DE3136300A1 - "antriebsschaltung fuer einen oszillator mit niedrigem stromverbrauch" - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Antriebsschaltung für einen Resonator und insbesondere eine Antriebsschaltung mit einem ersten und einem zweiten aktiven Element, deren gesteuerte Strompfade in Serie zwischen Klemmen einer Versorgungsquelle geschaltet sind.

Die Schaltung ist insbesondere bestimmt zur Verwendung bei der Herstellung der Zeitbasis für eine elektronische Quarzuhr.

Der gegenwärtig am weitesten verbreitete Oszillatorschaltkreis in CMOS-Technologie für die Uhrenindustrie ist in der der FR-PS 2.110.109 offenbart. Bei diesem bekannten Schaltkreis besteht das aktive Element aus einem Inverter, gespeist von einer Gleichspannungsquelle. Ein Polarisationswiderstand hinreichend hohen Wertes (oberhalb 10 MOhm ) ist zwischen den Ausgang und den Eingang des Inverters parallel zu dem Quarzresonator gelegt. Zwei Kondensatoren, von denen einer variabel ist, um die Schwingungsfrequenz einregulieren zu können, sind zwischen eine Klemme der Versorgungsspannungsquelle und den Ausgang bzw. Eingang des Inverters gelegt.

Dieser bekannte Oszillatorschaltkreis ist sehr einfach, liefert jedoch keine befriedigenden Resultate hinsichtlich des Verbrauchs an elektrischem Strom und der Regulierbarkeit der Schwingungsfrequenz in Abhängigkeit von anderen Parametern. Dies beruht auf der Tatsache, daß im Normalbetrieb der Resonator und der Oszillatorschaltkreis selbst übersteuert sind. Die Notwendigkeit nämlich, bei der Auswahl der Schalt-

kreiselemente für die Funktionsparameterspeisespannung, Impedanz des Resonators und Belastungskapazitätwerte unter Berücksichtigung auch der ungünstigsten Bedingungen festzulegen, hat zur Folge, daß die Steilheit des bekannten Oszillatorkeises im Normalbetrieb zu groß ist, wodurch eine Übersteuerung resultiert. Außerdem müssen, um die Schwingung auszulösen, beide Transistoren des Inverters gleichzeitig durchschalten, was für den bekannten Schaltkreis eine Speisespannung erfordert, die größer ist als die Summe der Schwellenspannungen jedes einzelnen Transistors.

Es wurde bereits vorgeschlagen, die Steilheit des Oszillatorkreises zu verringern, indem man Widerstände oder Spannungsregulatoren verwendet. Diese Mittel bleiben jedoch ungenügend.

IM ein befriedigendes Resultat zu erreichen, muß man eine Oszillatorschaltung schaffen, bei der^e§olarisationsstrom des aktiven Elementes automatisch derart geregelt wird, daß man eine geringstmögliche Schwingungsamplitude erhält, jedoch kompatibel mit der Steuerung eines weiteren Schaltkreises durch den Oszillator, etwa eines Verstärkers oder eines Frequenzteilers, der ihm nachgeschaltet sein kann.

Eine Oszillatorsehaltung dieses Typs ist beispielsweise in der CH-PS 580.358 beschrieben und in der beigefügten Fig. 1 schematisch dargestellt. Diese bekannte Schaltung umfaßt einen p-Kanal-MOS-Transistor 1, polarisiert durch einen Widerstand 2, der zwischen, sein Drain 1a und sein Gate 1b so geschaltet ist, daß das mittlere Potential des Gates 1b gleich dem des Drains 1a wird. Eine Stromquelle 3 wird in Serie mit der Drain Source Strecke des Transistors 1 zwischen die Klenmen einer Versorgungsspannungsquelle +V,Mgelegt. Diese Stromquelle 3, gebildet von einem n-Kanal-MOS-Transistor, dessen gesteuerter Strompfad in Serie mit dem Transistor 1 zwischen die Klemmen +V,M gelegt ist, prägt dem Transistor 1 einen mittbren Drainstran einer Größe auf, die gerade oberhalb dem kritischen Wert für die Auslösung der Schwingung ist. Eine Regelschaltung 4 ist zwischen eine Eingangsklemme 5 des Oszillators und eine Steuerquelle 3a der Stromquelle 3 gelegt; diese Regelschaltung 4 erlaubt durch Einwirken auf die Strom-

