß die Kondensatoren 18,20,22,24 nicht erforderlich sind, dann ist der Kapazitanzwert für den Nenner der Gleichung (5) WnLnCoxn+WpLpCoxp, wobei die Indizes n,p die Werte für den n-Kanal- bzw. p-Kanal-Transistor sind. Wenn man Gleichung 7 in Gleichung 5 einsetzt und die bekannte Beziehung zwischen der Gatespannung eines Feldeffekttransistors und seinem Drainstrom berücksichtigt, kann gezeigt werden, daß
wobei Vtp die Schwellenspannung des p-Kanal-Transistors 60 ist.
Der Nenner der Gleichung 8 kann folgendermaßen geschrieben werden:
Änderungen der Breite W, der Länge L und der Kapazitanz Cox der n- und p-Kanal-Transistoren neigen dazu, für die gleichen Prozeßveränderungen gleich zu werden, so wird der Faktor
Die Abhängigkeit von wo von LnLp kann verringert werden, indem Ln, Lp lang gehalten werden, so daß Prozeßveränderungen eine verringerte Wirkung auf die Größen Ln und Lp haben. Daher ist ersichtlich, daß in einer ersten Größenordnung wo nur von uo abhängt.
Ein wichtiger Parameter in der Leerlaufverstärkung eines PLL-Kreises ist die Gesamtverstärkung Kv des spannungsgesteuerten Oszillators. Die Gesamtverstärkung Kv des spannungsgesteuerten Oszillators wird durch die Gleichung (9) wiedergegeben.
wobei wo als Radiant angegeben ist. Der Wert der Verstärkung K ist der begrenzende Faktor bei der Ausbildung von PLL-Kreisen und beeinflußt die Leerlaufverstärkung des PLL- Kreises und somit die Frequenz, bei der die Leerlaufverstärkung Eins beträgt. Wenn diese sich mit Prozeßveränderungen zu stark ändern kann, wird es schwierig, die Stabilität des PLL-Kreises aufrecht zu erhalten. Die Schaltung der Fig.3 verringert dieses Problem beträchtlich, wie nachfolgend näher erläutert:
Wenn man das Differential der Gleichung 8 nimmt, ist ersichtlich, daß die Verstärkung
Aus den oben bezüglich der Frequenz wo angegebenen Gründen ist ersichtlich, daß Kv von Prozeßveränderungen weitgehend unabhängig ist. Aus Gleichung 10 geht ebenfalls selbstverständlich hervor, daß Kv nicht durch Versorgungsspannungsrauschen beeinflußt wird.
Fig.7 zeigt eine andere Differentialverstärkungsstufe, in welcher die p-Kanal-Transistoren 26,28 durch n-Kanal-Transistoren 70,72 ersetzt sind, deren Gates und Drains mit der Versorgungsspannung verbunden sind und deren p-Wannen mit ihren Sourcen und nicht mit Erde verbunden sind. In anderen Hinsichten ist die Schaltung wie sie mit Bezug auf Fig.3 beschrieben wurde. Diese Schaltung ist geeignet, eine Wechselspannungsverstärkung zu erzeugen, die wesentlich näher an Eins liegt als die in Fig.3 dargestellte Schaltung.
Wie oben beschrieben, zeigt Fig.2 einen spannungsgesteuerten Oszillator, der am Ausgang jeder Differentialstufe ein mit der gewählten Frequenz wo schwingendes Sinussignal erzeugt. Fig.8 zeigt, wie dieser Oszillator abgeändert werden kann, um Zeitgeberkanten für eine digitale Taktgeberschaltung zu erzeugen. Die Bezugszeichen 40,42,44,46,48,50,52 und 54 bezeichnen Komparatoren, die parallel zu den Ausgängen der Differentialverstärkungsstufe geschaltet sind. Das bedeutet, daß parallel zu den Ausgängen jeder Differentialverstärkungsstufe zwei Komparatoren geschaltet sind, wobei einer in einem positiven Sinn und einer in einem negativen Sinn angeschlossen ist.
Die Komparatoren sind von üblicher Bauweise, indem ihr Zustand geschaltet und dadurch eine Zeitgeberkante jedesmal erzeugt wird, wenn das schwingende Signal durch Null geht. Vorzugsweise haben die von den Komparatoren erzeugten Zeitgeberkanten hohe Anstiegsgeschwindigkeiten. Inverter können an den Ausgang der Komparatoren angeschlossen werden, die als Puffer zur Aufrechterhaltung hoher Anstiegsgeschwindigkeiten wirken.
Die in Fig.8 gezeigte Anordnung ist besonders brauchbar, um eine Anzahl von Taktsignalen mit der gleichen Frequenz, jedoch mit einer vorbestimmten Phasenverschiebung zwischen denselben zu erzeugen. Bei der Ausführungsform gemäß Fig.8 können acht Taktsignale mit Phasen von O, 45º, 90º, 135º, 180º, 225º, 270º und 315º erzeugt werden. Irgendwelche Änderungen an der Frequenz eines Signals entsprechen den Änderungen in der Frequenz der anderen Signale, so daß es sichergestellt ist, daß die Signale stets eine gemeinsame Frequenz aufweisen. Darüber hinaus bleibt ihre relative Phasendifferenz stets fest. Dies bringt den wesentlichen Vorteil für eine von der Zeitgebung unabhängige logische Schaltung in verschiedenen Teilen eines Chips, da die Freqenz und Phasendifferenz sichergestellt werden können.

