CH623420A5 - - Google Patents

Description

Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, eine Schaltungsanordnung zur Regelung der Speisespannung'für integrierte CMOS-Schaltungen anzugeben, durch die bei niedrigster Stromaufnahme eine maximale Funktionssicherheit und Unabhängigkeit von Schwankungen z.B. der Schwellenspannungen oder auch der Versorgungsspannung gewährleistet ist.

Eine Schaltungsanordnung eingangs genannter Art ist zur Lösung dieser Aufgabe erfindungsgemäss derart ausgebildet, dass bei Verwendung für eine in integrierter CMOS-Technik aufgebaute Last a) der Differenzverstärker mit einer zweiten Referenzspannung derart beschaltet ist, dass die geregelte Speisespannung von der Summe der Referenzspannungen abhängt.

b) die Referenzspannungen entsprechend der Schwellenspannung der in der Last vorhandenen MOS-Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfähigkeitstyps bemessen sind und c) die Referenzspannungsgeneratoren als die jeweilige Referenzspannung bestimmende Elemente in der Sättigung betriebene MOS-Feldeffekttransistoren einander entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps enthalten.

Eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung führt durch die Verwendung von MOS-Feldeffekttransistoren in den Referenzspannungsgeneratoren und durch die angegebene Bemessung der Referenzspannungen in Verbindung mit der vorgesehenen Beschallung des Differenzverstärkers stets zu einer geregelten Speisespannung, die einen im Sinne minimalen Stromverbrauch optimalen Wert hat. Wird die Schaltungsanordnung mit der zu speisenden Last auf einem gemeinsamen Schaltungsträger integriert, so sind die Schwellenspannungen der MOS-Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfähigkeitstyps für die Regelschaltung und auch für die zu speisende Last gleich, obwohl sie relativ zu gleichartigen, auf anderen Schaltungsträgern vorgesehenen Anordnungen erheblich schwanken können. Das Ergebnis der Anwendung der Erfindung ist dann eine für jeden mit einer Regelschaltung und mit einer integrierten CMOS-Last versehenen Schaltungsträger optimal bemessene Speisespannung, die gerade so hoch ist, dass sie der Summe der Schwellenspannungen der MOS-Feldeffekttransistoren des einen und des anderen Leitfähigkeitstyps entspricht, weshalb mit ihr der geringstmögliche Stromverbrauch in der integrierten Last realisiert wird.

Dieses Prinzip, bei dem nicht ein absolut, sondern ein relativ konstanter Speisespannungswert angestrebt wird, kann durch Verwendung einer Zenerdiode als Spannungsnormal nicht nahegelegt werden. Ebenso würde dieser Effekt auch dann nicht erreicht, wenn etwa gemäss der US-PS 3 508 084 die als Spannungsnormal verwendete Zenerdiode durch einen in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor ersetzt würde.

Mit der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist es in sehr einfacher Weise möglich, eine geregelte Speisespannung zu erzeugen, die bei Speisung von CMOS-Schaltungen gerade der Summe der Absolut beträge der Schwellenspannungen der in der CMOS-Schaltung vorhandenen zueinander komplementären Transistoren entspricht. Dies erfolgt dadurch, dass die erste bzw. zweite Referenzspannung entsprechend den Schwellenspannungen der in der zu speisenden Schaltung vorhandenen MOS-Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfähigkeitstyps bemessen sind.

Eine besonders vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass die Ausgangsspannung des einen Referenzspannungsgenerators Steuerspannung für einen eine Konstantspannungsquelle bildenden Stromzweig zur

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Abgabe der zweiten Referenzspannung ist. Dadurch wird der Speisespannung für eine Oszillatorschaltung und erreicht, dass zur Erzeugung zweier Referenzspannungen nicht Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel einer RC-Oszillatorschal-der Aufwand zweier separater Referenzspannungsgeneratoren tung, die an eine gemäss der Erfindung geregelte Speisespangetrieben werden muss, sondern dass ein erhöhter Schaltungs- nung anzuschalten ist.

aufwand nur zur Erzeugung der ersten Referenzspannung mit 5 In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung einem hochkonstanten Wert verursacht wird. Diese Referenz- in ihrem prinzipiellen Aufbau dargestellt. Eine mit einer Speisespannung wird dann einerseits zur Ansteuerung des Differenz- Spannung YL zu speisende integrierte Schaltung L ist mit Verstärkers, andererseits zur Einstellung des Arbeitspunktes einem MOS-Feldeffekttransistor T in Reihe geschaltet, und einer Konstantspannungsquelle ausgenutzt, so dass die davon diese Reihenschaltung ist an eine Versorgungsspannung VD gelieferte zweite Referenzspannung hinsichtlich ihrer Kon- angeschaltet. Der MOS-Feldeffekttransistor T wird an der stanz praktisch mit der ersten übereinstimmt. Gate-Elektrode durch das Ausgangssignal eines Differenzver-

Eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung benötigt zur stärkers DA gesteuert. Der Differenzverstärker DA wird durch einwandfreien Regelung eine möglichst konstante Referenz- die Versorgungsspannung VD gespeist, und seine Steuerung Spannung. Zur Erzeugung der Referenzspannung ist eine Schal- erfolgt mit einer Spannung VA am invertierenden Eingang tung erforderlich, die im Sinne des beabsichtigten Anwen- , 5 sowie mit der Summe zweier Spannungen VB und VT am nicht dungszwecks der Erfindung einen geringen Stromverbrauch invertierenden Eingang. Die Spannung VT ist die an dem hat. Vorteilhaft wird die Schaltungsanordnung nach Erfindung gesteuerten MOS-Feldeffekttransistor T abfallende Spannung,

hierzu derart ausgebildet, dass zur Erzeugung mindestens einer und die Spannungen VA und VB sind Referenzspannungen, die der Referenzspannungen eine Anordnung aus einer Stabilisie- in noch zu beschreibender Weise mit einem Referenzspan-

rungsstufe, die einen an die Versorgungsspannung angeschalte- 2o nungsgenerator bzw. einer Konstantspannungsquelle erzeugt ten, einen über einen Vorwiderstand in der Sättigung betriebe- werden.

nen MOS-Feldeffekttransistor aufweisenden Stromzweig ent- An dem Verbindungspunkt zwischen dem MOS-Feldeffekt-hält, wobei an dem MOS-Feldeffekttransistor eine stabilisierte transistor T und der zu speisenden Schaltung L tritt eine gere-Spannung abgreifbar ist, und mindestens eine damit ange- gelte Spannung auf, die über die Spannungsquelle für die Spansteuerte weitere Stabilisierungsstufe dieser Art vorgesehen ist, 25 nung VB auf den nicht invertierenden Eingang des Differenz-deren Vorwiderstand aus einem über einen ohmschen Wider- Verstärkers DA zurückzuführen ist. Der Differenzverstärker stand in Stromgegenkopplung betriebenen, mit der stabilisier- DA verstärkt eine eventuelle, zwischen seinen Eingängen auf-ten Spannung angesteuerten MOS-Feldeffekttransistor gebil- tretende Spannungsdifferenz, und sein Ausgangssignal steuert det ist, der zu dem mit ihm in Reihe geschalteten MOS-Feldef- den MOS-Feldeffekttransistor T derart, dass die genannte fekttransistor komplementär ist, und dass bei dieser Anordnung 30 Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen des Differenzver-die weiteren Stabilisierungsstufen so hintereinander geschaltet stärkers DA verschwindet. Es stellt sich dann eine geregelte sind, dass ihre jeweilige Ausgangsspannung die Steuerspan- Speisespannung VL für die integrierte Schaltung L ein, die der nung der jeweils folgenden bzw. die Referenzspannung ist. Summe der beiden Referenzspannungen VA und VB entspricht

Eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung eignet sich und infolge der Konstanz der Referenzspannungen gleichfalls infolge ihrer Regeleigenschaften und der von ihr auf einen 35 konstant ist. Die am Transistor T abfallende Spannung VT bil-

hochkonstanten Wert eingestellten Speisespannung besonders det die Differenz zur Versorgungsspannung VD.

gut zur Speisung von Oszillatorschaltungen. Insbesondere Da gegenüber dem Bezugspotential am nicht invertieren-solche Oszillatorschaltungen, die quarzgesteuert arbeiten, den Eingang des Differenzverstärkers immer die Summe der benötigen aber während ihrer Anschwingzeit eine gegenüber Spannungen VB und VT liegt, ist auch bei sehr geringen Werdern stationären Schwingungszustand erhöhte Energie, also 4o ten für die Spannung VT eine Ansteuerung des Differenzvereine erhöhte Speisespannung. Um im Sinne der gestellten Auf- stärkers DA im Steuerbereich gewährleistet.

gäbe eine möglichst leistungsarme Speisung auch derartiger wird als zu speisende integrierte Schaltung L eine in Oszillatorschaltung zu verwirklichen, kann die Schaltungsan- CMOS-Technik aufgebaute Schaltung vorgesehen, so ist es im Ordnung nach der Erfindung derart weiter ausgebildet sein, Sinne eines möglichst geringen Stromverbrauchs günstig, diese dass eine Zeitschaltung zur gegenüber dem Zeitpunkt der Ein- 4, Schaltung mit einer geregelten Spannung VL zu speisen, die Schaltung der Versorgungsspannung verzögerten Einstellung der Summe der Schwellenspannungen der in der Schaltung der Speisespannung auf den vorgegebenen Wert vorgesehen vorgesehenen MOS-Feldeffekttransistoren beider Leitfähigist, die mindestens für die Anschwingzeit der zu speisenden keitstypen entspricht. Es ist nun insbesondere in CMOS-Tech-Oszillatorschaltung eine Erhöhung der Speisespannung nik, wie noch gezeigt wird, besonders einfach, die Referenzgegenüber dem vorgegebenen Wert bewirkt. Wie noch gezeigt 50 Spannungen VA und VB so zu bemessen, dass z.B. die Referenzwird, kann die Zeitschaltung mittels einer Spannungsänderung Spannung VA der Schwellenspannung der P-Kanal-Transisto-an einem RC-Glied ein Signal abgeben, das auf die Regelung ren und die Referenzspannung VB der Schwellenspannung der der Speisespannung einwirkt. Es ist aber auch möglich, aus der N-Kanal-Transistoren der zu speisenden Schaltung L entgespeisten Oszillatorschaltung ein der Schwingungsamplitude spricht.

proportionales Ausgangssignal zu entnehmen und dieses der 55 In Fig. 2 ist im einzelnen dargestellt, wie die beiden Refe-