quelle 3 in Abhängigkeit von der Äirplitude des Schwingungssignals des Resonators 6 die Stabilisierung des Stromes, der in der Drain Source Strecke des Transistors 1 fließt.

Solange der Transistor 1 im Betrieb mit geringer Inversion arbeitet, ist die Steilheit des Oszillators gegeben durch: g_ = -^-

Vc worin Io der von der Quelle 3 gelieferte Strom ist und V eine Spannung, die charakteristisch ist für den Transistor 1 in der Größenordnung typischerweise von 50 mV, welche Spannung in etwa bei einer vorgegebenen Technologie konstant bleibt.

Wie man in Fig. 1 erkennen kann, umfaßt die bekannte Oszillatorschaltung natürlich einen Quarzresonator 6, der zwischen die Eingangsklemme 5 des Oszillators und eine Ausgangsklemme 7 geschaltet ist; der Polarisationswiderstand 2 ist zwischen die Eingangsklemme 5 und den Ausgang 7 gelegt; die Eingangskleimie 5 ist an das Gate 1b des Transistors 1 angeschlossen; die Ausgangsklemme 7 ist mit dem Drain 1a des Transistors 1 verbunden; der Oszillatorschaltkreis umfaßt außerdem zwei Kondensatoren 8a, 8b, die zwischen die Klemme M der Speisespannungsquelle und die Eirvgangsklemme 5 bzw. Ausgangsklemme 7 des Oszillators geschaltet sind.

Eine solche Schaltung erlaubt zwar einen recht niedrigen Stromverbrauch, hat jedoch den Nachteil, daß er in Klasse A arbeitet. Es ist bekannt, daß der Wirkungsgrad eines in Klasse A arbeitenden Verstärkers gering ist.

Die CH-Patentanmeldung 15.657/77 beschreibt einen weiteren bekannten Oszillator, und das Prinzip ist in Fig. 2 dargestellt. Komponenten identisch oder analog denen nach Fig. 1 sind mit identischen Bezugszeichen markiert. Dieser bekannte Oszillator umfaßt einen p-Kanal-TüS-Transistor 9 und einen n-Kanal-MOS-Transistor 10, wobei die Transistoren 9 und 10 als Inverter geschaltet sind mit einem Polarisationswiderstand 11, der beiden gemeinsam ist. Eine Stromquelle 3 ist parallel mit einem Filterkondensator 12 zwischen die Source des Transistors 10 und die Klemme M der Versorgungsspannungsquelle geschaltet. Die Stromquelle 3 legt den Strom fest, der in dem Inverter 9 bis 11 fließt, und zwar auf einen Wert, der gerade hinreichend ist, um das Anschwingen zu ermöglichen. Diese Stromquelle 3 wird ebenfalls von einem Regler 4 gesteuert in Abhängigkeit

von der Amplitude des Schwingungssignals des Resonators 6.

Dank dem Kondensator 12, der einen Kurzschluß für alle Wechselkomponenten der Schwingungsspannung darstellt, kann die Versorgungsspannung des Inverters konstant innerhalb einer Schwingungsperiode angesehen werden. Die Speisespannung an den Klemmen des Inverters 9 bis 12 stellt sich jedoch in jedem Falle auf einen Wert ein derart, daß der Stromverbrauch des Oszillatorkreises identisch ist mit dem Wert des Stromes, der von der Stromquelle 3 geliefert wird.

