DE2708021C3

DE2708021C3 - Schaltungsanordnung in integrierter CMOS-Technik zur Regelung der Speisespannung für eine Last

Info

Publication number: DE2708021C3
Application number: DE2708021A
Authority: DE
Inventors: Gerhard Dipl.-Ing. 8011 Neubaldham Moegen
Original assignee: Eurosil 8000 Muenchen De GmbH
Current assignee: Eurosil 8000 Muenchen De GmbH
Priority date: 1977-02-24
Filing date: 1977-02-24
Publication date: 1984-04-19
Also published as: JPS6242283B2; US4232261A; CH623420A5; JPS5416649A; DE2708021B2; DE2708021A1

Abstract

Mit der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist es in sehr einfacher Weise moeglich, eine geregelte Speisespannung zu erzeugen, die bei Speisung von CMOS-Schaltungen gerade der Summe der Absolutbetraege der Schwellenspannungen der in der CMOS-Schaltung vorhandenen zueinander komplementaeren Transistoren entspricht. Dies erfolgt dadurch, dass die erste bzw. die zweite Referenzspannung entsprechend den Schwellenspannungen der in der zu speisenden Schaltung vorhandenen MOS-Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfaehigkeitstyps bemessen sind. Eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung fuehrt durch die Verwendung von MOS-Feldeffektransistoren in den Referenzspannungsgeneratoren und durch die angegebene Bemessung der Referenzspannungen in Verbindung mit der vorgesehenen Beschaltung des Differenzverstaerkers stets zu einer geregelten Speisespannung, die einen im Sinne minimalen Stromverbrauchs optimalen Wert hat. integrierten Injektionslogik verbessert werden.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung in integrierter CMOS-Technik zur Regelung der Speisespannung für eine Last auf einen durch eine Referenzspannung vorgegebenen Wert, mit einem MOS-Feldeffekttransistor, der mit der zu speisenden Last als Stellglied in Reihe geschaltet, mit ihr an eine Versorgungsspannung angeschaltet und von dem Ausgangssignal eines Differenzverstärkers angesteuert ist, der die Differenz der Referenzspannung und der geregelten Speisespannung bildet.

Integrierte Schaltungen werden häufig mit Batterien als Stromquellen betrieben und sollen deshalb einen möglichst geringen Stromverbrauch haben. In dieser Hinsicht zeigt die CMOS-Technologie gegenüber anderen Technologien günstige Eigenschaften. Digitale CMOS-Schaltungen haben bei diesem Vergleich eine relativ geringe Verlustleistung, da bekanntlich in jedem logischen Schaltzustand einer logischen Schaltstufe immer einer der zueinander komplementären Schaltungszweige gesperrt ist und daher in der gesamten integrierten Schaltung keine galvanische Verbindung zwischen den Polen der Stromquelle vorhanden ist. Eine Verlustleistung entsteht bei derartigen Schaltungen im wesentlichen jm dynamischen Betrieb durch das Umladen parasitärer Schaltungskapazitäten. Ferner erfolgt während eines jeweiligen Umschaltvorgangs kurzzeitig eine galvanische Verbindung zwischen den Polen der Stromquelle, solanae die N-Transistoren und die P-Transistoren

50 gemeinsam leitend sind. Dadurch wird ein sogenannter Querstrom verursacht. Außerdem können in CMOS-Schaltungen Schaltungsteile enthalten sein, bei denen aufgrund einer Arbeitspunkteinstellung ein Querstrom als Ruhestrom fließt, der ebenfalls zur Verlustleistung der Schaltung beiträgt.

Man kann integrierte CMOS-Schaliungen im Sinne einer möglichst geringen Stromaufnahme dimensionieren. Eine Schwierigkeit besteht dann jedoch darin, daß bei integrierten CMOS-Schaltungen gewisse Fertigungstoleranzen der Schwellenspannungen unvermeidbar sind und daß die Speisespannung insbesondere bei Batterien als Stromquellen relativ großen Schwankungen unterworfen ist. Werden derartige Schaltungen im Sinne maximaler Funktionssicherheit «nit möglichst hoher Schwellenspannung bei möglichst niedriger Speisespannung dimensioniert, so führt dies im entgegengesetzten Extremfall, nämlich bei niedrigsten Schwellenspannungen und höchsten Speisespannungen zu einer Stromaufnahme, die ein Vielfaches des im günstigsten Fall erforderlichen Wertes betragen kann.

Durch die Toleranzen der Schwellenspannungen und die Schwankungen der Speisespannung wird auch ein relativ breiter Toleranzbereich anderer Schaltungsparameier hervorgerufen. Ein solcher Parameter ist beispielsweise der Ausgangsstrom einer CMOS-Schaltung bei der Ansteuerung einer nachgeschalteten Schaltungsstufe. Außerdem ist es dadurch sehr schwierig, monostabile oder bistabile Schaltungen zu verwirklichen, die ein genau vorherbestimmtes stabiles Schaltverhalten haben, da die Schaltzeiten in starkem Maße von den Schwellenspannungen und der Speisespannung abhängen.