Regelschaltung zuzuführen. Diese wird dann für die Dauer des renzspannungen VA und VB in CMOS-Technik vorteilhaft

Anschwingens beeinflusst, und dieser Einfluss wird mit dem erzeugt werden können. Die Referenzspannung VA wird mit

Erreichen einer vorgegebenen Schwingungsamplitude der einem die MOS-Feldeffekttransistoren T1 und T7 aufweisen-

Oszillatorschaltung beseitigt. den Referenzspannungsgenerator als hochkonstante Aus-

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden 60 gangsspannung erzeugt und dem invertierenden Eingang des anhand der Figuren beschrieben. Es zeigen: Differenzverstärkers DA zugeführt. Gleichzeitig dient sie zur

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung Steuerung einer Konstantspannungsquelle, die zwei MOS-Feld-

nach der Erfindung, effekttransistoren T8 und T9 umfasst und deren Konstantspan-

Fig. 2 eine schaltungstechnische Ausführungsmöglichkeit nung als zweite Referenzspannung dem nicht invertierenden der in Fig. 1 gezeigten Prinzipschaltung, wobei der Differenz- b5 Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt ist.

Verstärker und die zu speisende integrierte Schaltung als Funk- Der Referenzspannungsgenerator besteht in dem in Fig. 2

tionsblöcke dargestellt sind, dargestellten Ausführungsbeispiel aus vier Stromzweigen, von

Fig. 3 eine Ausführungsform der Erfindung zur Regelung denen der erste einen in der Sättigung betriebenen MOS-Feld-

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effekttransistor TI und einen damit in Reihe geschalteten ohm- Oszillatorschaltung vorhandenen MOS-Feldeffekttransistoren sehen Widerstand R1 enthält. Diese Reihenschaltung ist an die beider Leitfähigkeitstypen ist. Andererseits ist es aber möglich, Pole der Versorgungsspannung VD angeschaltet. Der zweite im stationären Schwingungszustand die Speisespannung einer Stromzweig enthält einen ohmschen Widerstand R2, einen Oszillatorschaltung wieder zu verringern, da dann nur jeweils durch die am MOS-Feldeffekttransistor T1 abfallende Span- 5 So viel Energie zugeführt werden muss, dass die Schwingungen nung gesteuerten MOS-Feldeffekttransistor T2 sowie einen in nicht aussetzen.

der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor T3. Der Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung sollte also

MOS-Feldeffekttransistor T2 wird über dem Widerstand R2 in zweckmässig eine solche Regelcharakteristik aufweisen, dass Stromgegenkopplung betrieben. Mit diesem Stromzweig bei Einschaltung der Versorgungsspannung Vd zunächst eine gleichartige Stromzweige sind mit den Transistoren T4 und T5 10 hohe Speisespannung an die zu speisende Oszillatorschaltung bzw. T6 und T7 sowie jeweils einem Stromgegenkopplungs- ]_ angelegt wird, die bei Erreichen des stationären Schwin-widerstand R3 bzw. R4 gebildet. Die Ausgangsspannung VA gungszustandes dann auf die geregelte Spannung VL reduziert tritt an dem MOS-Feldeffekttransistor T7 auf und ist von hoher werden kann. In Fig. 2 sind schaltungstechnische Möglichkei-Konstanz. ten zur' Erzielung eines solchen Effekts dargestellt. Es handelt

Der wesentliche Vorteil dieser in CMOS-Technik aufgebau-15 sich hierbei um die Reihenschaltung eines Kondensators CS ten Schaltung besteht darin, dass die einzelnen Stromzweige und eines ohmschen Widerstandes RS, die ein RC-Zeitglied einen sehr geringen Stromverbrauch haben und dass die Aus- darstellen. Bei Einschaltung der Versorgungsspannung VD tritt gangsspannung VA praktisch der Schwellenspannung des am Verbindungspunkt von Kondensator CS und Widerstand

N-Kanal-Feldeffekttransistors T7 entspricht, der in der Sätti- rs eine Spannung auf, deren Wert mit dem Ladevorgang des gung betrieben ist. 20 Kondensators CS ausgehend vom Versorgungsspannungswert

Anstelle der in Fig. 2 gezeigten Schaltung für den Referenz- yD bis zu einem durch die Dimensionierung der beiden Kompo-spannungsgenerator können auch Abwandlungen vorgesehen nenten des RC-Zeitgliedes bestimmten Wert mit der durch die sein, die weniger oder mehr Stromzweige zur Stabilisierung beiden Komponenten bestimmten Zeitkonstanten abfällt, enthalten. Wird eine Referenzspannung benötigt, die nicht auf Diese Spannung steuert einen MOS-Feldeffekttransistor TS, das Versorgungsspannungspotential, sondern auf Nullpotential 25 der entweder dem MOS-Feldeffekttransistor T oder aber dem bezogen ist, so kann ein weiterer Stromzweig vorgesehen sein, MOS-Feldeffekttransistor T6 mit Gegenkopplungswiderstand bei dem der in der Sättigung betriebene MOS-Feld- R4 parallel geschaltet sein kann. Die beiden möglichen Varian-

effekttransistor z.B. wie der Transistor T5 mit Nullpotential ten sind in Fig. 2 gestrichelt dargestellt.