Diese bekannte Schaltung verbraucht noch weniger Strom a]sdie nach Fig. 1, weist jedoch zwei erhebliche Nachteile auf: Wie im Fall des oben beschriebenen Inverterkreises muß die Speisespannung oberhalb der Summe der Schwellenspannungen jedes der Transistoren 9,10 liegen; ferner benötigt der Filterkondensator 12 einen erheblichen Platz in dem integrierten Schaltkreis.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Oszillatorschaltung zu schaffen, welche die Vorteile der erwähnten, bekannten Schaltkreise kombiniert, ohne jedoch deren Nachteile aufzuweisen.

Die erfindungsgemäß vorgesehene Lösung ist im Patentanspruch 1 zusammengefaßt. Demgemäß erhalten das erste und das zweite aktive Element an ihrer Steuerelektrode ein zugeordnetes Signal, gebildet von dem Signal, das an dem Eingang der Schaltung abgegriffen wird, überlagert einem Gleichspannungssignal, das sich in Abhängigkeit von der Amplitude der Fesonatorschwingung ändert.

Demgemäß arbeiten die beiden aktiven Elemente als Verstärker und können jeweils in Klasse C arbeiten, was eine erhebliche Absenkung des Stromverbrauchs für den Oszillator sicherstellt.

Darüberhinaus können das erste und das zweite aktive Element so arbeiten, daß bei Durchschaltung des ersten Elementes das zweite gesperrt ist, was einen Gleichstromfluß durch die aktiven Elemente von einer Klemme der Versorgungsspannungsquelle zur anderen unterbindet.

-y- Ir

Ferner kann das Gleichspannungssignal für jedes aktive Element so gewählt werden, daß der dieses Element durchfließende Strom, wenn es leitend ist, im wesentlichen den minimalen Wert aufweist, der noch den Unterhalt der Schwingungen des Resonators zuläßt.

Weitere bevorzugte Merkmale des Gegenstandes der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert, wobei sich die resultierenden Vorteile aus der nachfolgenden Erläuterung eines Ausführungsbeispiels ergeben, bei der auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen wird.

Fig. 1 und 2 (bereits erwähnt) zeigen schematisch zwei zum Stand der Technik gehörende Oszillatorschaltungen.

Fig. 3 zeigt das Blockschaltbild einer Ausführungsform der Schaltung gemäß der Erfindung und

Fig. 4 zeigt die Kennlinie Drainstrom/Potentialdifferenz Gate/Source des zweiten aktiven Elementes sowie zwei Zeitdiagramme des Steuersignals, die an diesem aktiven Element anliegen.

Wie in der Schaltung nach Fig. 1 umfaßt die Schaltung nach Fig. 3 einen Quarzresonator 6, eine Eingangsklemme 5, eine Ausgangsklemme 7, einen ersten Kondensator 8a, zwischen Eingangsklemme 5 und eine der Klemmen M der elektrischen Versorgungsquelle gelegt, einen zweiten Kondensator 8b, zwischen die Ausgangsklemme 7 des Oszillators und die Klemme M gelegt, einen p-Kanal-MOS-Transistor 1, dessen Drain 1a mit der Ausgangsklemme 7 des Oszillators und dessen Gate 1b mit der Eingangskleitine 5 des Oszillators verbunden ist, einen zweiten n-Kanal-MDS-Transistor 13 in Serie mit der Source-Drain-Strecke des ersten

M3S-Transistors, geschaltet zwischen die Klemmen +v,M der elektrischen Versorgungsspannung sowie einen Regler 4, an dem das Schwingungssignal VA anliegt, das an der Eingangsklemme 5 des Oszillators steht.

In der Schaltung nach Fig. 3 ist jedoch zwischen das Gate 13a des zweiten Transistors 13 und den Regler 4 ein Zwischenschaltkreis 14 gelegt, der ansprechend ausgebildet ist auf das Signal des Reglers 4 und auf das Signal VA an der Klemme 5, um ein Steuersignal 15 zu liefern, welches das Wechselsignal der Schwingung VA enthält, überlagert einer Gleichspannung VC, deren Wert eine Funktion der Amplitude A des Schwin gungssignals ist.