Durch die DE-AS 2254618 ist eine integrierte CMOS-Schaltung eingangs genannter Art bekannt, die zur Spannungsregelung für eine Last dient. Als Spannungsnormal ist eine Zenerdiode vorgesehen, die die Spannungsregelung auf einen konstanten Wert ermöglicht. Würde man nun eine solche Schaltung zur Regelung der Speisespannung für eine Last in Form einer integrierten CMOS-Schaltung verwenden, so würde sie zwar einen konstanten Speisespannungswert für diese Last erzeugen, jedoch wäre dieser Wert nicht in jedem Falle optimal, da die vorstehend beschriebenen relativ großen Schwankungen der Schwellenspannungen bei integrierten CMOS-Schaltungen gegeben sind. Es wäre deshalb wünschenswert, die Speisespannung für eine Last in Form einer integrierten CMOS-Schaltung zwar auf einen konstanten Wert zu regeln, jedoch hierbei die Möglichkeit der Anpassung an die Streuung de: Schwellenspannungen von CMOS-Schaltungen vorzusehen, da ein minimaler Stromverbrauch einer integrierten CMOS-Schaltung dann auftritt, wenn die Speisespannung den Schwellepspannungen nahekommt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb darin, eine Schaltungsanordnung zur Regelung der Speisespannung für integrierte CMOS-Schaltungen anzugeben, durch die bei niedrigster Stromaufnahme eine maximale Funktionssicherheit und Unabhängigkeit von Schwankungen z. B. der Schwellenspannungen •)der auch der Versorgungsspannung gewährleistet ist.

Eine Schaltungsanordnung eingangs genannter Art ist zur Lösungdieser Aufgabe erfindungsgemäß derart ausgebildet, daß bei Verwendung für eine in integrierter CMOS-Tcchnik aufgebaute Last

a) der Differenzverstärker mit einer zweiten Referenzspannung derart beschaltet ist, daß die geregelte Speisespannung von der Summe der Referenzspannungen abhängt,

b) die Referenzspannungen entsprechend der Schwellenspannung der in der Last vorhandenen MOS-Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfähigkeitstyps bemessen sind und

c) die Referenzspannungsgeneratoren als die jeweilige Referenzspannung bestimmende Elemente in der Sättigung betriebene MOS-Feldeffekttransistoren einander entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps enthalten.

Eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung führt durch die Verwendung von MOS-Feldeffekttransistoren in den Referenzspannungsgeneratoren und durch die angegebene Bemessung der Referenzspannungen in Verbindung mit der vorgesehenen Beschaltung des Differenzverstärkers stets zu einer geregelten Speisespannung, die einen im Sinne minimalen Stromverbrauchs optimalen Wert hat. Wird die Schaltungsanordnung mit der zu speisenden Last auf einem gemeinsamen Schaltungsträger integriert, so sind die Schwellenspannungen der MOS-Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfähigkeitstyps für die Regelschaltung und auch für die zu speisende Last gleich, obwohl sie relativ zu gleichartigen, auf anderen Schaltungsträgern vorgesehenen Anordnungen erheblich schwanken können. Das Ergebnis aer Anwendung der Erfindung ist dann eine für jeden mit einer Regelschaltung und mit einer integrierten CMOS-Last versehenen Schaltungsträger optimal bemessene Speisespannung, die gerade so hoch ist, daß sie der Summe der Schwellenspannungen der MOS-Fe'.deffekttransistoren des einen und des anderen Leitfähigkeitstyps entspricht, weshalb mit ihr der geringstmögliche Stromverbrauch in der integrierten Last realisiert wird.

Dieses Prinzip, bei dem nicht ein absolut, sondern ein relativ konstanter Speisespannungswert angestrebt wird, kann durch Verwendung einer Zenerdiode als Spannungsnormal nicht nahegelegt werden. Ebenso würde dieser Effekt auch dann nicht erreicht, wenn etwa gemäß der US-PS 3 508084 die als Spannungsnormal verwendete Zenerdiode durch einen in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor ersetzt würde.

Mit der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist es in sehr einfacher Weise möglich, eine geregelte Speisespannung zu erzeugen, die bei Speisung von CMOS-Schaltungen gerade der Summe der Absolutbeträge der Schwellenspannungen der in der CMOS-Schaltung vorhandenen zueinander komplementären Transistoren entspricht. Dies erfolgt dadurch, daß die erste bzw. die zweite Referenzspannung entsprechend den Schwellenspannungen der in der zu speisenden Schaltung vorhandenen MOS-Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfähigkeitstyps bemessen sind.