verbunden ist, so dass die Ausgangsspannung dann auf Nullpo- Für den Fall der Verbindung des Transistors TS mit dem tential bezogen ist. 30 Transistor T erfolgt während der Aufladung des Kondensators

Die Referenzspannung VA, die auf den invertierenden Ein- es ein vorübergehender Kurzschluss des Transistors T, so dass gang des Differenzverstärkers DA geführt ist, steuert bei der in zunächst die volle Versorgungsspannung VD an der zu speisen-Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung ferner einen MOS-Feld- den Schaltung L liegt. Mit fortschreitender Aufladung des Koneffekttransistor T8, der mit einem in der Sättigung betriebe- densators CS über den Widerstand RS wird der Transistor TS nen MOS-Feldeffekttransistor T9 in Reihe geschaltet ist. Diese 35 in den gesperrten Zustand überführt, so dass damit der Kurz-Reihenschaltung bildet in bekannter Weise eine Konstantspan- schluss des Transistors T beseitigt wird. Dieser kann dann als nungsquelle, denn an dem MOS-Feldeffekttransistor T9 fällt gesteuerter Vorwiderstand für die Schaltung L arbeiten, so eine infolge der Steuerung mit der hochkonstanten Referenz- dass an dieser dann nur noch die geregelte Speisespannung VL Spannung VA gleichfalls hochkonstante Spannung VB ab. liegt.

Diese Spannung wird über die dargestellte Verbindung dem 4o Im Falle der anderen, in Fig. 2 gestrichelt dargestellten nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA Schaltungsvarianten wirkt das mit dem RC-Zeitglied erzeugte zugeführt. zeitabhängige Signal auf die Abgabe der Referenzspannung

Durch die in Fig. 2 gezeigte Art der Steuerung einer Kon- VA ein. Während des Ladevorganges des Kondensators CS stantspannungsquelle mit der Referenzspannung VA wird der wird der MOS-Feldeffekttransistor TS zunächst im leitenden Aufwand zur Erzeugung zweier Referenzspannungen wesent- 45 Zustand gehalten, wodurch der durch den Ausgangstransistor lieh herabgesetzt, denn zur Erzeugung der Referenzspannung jj des Referenzspannungsgenerators fliessende Strom ver-VB ist kein vollständiger Referenzspannungsgenerator der Art grössert wird. Dadurch fällt an dem Transistor T7 eine grössere erforderlich, wie er für die Referenzspannung VA gezeigt ist. Referenzspannung VA ab, wodurch auch die Speisespannung Handelt es sich bei der zu speisenden integrierten Schal- VL der integrierten Schaltung L, also der Oszillatorschaltung, tung L um eine Oszillatorschaltung, die induktive und kapazi- ,0 auf einen grösseren Wert geregelt wird. Gegen Ende des Lade-tive Komponenten enthält bzw. durch einen Schwingquarz Vorganges für den Kondensator CS wird der Transistor TS gesteuert wird, so ist bei Einschalten der Versorgungsspannung gesperrt, so dass die zuvor beschriebene Beeinflussung des VD eine erhöhte Energie erforderlich, um ein einwandfreies Ausgangsstromkreises des Referenzspannungsgenerators Anschwingen der Oszillatorschaltung zu gewährleisten. Da die beseitigt wird und dann wieder eine vergleichsweise geringe geregelte Spannung VL einen vergleichsweise geringen Wert 55 Speisespannung VL an der zu speisenden Schaltung L liegt, hat, der bei CMOS-Schaltung zweckmässig der Summe der Die zuvor beschriebene vorübergehende Erhöhung der

Schwellenspannungen der P-Kanal-Transistoren und der Speisespannung für die zu speisende Schaltung L hängt hin-

N-Kanal-Transistoren entspricht, und da die vorzugsweise ver- sichtlich ihrer zeitlichen Länge von der Dimensionierung des wendeten Oszillatoren in komplementärer Schaltungstechnik beschriebenen RC-Zeitgliedes ab. Es ist jedoch auch möglich, bei dieser Betriebsbedingung einen relativ niedrigen Stromver- tn die Dauer der vorübergehenden Erhöhung der Speisespannung stärkungsgrad aufweisen, ist beim Einschalten der Versor- Von dem erfolgten Anschwingen des Oszillators abhängig zu gungsspannung Vp ein sicheres Anschwingen der Oszillator- machen. Hierfür wird eine Kippstufe vorgesehen, deren Ausschaltung nicht in jedem Falle gewährleistet. Einen entspre- gangssignal ähnlich wie das von dem RC-Zeitglied erzeugte chenden höheren Stromverstärkungsgrad einer komplementä- Signal auf die Regelung der Speisespannung einwirkt. Durch ren Oszillatorstufe und damit die Bedingung für sicheres t» Einschalten der Versorgungsspannung wird die Kippstufe in Anschwingen nach Einschalten der Versorgungsspannung einen ersten Schaltzustand gebracht, in welchem das Auserhält man, wenn die Speisespannung für die Oszillatorschal- gangssignal der Kippstufe die erwünschte Erhöhung der Spei-tung grösser als die Summe der Schwellenspannung der in der sespannung bewirkt. Sobald der Oszillator während seiner

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Anschwingphase eine Schwingungsamplitude erreicht, die zur Weiterverarbeitung in einer nachfolgenden Stufe ausreicht, kann hiermit die Kippstufe in einen zweiten Schaltzustand gesetzt werden, wodurch die Beeinflussung der Regelung der Speisespannung wieder beseitigt wird. Ferner ist es auch möglich, die vorübergehende Erhöhung der Speisespannung direkt mit einem Signal zu steuern, welches der zu speisenden Oszillatorschaltung entnommen wird und einen der jeweiligen Schwingungsamplitude proportionalen Wert hat. Ein hierzu geeignetes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 3 für die Speisung einer Oszillatorschaltung OSC dargestellt.