Der Drain 13b des Transistors 13 ist mit dem Drain 1a des Transistors 1 verbunden,und seine Source 13c ist an die Klemme M der Speisequelle gelegt. Die Source 1c des Transistors 1 ist an die Klemme +V der elektrischen Versorgungsquelle gelegt, so daß die gesteuerten Strompfade der Transistoren 1 und 13 in Serie zwischen der Klemmen +V,M dieser elektrischen Versorgungsquelle liegt.

Der Zwischenschaltkreis 14 umfaßt eine Stromquelle 17, einen dritten MOS-Transistor 18 mit η-Kanal, dessen Drain-Source-Strecke in Serie mit der Stromquelle 17 geschaltet ist, einen Polarisationswiderstand 19, zwischen dem Gate 18a und dem Drain 18b des Transistors 18 und einen Filterkondensator 20, der parallel zur Drain-Source-Strecke des Transistors 18 zwischen dem Verbindungspunkt 21 des Widerstandes 19 und dem Drain 18b einerseits und der Klemme M der elektrischen Versojgingsquelle liegt. Das Gate 18a des Transistors 18 ist verbunden mit dem Gate 13a des Transistors 13, und die Source 18c dieses Transistors ist mit der Klemme M verbunden. Die Transistoren 13 und 18 sind demgemäß als "Spiegel" derart geschaltet, daß der den Transistor 13 durchfließende Strom im Gleichgewichtszustand proportional dem Strom bleibt, geliefert von der Stromquelle 17.

Die Gates Ib und 13a der Transistoren 1 bzw.13 liegen an der Eingangsklemme 5 des Oszillators über einen Kondensator 22 bzw. 23.

Der Quarzresonator 6 ist zwischen die Eingangsklemme 5 und die Ausgangsklemme 7 geschaltet.

Die Regelschaltung 4, die das Eingangssignal VA von der Eingangsklemme 5 des Oszillators erhält, steuert den von der Stromquelle 17 gelieferten Strom derart, daß der vom Oszillator verbrauchte Strom auf einem Minimalwert stabilisiert wird.

Die Fegelschaltung 4 gemäß Fig. 3 ist analog dem Amplitudenregler des Oszillators, dargestellt in Fig.15 auf Seite 139 der Veröffentlichung von E.A. VITIOZ "Quartz Oscillator for Watches", veröffentlicht in dem Bericht des zehnten internationalen Chronometrie-Kongresses, Genf, September 1979, Band 3, Seiten 131-140.

Gemäß diesem Beispiel umfaßt der Regler 4 ein erstes Paar von komplementären Transistoren 24, 25, die einen gemeinsamen Drainanschluß aufweisen, und die mit ihren Sourceanschlüssen an entsprechenden Klemmen der Spannungsversorgungsquelle +V,M liegen. Das Gate des p-Kanal-Transistors 25 liegt am Drain desselben und am Gate 17a des Transistors 17.

Der Kegler 4 umfaßt ein zweites Paar von Komplementärtransistoren 26, 27, die ebenfalls mit ihren Drainanschlüssen verbunden sind und mit ihren Sourceanschlüssen an entsprechenden Klemmen der Spannungsversorgungsquelle +V,M liegen.

Das Gate des n-Kanal-Transistors 24 ist einerseits mit dem Gate des n-Kanal-Transistors 26 über einen Widerstand 28 verbunden und andererseits mit der Klemme M über einen Kondensator 29.

Die Source des Transistors 24 ist mit der Klemme M über einen Widerstand 30 verbunden.

Das Gate des Transistors 26 liegt einerseits am Drain desselben über einen Widerstand 31 und andererseits an der Eingangsklemme 5 über einen Kondensator 32.