Claims

1. Steuerbarer Oszillator mit mindestens drei Differentialverstärkungsstufen (10,12,14,16), wobei jede Verstärkungsstufe erste und zweite Eingangsanschlüsse und erste und zweite Ausgangsanschlüsse aufweist, die ersten und zweiten Eingangsanschlüsse jeder Stufe (10,12,14,16) mit den ersten und zweiten Ausgangsanschlüssen einer vorangehenden Verstärkungsstufe (10,12,14,16) verbunden sind, um ein Differenzsignal (Vo,V&sub1;,V&sub2;,V&sub3;) aus diesen zu empfangen, wobei die Verstärkungsstufen (10, 12,14,16) in einer Schleife geschaltet sind, jede Stufe (10,12,14,16) so ausgebildet ist, daß sie eine vorbestimmte Phasenverschiebung zwischen den Eingangs- und Ausgangs-Differenzsignalen bewirkt, die Phasenverschiebung jeder Verstärkungsstufe bei einer voreingestellten Frequenz und die Anzahl der Verstärkungsstufen so gewählt ist, daß die Schleife eine gesamte Phasenverschiebung von 360º bewirkt, und die voreingestellte Frequenz in Abhängigkeit von einem Steuersignal (Vc) steuerbar ist, welches auf jede Verstärkungsstufe (10,12,14, 16) gegeben wird, dadurch gekennzeichnet, daß jede Verstärkungsstufe erste und zweite n-Kanal-Transistoren (30,32) enthält, deren jeder mit einem Gate so angeschlossen ist, daß er jeweils eines der Ausgangssignale (Vi&spplus; , Vi&supmin;) aus der vorigen Verstärkungsstufe (10,12,14,16) empfängt, und deren Sources miteinander und mit einer steuerbaren Stromquelle (34) verbunden sind und deren Drains über jeweilige Belastungselemente (26,28,70,72) mit einer Spannungsquelle (Vdd) verbunden sind.

2. Oszillator nach Anspruch 1, bei welchem vier solche Verstärkungsstufen (10,12,14,16) vorgesehen sind, deren jede eine Phasenverschiebung von 45º bei der voreingestellten Frequenz erzeugt, und wobei der Ausgang einer der Verstärkungsstufen invertiert wird, bevor er auf die nächste Verstärkungsstufe (10,12,14,16) gegeben wird.

3. Oszillator nach Anspruch 1, bei welchem drei solche Verstärkungsstufen vorgesehen sind, deren jede eine Phasenverschiebung von 60º bei der voreingestellten Frequenz erzeugt, wobei der Ausgang einer der Verstärkungsstufen invertiert wird, bevor er auf die nächste Verstärkungsstufe gegeben wird.

4. Oszillator nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei welchem jedes Belastungselement einen n-Kanal-Transistor (70,72) aufweist, dessen Gate und Drain mit der Versorgungsspannung und dessen p-Quelle mit seiner Source verbunden ist, wobei das Ausgangssignal (Vo+, Vo&supmin;) jeder Stufe an die Quellen der n-Kanal-Transistoren angelegt wird.

5. Oszillator nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei welchem jedes Belastungselement einen p-Kanal-Feldeffekttransistor (26,28) aufweist, dessen Gate mit seinem Drain verbunden ist, dessen Drain mit dem Drain jeweils eines der n-Kanal-Feldeffekttransistoren (30,32) und dessen Source mit der Versorgungsspannung (Vdd) verbunden ist, wobei die Ausgangssignale (Vo&supmin;,Vo+) jeder Stufe an die Drains der p-Kanaltransistoren (26,28) angelegt werden.

6. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welchem die Stromquelle einen Feldeffekttransistor (34) aufweist, dessen Gate so angeschlossen ist, daß er das Steuersignal (Vc) empfängt, und dessen Gatelänge so gewählt ist, daß der Source-Drain-Strom von der Draingewählt ist, daß der Source-Drain-Strom von der Drainspannung im wesentlichen unabhängig ist.

7. Oszillator nach Anspruch 6, bei welchem die Gatelänge des FET-Transistors mindestens 5um beträgt.

8. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei welchem die Stromquelle einen n-Kanal-Feldeffektransistor (34) aufweist, dessen Gate mit dem Gate eines weiteren n-Kanal-Transistors (62) verbunden ist, wobei das Gate des weiteren Transistors mit seiner Drain und die Drain des weiteren Transistors mit der Drain eines p-Kanal-Feldeffekttransistors (60) verbunden ist, dessen Gate so angeschlossen ist, daß er das Steuersignal (Vc) empfängt, wenn dieses auf eine Versorgungsspannung (Vdd) bezogen ist.

9. Oszillator nach einem der vorangehenden Ansprüche, mit ersten und zweiten Komparatoren (40-54), welche parallel zum Ausgang jeder Differentialverstärkungsstufe (10,12, 14,16) in entgegengesetztem Sinn angeschlossen sind, um erste und zweite Taktsignale ( 1- 8) zu erzeugen, deren Frequenz von der voreingestellten Frequenz abhängt.

10. Oszillator nach Anspruch 5 oder einem der Ansprüche 6 bis 9, wenn darauf bezogen, bei welchem das Verhältnis von

so gewählt wird, daß es so nahe wie möglich an Eins liegt, wobei gmn, gmp jeweils die Transkonduktanzen der n-Kanal- und p-Kanal-Transistoren sind.

11. Oszillator nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei welchem ein Kondensator (18,20,22,24) parallel zum Ausgang jeder Stufe (10,12,14,16) geschaltet ist.