Die in Fig. 3 gezeigte Schaltung enthält einen vereinfachten Referenzspannungsgenerator, der im Gegensatz zu der in Fig. 2 gezeigten Schaltung nur einen Stabilisierungsstromzweig mit dem ohmschen Widerstand R1 und dem in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor T1 aufweist. Die an diesem Transistor abfallende Spannung steuert einen weiteren MOS-Feldeffekttransistor T10, der mit einem MOS-Feldeffekttransistor T1 1 eine weiteren Stromzweig bildet. Durch die am Transistor T1 abfallende und gegenüber Schwankung der Versorgungsspannung VD weitgehend konstante Spannung wird in dem Stromzweig der Transistoren T10 und TI 1 eine Steuerung auf weitgehend konstanten Stromfluss bewirkt. Am Verbindungspunkt der beiden Transistoren T10 und TI 1 fällt eine Spannung ab, die dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt wird. Die Referenzspannungsquelle VB ist nur schematisch dargestellt, da sie auf die Steuerung der ersten Referenzspannung VA während des Anschwingens der Oszillatorschaltung OSC keinen Einfluss hat.

Der MOS-Feldeffekttransistor TI 1 wird an seiner Gate-Elektrode durch ein Signal der Oszillatorschaltung OSC gesteuert, welches einen der jeweiligen Schwingungsamplitude der Oszillatorschaltung OSC proportionalen Spannungswert hat. Wenn die Oszillatorschaltung OSC nicht schwingt, wird dieses Steuersignal durch eine Gleichspannung gebildet, die etwa der halben Speisespannung VL entsprechen kann. Diese Spannung steuert den MOS-Feldeffekttransistor TI 1 nun derart, dass an ihm eine vergleichsweise hohe Spannung abfällt, die als Referenzspannung VA dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt wird und in beschriebener Weise den Transistor T stark leitend steuert, so dass eine vergleichsweise hohe Speisespannung VL für die Oszillatorschaltung OSC verfügbar ist. Setzt nun der Schwingungsvorgang in der Oszillatorschaltung OSC ein, so überlagert sich der den MOS-Feldeffekttransistor TI 1 steuernden Gleichspannung eine Wechselspannung, die infolge der nicht linearen Kennlinie des MOS-Feldeffekttransistors TI 1 gleichgerichtet wird. Die gleichgerichtete Spannung überlagert sich der zuvor beschriebenen Gleichspannung an der Gate-Elektrode des Transistors TI 1, wodurch an diesem eine Spannung abfällt, die gegenüber dem zuvor beschriebenen Zustand geringer ist. Dadurch wird dann in bereits beschriebener Weise eine Verringerung der den Oszillator speisenden geregelten Spannung VL bewirkt.

In Fig. 3 sind ferner ein ohmscher Widerstand RF und ein Kondensator CF dargestellt, die ein zwischen den Verbindungspunkt der Transistoren T10 und TI 1 und den invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA geschaltetes Tiefpassfilter darstellen. Dieses gewährleistet, dass nur die durch die beschriebene Überlagerung gebildete mittlere Gleichspannung auf den invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA geführt wird, während hochfrequente Spannungsschwankungen, die sich aus dem Spannungssignal der Oszillatorschaltung OSC ergeben können, gesperrt werden.

Ein vorteilhafter Effekt der in Fig. 3 gezeigten Schaltung besteht darin, dass Schwankungen der Schwingungsamplitude der Oszillatorschaltung OSC kompensiert werden. Das von der Oszillatorschaltung OSC abgegebene, der Schwingungsamplitude proportionale Steuersignal bewirkt eine Einstellung des Widerstandes des MOS-Feldeffekttransistors TI 1 derart, dass eine Vergrösserung der Schwingungsamplitude eine Verkleinerung der Speisespannung VL und eine Verringerung der Schwingungsamplitude eine Vergrösserung der Speisespannung VL zur Folge hat. Auf diese Weise erfüllt die in Fig. 3 gezeigte Schaltung nicht nur die Forderung einer Speisung einer integrierten Oszillatorschaltung bei möglichst geringem Stromverbrauch, sondern sie gewährleistet darüber hinaus auch eine weitgehend konstante Schwingungsamplitude.

Da eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung infolge ihrer vorzüglichen Regeleigenschaften eine hochkonstante Speisespannung für integrierte Schaltungen liefert, kann sie auch sehr vorteilhaft zur Speisung von RC-Oszillatorschaltun-gen eingesetzt werden. Derartige Schaltungen können in integrierter CMOS-Technik aufgebaut sein, haben aber gegenüber quarzgesteuerten Schaltungen eine geringere Frequenzkonstanz, was auf die eingangs erläuterten Schwankungen von Ein-flussgrössen zurückzuführen ist. Die Abhängigkeit der Schwingfrequenz in RC-Oszillatorschaltungen, die in integrierter Technik aufgebaut sind, von Schwankungen der Versorgungsspannung und der Umgebungstemperatur ist gegenüber der entsprechenden Abhängigkeit quarzgesteuerter Schaltungen um den Faktor 1000 höher. Dies führt dazu, dass solche Schaltungen Frequenzvariationen im Prozentbereich aufweisen. Ferner ist bei ihnen nachteilig, dass sie eine relativ hohe Versorgungsspannung benötigen.