Schließlich ist der Drain des Transistors 26 mit der Klemme M über einen Kondensator 33 verbunden.

Die Schaltung nach Fig. 3 arbeitet wie folgt:

Beim Fehlen der Schwingung ist der Arbeitspunkt des Transistors gegeben durch den Stran geliefert von der Stromquelle 17; die Spannungen am Drain 18b und am Gate 18a des Transistors 18 sind gegeben durch die Kennlinie Gatespannung/Drainstrom dieses Transistors 18. In gleicher Weise ist der Arbeitsstrom des Transistors 1 gegeben durch Strom i, der in der Drain-Source-Strecke des Transistors 13 fließt, welcher proportional dem Strom ist, der von der Quelle 17 geliefert wird.

Sobald die Schwingungen beginnen, überlagert sich eine Wechselspannung VA einer Gleichspannung VG am Gate 18a des Transistors 18. Je nach dem Anstieg der Amplitude A des Signals VA, hat, wegen der Nichtlinearität der Kennlinie des Transistors 18,der mittlere ihn durchfließende Stran die Tendenz, größer zu werden als der von der Quelle 17 gelieferte Strom, wcmit der Kondensator 20 gezwungen wird, sich zu entladen und eine Absenkung der Spannung an den Klemmen dieses Kondensators 20 hervorzurufen; die Größe dieses Kondensators 20 wird vorteilhafterweise so bemessen, daß die Spannung an seinen Klemmen in etwa konstant bleibt für jede Periode des Wechselspannungssignals VA, um sicherzustellen, daß der Transistor 18 im Sättigungsbereich arbeitet, wobei die Spitze-Spitze-Amplitude dieser Wechselspannung VA für den hier in Rede stehenden Typ von Oszillator kleiner ist als die Schwellenspannung des Transistors, den die Schaltung aufweist.

Da die mittlere Spannung VC am Gate 18a des Transistors 18 gleich der Spannung an den Kleimien des Kondensators 20 bleiben muß, fließt ein Strom in den Widerstand 19 gerade solange, bisofer mittlere, die Drain-Source-Strecke des Transistors 18 durchfließende Strom wieder gleich dem von der Quelle 17 gelieferten Strom wird. Der Arbeitspunkt des Transistors 18 verschiebt sich demgemäß in Abhängigkeit von der Amplitude A, der Wechselspannung VA, abgegriffen an der Eingangsklenme 5 des Oszillators, ebenso wie in Abhängigkeit von der Größe des von der Quelle 17 gelieferten Stromes. Daraus ergibt sich, daß der mittlere Wert der Spannung VC in Abhängigkeit von der Amplitude A abniimit.

— 9 —

-^- ΛΛ

Man erreicht durch entsprechende Dimensionierung des Transistors 18, daß beim Fehlen der Schwingung diese mittlere Spannung einen Wert VCo hat, im wesentlichen gleich der Schwellenspannung V_T des Transistors 13 (Fig. 4).

Man erkennt, daß der mittlere Wert ViC,der am Gate 1b des Transistors 1 liegenden Spannung eine ansteigende Funktbn der Amplitude A der Wechselspannung VA ist.

Durch entsprechende Dimensionierung der Transistoren 1 und 13 läßt sich erreichen, daß dieser Wert Vic bei A=O einen Wert V1Co besitzt, der im wesentlichen gleich der Schwellenspannung V' des Transistors 1 ist. Dieser letztere Transistor 1 erhält demgemäß an seinem Gate 1b ein Steuersignal 100, gebildet von dem Signal VA, überlagert einem Gleichspannungssignal V1C, das mit A ansteigt, ausgehend von einem Wert (für A = 0) V1c0, der seinerseits gleich der Schwellenspannung des Transistors 1 sein wird.

Demgemäß verstärken beim Anschwingen die Transistoren 1 und 13 im wesentlichen nur die negative bzw. positive Halbperiode des Signals VA, während im Normalbetrieb des Oszillators die Transistoren 1 und 13 nur negative bzw. postive Spitzenwerte des Signals VA verstärken.