In Fig. 4 ist nun eine RC-Oszillatorschaltung dargestellt, die in integrierter MOS-Technik aufgebaut ist und sich zur Speisung mit einer Speisespannung eignet, die mit der erfindungs-gemässen Schaltung erzeugt wird und einen sehr konstanten Wert hat, so dass Frequenzänderungen infolge von Speisespannungsschwankungen hier praktisch nicht zu befürchten sind. Im Gegensatz zu bisher bekannten RC-Oszillatorschaltungen, die in CMOS-Technik aufgebaut sind, enthält die in Fig. 4 gezeigte Schaltung jedoch nicht vier, sondern nur zwei MOS-Feldeffekttransistoren. Die Schaltung besteht im wesentlichen aus zwei Inverterstufen, die jeweils einen MOS-Feldeffekttransistor T20 bzw. T21 und einen damit in Reihe geschalteten ohmschen Widerstand R20 bzw. R21 aufweisen. Die beiden Inverterstufen sind an die Versorgungsspannung VD angeschaltet, und ein die Wechselspannung V0sc abgebender Schaltungsausgang wird durch den MOS-Feldeffekttransistor T21 gebildet. Dieser Ausgang ist über eine Kapazität C22 mit der Gate-Elektrode des MOS-Feldeffekttransistors T20 verbunden. Die Drain-Elektrode dieses Transistors T20 ist mit der Gate-Elektrode des Transistors T21 verbunden, und ein Gegenkopplungswiderstand R22 ist zwischen der Drain-Elektrode des Transistors T20 und dessen Gate-Elektrode vorgesehen.

Diese Schaltung ist vollständig integrierbar und benötigt keine Quarzsteuerung. Ihre Frequenzkonstanz ist durch die Speisung mit einer hochkonstant geregelten Speisespannung und den dargestellten Schaltungsaufbau gegenüber bisherigen RC-Oszillatorschaltungen wesentlich verbessert. Es hat sich gezeigt, dass bei einer Speisespannung, die etwa dem doppelten Wert der Schwellenspannung der beiden N-Kanal-Transi-storen T20 und T21 entspricht, eine Dimensionierung der Schaltung derart möglich ist, dass bei einer Schwellenspannung von z. B. 1,2 Volt eine Schwankung der Speisespannung um 20 mV eine Frequenzänderung von nur 0,1 % verursacht.

Bei den vorstehend beschriebenen Schaltungen sind die Substratanschlüsse der MOS-Feldeffekttransistoren jeweils mit

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dem Source-Anschluss verbunden. Dadurch wird der sogenannte Substratsteuereffekt vermieden. Ebenso ist es auch möglich, die Substratanschlüsse an ein anderes vorgesehenes Potential zu legen.

Die vorstehend beschriebenen Schaltungen, die in inte-

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grierter CMOS-Technik aufgebaut sind, können entgegen den dargestellten Verhältnissen auch mit anderer Polung der Versorgungsspannung VD betrieben werden. Hierzu ist dann der entsprechende inverse Aufbau der komplementären Schal-5 tungszweige erforderlich.

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1 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

623420 2 PATENTANSPRÜCHE zeichnet, dass die Zeitschaltung ein an die Versorgungsspan-

1. Schaltungsanordnung in integrierter CMOS-Technik zur nung (VD) angeschaltetes RC-Glied (RS, CS) aufweist, an dem ' Regelung der Speisespannung für eine Last auf einen durch die Steuerspannung für einen MOS-Feldeffekttransistor (TS) eine Referenzspannung vorgegebenen Wert, mit einem MOS- abgegriffen ist, der einem die Regelung der Speisespannung Feldeffekttransistor, der mit der zu speisenden Last als Stell- 5 (VL) für die Oszillatorschaltung (L) steuernden Schaltelement glied in Reihe geschaltet, mit ihr an eine Versorgungsspannung (T, T6) parallel geschaltet ist.

angeschaltet und von dem Ausgangssignal eines Differenzver- 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekenn-

stärkers angesteuert ist, der die Differenz der Referenzspan- zeichnet, dass der über das RC-Glied (RS, CS) gesteuerte MOS-

nung und der geregelten Speisespannung bildet, dadurch Feldeffekttransistor (TS) dem mit dem Ausgangssignal des Dif-

gekennzeichnet, dass bei Verwendung für eine in integrierter m ferenzverstärkers (DA) angesteuerten MOS-Feldeffekttransi-

CMOS-Technik aufgebaute Last stor (T) parallel geschaltet ist.

a) der Differenzverstärker (DA) mit einer zweiten Refe- g Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekenn-renzspannung (VB) derart beschaltet ist, dass die geregelte zeichnet, dass der über das RC-Glied (RS, CS) gesteuerte MOS-Speisespannung ( VL) von der Summe der Referenzspannungen Feldeffekttransistor (TS) an den Ausgang (T6, T7) des Refe-(VA, VB) abhängt. 15 renzspannungsgenerators angeschaltet ist.

b) die Referenzspannungen (VA, VB) entsprechen der 9 Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn-Schwellenspannung der m der Last (L) vorhandenen MOS- zeichnet, dass ein der Schwingungsamplitude proportionales Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfähig- Ausgangssignal der Oszillatorschaltung (OSC) zusätzlich auf keitstyps bemessen sind, und einen Eingang des Differenzverstärkers (DA) geführt ist.

c) die Referenzspannungsgeneratoren als die jeweilige 20 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch Referenzspannung (VA bzw. VB) bestimmende Elemente in gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal der Oszillatorschal-der Sättigung betriebene MOS-Feldeffekttransistoren (T7, T9) tung (OSC) einen im Ausgangsstromkreis (T10, TI 1 ) des Refe-einander entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps enthalten. renzspannungsgenerators vorgesehenen MOS-Feldeffekttran-

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn- sistor (TI 1) im Sinne einer der Schwingungsamplitude umgezeichnet, dass die Ausgangsspannung (VA) des einen Referenz- 5 kehrt proportionalen ersten Referenzspannung (VA) steuert, spannungsgenerators Steuerspannung für einen eine Konstant- 1 \. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch spannungsquelle bildenden Stromzweig (T8, T9) zur Abgabe gekennzeichnet, dass die erste Referenzspannung (VA) über der zweiten Referenzspannung (VB) ist. ejn Tiefpassfilter-RC-Glied (RF, CF) auf den Eingang des Diffe-

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekenn- renzverstärkers (DA) geführt ist.

zeichnet, dass der die Konstantspannungsquelle bildende 30 12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch Stromzweig (T8, T9) die Reihenschaltung eines mit der Aus- gekennzeichnet, dass als Zeitschaltung eine durch das Einschalgangsspannung (VA) des Referenzspannungsgenerators ten der Versorgungsspannung in einen ersten Schaltzustand gesteuerten MOS-Feldeffekttransistors (T8) und eines dazu steuerbare bistabile Schaltung vorgesehen ist, deren in diesem komplementären, in der Sättigung betriebenen MOS-Feldef- Schaltzustand abgegebenes Ausgangssignal die Erhöhung der fekttransistors (T9) enthält, die ftiit dem durch den Differenz- î Speisespannung bewirkt und die durch ein einer vorgegebenen Verstärker (DA) gesteuerten MOS-Feldeffekttransistor (T) in Schwingungsamplitude proportionales Ausgangssignal der Reihe geschaltet ist, und dass die zweite Referenzspannung Oszillatorschaltung in ihren zweiten Schaltzustand steuerbar (VB) an dem Verbindungspunkt der beiden zueinander komple- jst mentären MOS-Feldeffekttransistoren (T8, T9) abgegriffen ist. ' 13 Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden 40 gekennzeichnet, dass das im ersten Schaltzustand erzeugte Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Erzeu- Ausgangssignal der bistabilen Schaltung einen MOS-Feldef-gung mindestens einer der Referenzspannungen (VA) eine fekttransistor steuert, der einem die Regelung der Speisespan-Anordnung aus einer Stabilisierungsstufe, die einen an die Ver- nung für die Oszillatorspannung steuernden Schaltelement par-sorgungsspannung (VD) angeschalteten, einen über einen Vor- ajjej geschaltet ist.

widerstand (Rl) in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekt- « 14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch transistor (TI) aufweisenden Stromzweig enthält, wobei an gekennzeichnet, dass der durch das Ausgangssignal der bistabi-

dem MOS-Feldeffekttransistor (T1 ) eine stabilisierte Spannung ien Schaltung gesteuerte MOS-Feldeffekttransistor dem mit abgreifbar ist, und mindestens eine damit angesteuerte weitere ^em Ausgangssignal des Differenzverstärkers angesteuerten

Stabilisierungsstufe dieser Art vorgesehen ist, deren Vorwider- MOS-Feldeffekttransistor parallel geschaltet ist.

stand aus einem über einen ohmschen Widerstand (R2) in 00 15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch

Stromgegenkopplung betriebenen, mit der stabilisierten Span- gekennzeichnet, dass der durch das Ausgangssignal der bistabi-

nung angesteuerten MOS-Feldeffekttransistor (T2) gebildet ist, len Schaltung gesteuerte MOS-Feldeffekttransistor an den Aus-

der zu dem mit ihm in Reihe geschalteten MOS-Feldeffekttran- gang des Referenzspannungsgenerators angeschaltet ist.

sistor (T3) komplementär ist, und dass bei dieser Anordnung die j 6 integrierte RC-Oszillatorschaltung zum Betrieb in einer weiteren Stabilisierungsstufen (T2, T3; T4, T5; T6, T7) so hinter- 55 Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden einandergeschaltet sind, dass ihre jeweile Ausgangsspannung Ansprüche 1 bis 15, mit zwei an die Speisespannung anschaltba-

die Steuerspannung der jeweils folgenden bzw. die Referenz- ren MOS-Inverterstufen, die durch eine RC-Anordnung mitein-

spannung (VA) ist. ander zu einer Schwingschaltung verbunden sind, dadurch

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden gekennzeichnet, dass jede Inverterstufe aus der Reihenschal-Ansprüche 1 bis 4 zur Regelung der Speisespannung von Oszil- 6o tUng eines MOS-Feldeffekttransistors (T20, T21) und eines latorschaltungen, dadurch gekennzeichnet, dass eine Zeitschal- ohmschen Widerstands (R20, R21) gebildet ist.