In Fig. 4 sind die vom Transistor 13 verstärken Anteile des Signals

15 schraffiert dargestellt, während die Kennlinie I_n. = f (V - V ) dieses

D g s

Transistors dargestellt und mit Bezugszeichen 34 versehen wurde.

Die Anteile des Signals VA, welche der Transistor 1 verstärkt, sind im wesentlichen analog, jedoch von entgegengesetzter Polarität wie die in Fig. 4 schraffierten.

Die Transistoren 1 und 13 bilden demgemäß in gewisser Weise eine Gegentaktstufe, die unter Normalbetriebsbedingungen der Schwingung im C Betrieb arbeitet. Auf diese Weise fließt der Strom nicht gleichzeitig durch die Transistoren 1 -nd 13, so daß man einen exzessiven Stromverbrauch vermeidet.

Im Betrieb fließt der von der Quelle +V,M gelieferte Strom nur wäh-*· rend eines geringen Teils der negativen Halbperiode des Signals VA in den Transistor 1, welcher Strom dazu dient, den Ausgangskondensator 8b

aufzuladen; während der positiven Halbperioden des Signals VA entlädt sich der Ausgangskondensator 8b zu der Klenme M über den dann durchgeschalteten Transistor 13.

Der auf diese Weise aufgebaute Antriebsschaltkreis arbeitet demgemäß in Klasse C nach einer kurzen Anschwinqphase, in welcher er etwa in Klasse B arbeitet.

Indem man die Transistoren 1, 13 und 18 derart auslegt, daß der mittlere, von der Quelle 17 gelieferte Strom etwa gleich zehn Prozent des mittleren Stromes durch den Transistor 13 ist, ist der Stromverbrauch des Oszillatorkreises nur wenig höher als jener der Schaltung gemäß Fig. 2.

Darüberhinaus ist anzumerken, daß gegenüber der Schaltung nach Fig. 2 die hinzugefügten Elemente Transistor 18, Kondensatoren 20, 22 und 23 sowie Polarisationswiderstand 19 einen wesentlich kleineren Platz benötigen als der Filterkondensator 12, der nach der Schaltung in Fig. 2 vorgesehen ist; diese hinzugefügten Elemente sind ferner vollständig kompatibel mit einer Technologie,nach welcher eine Schaltung gemäß Fig. 1 oder Fig. 2 realisiert werden könnte.

Die Polarisationswiderstände 2 und 19 der Transistoren 1 und 18 können beispielsweise von Dioden gebildet werden, die ausgebildet sind durch seitliche Verbindungsstellen in polykristallinem Silicium, entsprechend der Erläuterung in der oben erwähnten Veröffentlichung von E.A. VTTTOZ. Alternativ können diese Polarisationswiderstände von MOS-Transistornetzwerken gebildet sein.

Darüberhinaus arbeitet der Schaltkreis gemäß der Erfindung mit einer Versorgungsspannung, die geringfügig größer ist als eine einzige Schwellenspannung eines MOS-Transistors, da es keine in Serie geschalteten Transistoren gibt, deren Gates gleichgeschaltet sind.

Es versteht sich, daß die Steuerschaltkreise, welche von den Schaltkreisen 4 bzw. 14 gebildet werden, durch andere Schaltkreise ersetzt werden könnten, die auf die Amplitude A des Fesonatorschwingungssignals 6 ansprechen sowie auf das Signal VA, das an der Eingangsklemme 5 ansteht, um daraus ein Steuersignal abzuleiten, bestehend aus einer Gleichspannung

- 11 -

VC mit abnehmender Größe in Abhängigkeit von der Amplitude A, welchem Gleichsignal das genannte Signal VA überlagert ist.