tung (RS, CS) zur gegenüber dem Zeitpunkt der Einschaltung der Versorgungsspannung (VD) verzögerten Einstellung der Speisespannung (VL) auf den vorgegebenen Wert vorgesehen ist, die mindestens für die Anschwingzeit der zu speisenden

Oszillatorschaltung (L) eine Erhöhung der Speisespannung

(VL) gegenüber dem vorgegebenen Wert bewirkt. Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung in inte-

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenh- grierter CMOS-Technik zur Regelung der Speisespannung für

eine Last auf einen durch eine Referenzspannung vorgegebenen Wert, mit einem MOS-Feldeffekttransistor, der mit der zu speisenden Last als Stellglied in Reihe geschaltet, mit ihr an eine Versorgungsspannung angeschaltet und von dem Ausgangssignal eines Differenzverstärkers angesteuert ist, der die Differenz der Referenzspannung und der geregelten Speisespannung bildet.

Integrierte Schaltungen werden häufig mit Batterien als Stromquellen betrieben und sollen deshalb einen möglichst geringen Stromverbrauch haben. In dieser Hinsicht zeigt die CMOS-Technologie gegenüber anderen Technologien günstige Eigenschaften. Digitale CMOS-Schaltungen haben diesem Vergleich eine relativ geringe Verlustleistung, da bekanntlich in jedem logischen Schaltzustand einer logischen Schaltstufe immer einer der zueinander komplementären Schaltungszweige gesperrt ist und daher in der gesamten integrierten Schaltung keine galvanische Verbindung zwischen den Polen der Stromquelle vorhanden ist. Eine Verlustleistung entsteht bei derartigen Schaltungen im wesentlichen im dynamischen Betrieb durch das Umladen parasitärer Schaltungskapazitäten. Ferner erfolgt während eines jeweiligen Umschaltvorganges kurzzeitig eine galvanische Verbindung zwischen den Polen der Stromquelle, solange die N-Transistoren und die P-Transi-storen gemeinsam leitend sind. Dadurch wird ein sogenannter Querstrom verursacht. Ausserdem können in CMOS-Schaltun-gen Schaltungsteile enthalten sein, bei denen aufgrund einer Arbeitspunkteinstellung ein Querstrom als Ruhestrom fliesst, der ebenfalls zur Verlustleistung der Schaltung beiträgt.

Man kann integrierte CMOS-Schaltungen im Sinne einer möglichst geringen Stromaufnahme dimensionieren. Eine Schwierigkeit besteht dann jedoch darin, dass bei integrierten CMOS-Schaltungen gewisse Fertigungstoleranzen der Schwellenspannungen unvermeidbar sind und dass die Speisespannung insbesondere bei Batterien als Stromquellen relativ grossen Schwankungen unterworfen ist. Werden derartige Schaltungen im Sinne maximaler Funktionssicherheit mit möglichst hoher Schwellenspannung bei möglichst niedriger Speisespannung dimensioniert, so führt dies im entgegengesetzten Extremfall, nämlich bei niedrigsten Schwellenspannungen und höchsten Speisespannungen zu einer Stromaufnahme, die ein Vielfaches des im günstigsten Fall erforderlichen Wertes betragen kann.

Durch die Toleranzen der Schwellenspannungen und die Schwankungen der Speisespannung wird auch ein relativ breiter Toleranzbereich anderer Schaltungsparameter hervorgerufen. Ein solcher Parameter ist beispielsweise der Ausgangsstrom einer CMOS-Schaltung bei der Ansteuerung einer nachgeschalteten Schaltungsstufe. Ausserdem ist es dadurch sehr schwierig, monostabile oder bistabile Schaltungen zu verwirklichen, die ein genau vorherbestimmtes stabiles Schaltverhalten haben, da die Schaltzeiten in starkem Masse von den Schwellenspannungen und der Speisespannung abhängen.

Durch die DE-AS 2 254 618 ist eine integrierte CMOS-Schaltung eingangs genannter Art bekannt, die zur Spannungsregelung für eine Last dient. Als Spannungsnormal ist eine Zenerdiode vorgesehen, die die Spannungsregelung auf einen konstanten Wert ermöglicht. Würde man nun eine solche Schaltung zur Regelung der Speisespannung für eine Last in Form einer integrierten CMOS-Schaltung verwenden, so würde sie zwar einen konstanten Speisespannungswert für diese Last erzeugen, jedoch wäre dieser Wert nicht in jedem Falle optimal, da die vorstehend beschriebenen relativ grossen Schwankungen der Schwellenspannungen bei integrierten CMOS-Schaltungen gegeben sind. Es wäre deshalb wünschenswert, die Speisespannung für eine Last in Form einer integrierten CMOS-Schaltung zwar auf einen konstanten Wert zu regeln, jedoch hierbei die Möglichkeit der Anpassung an die Streuung der Schwellenspannungen von CMOS-Schaltungen

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vorzusehen, da ein minimaler Stromverbrauch einer integrierten CMOS-Schaltung dann auftritt, wenn die Speisespannung den Schwelienspannungen nahekommt.