Die Erfindung ist auch nicht beschränkt auf Antriebsschaltkreise, die in CMOS-Technologie ausgeführt sind. Insbesondere könnten die beiden MOS-Verstärkertransistoren 1 und 13 vom gleichen Leitfähigkeitstyp sein. In diesem Falle verwendet man Gleichspannungssignale VC und V1C, die sich in Abhängigkeit von der Amplitude vergrößern bzw. verringern, jenachdem, ob es sich um p-Transistoren oder η-Transistoren handelt.

Claims (6)

1. Ansprüche

   (.1.) Schaltung zum Unterhalten des Schwingungssignals eines Resonators mit einer Eingangsklemme, einer Ausgangsklenme, Speisek leimen, einem ersten aktiven Element, Komponenten für die Polarisation dieses aktiven Elements, einem zweiten aktiven Element, dessen gesteuerte Stromstrecke in Serie mit der des ersten aktiven Elements zwischen die Speiseklemmen geschaltet ist und einem Eingangskondensator sowie einem Ausgangskondensator, die zwischen eine Speiseklemme und die Eingangsklemme bzw. die Ausgangsklemme gelegt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarisationskomponenten auf das an der Eingangsklemme (5) stehende Wechselsignal (VA) sowie auf die Amplitude (A) dieses Resonatorschwingungssignals ansprechend ausgebildet sind zum Anlegen, an die Steuerelektroden (1b,13a) des ersten (1) bzw. zweiten aktiven Elements (13) eines Steuersignals (100 bzw. 15), das dieses Eingangssignal (VA) überlagert einem Gleichspannungssignal (V1C bzw. VC) umfaßt, welch letzteres sich in Abhängigkeit von der Amplitude (A) des Schwingungssignals ändert.
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarisa tionskomponenten umfassen: Eine Stromquelle (17), ein drittes aktives Element (18), dessen gesteuerte Stromstrecke in Serie mit der Stromquelle (17) geschaltet ist und dessen Steuerelektrode (18a) an jene (13a) des zweiten aktiven Elements (13) angeschlossen ist und dessen Elektrode (18c) der gesteuerten Stromstrecke, abgewandt der Stromquelle (17) mit der gleichen Klemme (M) der Versorgungsspannungsquelle (+ψ4) verbunden ist wie die gleichbezeichnete Elektrode (13c) des zweiten aktiven Elements (13), daß das dritte aktive Element (18) vom gleichen Leitfähigkeitstyp wie das zweite aktive Element (13) ist, daß Polarisationskomponenten (19)

   _ 2 —

   für das dritte aktive Element (18) vorgesehen sind und daß ein Kondensator (20) parallel zur gesteuerten Stromstrecke des dritten aktiven Elements (18) gelegt ist.
3. 3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarisationskomponenten eine Regelschaltung (4) umfassen, die . auf die Amplitude (A) des Resonatorschwinguagssignals (16) ansprechend ausgebildet ist zum Steuern des von der Stromquelle (17) gelieferten Stroms in Abhängigkeit von der Amplitude A.
4. 4. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite aktive Element (1,13) MOS-Transistoren entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps sind und daß diese Transistoren mit dem dritten aktiven Element (18), der Stromquelle (17) und den Kondensatoren (8a,8b,20,22,23) in Form eines in CWDS-Technologie integrierten Schaltkreises ausgebildet sind.
5. 5. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie in Gate-Technologie in polykristallinem Silicium mit hoher Dotierung realisiert ist, daß die Polarisationskomponenten des ersten und/oder dritten aktiven Elements (1, bzw. 18) einen Widerstand (2 bzw. 19) umfassen, der zwischen das Gate und dem Drain dieses Elements geschaltet ist und daß dieser Widerstand von Dioden gebildet wird, ausgebildet durch seitliche Grenzschichten, die in dem polykristallinen Silicium ausgebildet sind.
6. 6. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarisationskomponentei des ersten und/oder dritten aktiven Elements (1 bzw. 18) Widerstandsnetzwerke umfassen.