Eine besonders vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß die Ausgangsspannung des einen Referenzspannungsgenerators Steuerspannung für einen eine Konstantspannungsquelle bildenden Stromzweig zur Abgabe der zweiten Referenzspannung ist. Dadurch wird erreicht, daß zur Erzeugung zweier Referenzspannungen nicht der Aufwand zweier separater Referenzspannungsgeneratoren getrieben werden muß, sondern daß ein erhöhter Schaltungsaufwand nur zur Erzeugung der ersten Referenzspannung mit einem hochkonstanten Wert verursacht wird. Diese Referenzspannung wird dann einerseits zur Ansteuerung des Differenzver^r) stärkers, andererseits zur Einstellung des Arbeitspunktes einer Konstantspannungsquelle ausgenutzt, so daß die davon gelieferte zweite Referenzspannung hinsichtlich ihrer Konstanz praktisch mit der ersten übereinstimmt.

ίο Eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung benötigt zur einwandfreien Regelung eine möglichst konstante Referenzspannung. Zur Erzeugung der Referenzspannung ist eine Schaltung erforderlich, die im Sinne des beabsichtigten Anwendungszwecks der Erfindung einen geringen Stromverbrauch hat. Vorteilhaft wird die Schaltungsanordnung nach der Erfindung hierzu derart ausgebildet, daß zur Erzeugung mindestens einer der Referenzspannungen eine Anordnung aus einer Stabilisierungsstufe, die einen an die Versorgungsspannung angeschalteten, einen über einen Vorwiderstand in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor aufweisenden Stromzweig enthält, wobei an dem MOS-Feldeffekttransistor eine stabilisierte Spannung abgreifbar ist, und mindestens eine damit angesteuerte weitere Stabilisicrungsstufe dieser Art vorgesehen ist, deren Vorwiderstand aus einem über einen ohmschen Widerstand in Stromgegenkopplung betriebenen, mit der stabilisierten Spannung angesteuerten MOS-Feldeffekttransistor gebil-

jo det ist, der zu dem mit ihm in Reihe geschalteten MOS-Feldeffekttransistor komplementär ist, und daß bei dieser Anordnung die weiteren Stabilisierungsstufen so hintereinandergeschaltet sind, daß ihre jeweilige Ausgangsspannung die Steuerspannung der jeweils folgenden bzw. die Referenzspannung ist. ■

Eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung eignet sich infolge ihrer Regeleigenschaften und der von ihr auf einen hochkonstanten Wert eingestellten Speisespannung besonders gut zur Speisung von Oszillatorschaltungen. Insbesondere solche Oszillatorschaltungen, die quarzgesteuert arbeiten, benötigen aber während ihrer Anschwingzeit eine gegenüber dem stationären Schwingungszustand erhöhte Energie, also eine erhöhte Speisespannung. Um im Sinne der gestellten Aufgabe eine möglichst leistungsarme Speisung auch derartiger Oszillatorschaltungen zu verwirklichen, kann die Schaltungsanordnung nach der Erfindung derart weiter ausgebildet sein, daß eine Zeitschaltung zur gegenüber dem Zeitpunkt der Einschaltung der Versorgungsspannung verzögerten Einstellung der Speisespannung auf den vorgegebenen Wert vorgesehen ist, die mindestens für die Anschwingzeit der zu speisenden Oszillatorschaltung eine Erhöhung der Speisespannung gegenüber dem vorgegebenen Wert bewirkt. Wie noch gezeigt wird, kann die Zeitschaltung mittels einer Spannungsänderung an einem RC-Glied ein Signal abgeben, das auf die Regelung der Speisespannung einwirkt. Es ist aber auch möglich, aus der gespeisten Oszillatorschaltung

bo ein der Schwingungsamplitude proportionales Ausgangssignal zu entnehmen und dieses der Regelschaltung zuzuführen. Diese wird dann für die Dauer des Anschwingens beeinflußt, und dieser Einfluß wird mit dem Erreichen einer vorgegebenen Schwingungsam-

b5 plitude der Oszillatorschaltung beseitigt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im

folgenden anhand der Figuren beschrieben. Es zeigt Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer Schaltungsanord-

nung nach der Erfindung,

Fig. 2 eine schaltungstechnische Ausführungsmöglichkeit der in Fig. 1 gezeigten Prinzipschaltung, wobei der Differenzverstärker und die zu speisende integrierte Schaltung als Funktionsblöcke dargestellt > sind,

Fig. 3 eine Ausführungsform der Erfindung zur Regelung der Speisespannung für eine Oszillatorschaltung, und

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel einer RC-Oszilla- in torschaltung, die an eine gemäß der Erfindung geregelte Speisespannung anzuschalten ist.

In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung in ihrem prinzipiellen Aufbau dargestellt. Eine mit einer Speisespannung VL zu speisende inte- r> grierte Schaltung L ist mit einem MOS-Fe!deiiekt transistor 7 in Reihe geschaltet, und diese Reihenschaltung ist an eine Versorgungsspannung V₀ angeschaltet. Der MOS-Feldeffekttransisior 7 wird an der Gate-Elektrode durch das Ausgangssignal eines Differenzverstarkers DA gesteuert. Der Differenzverstärker DA wird durch die Versorgungsspannung V₁₁ gespeist, und seine Steuerung erfolgt mit einer Spannung V₀- VA am invertierenden Eingang sowie mit der Summe zweier Spannungen VB und VT am nicht invertierenden Eingang. Die Spannung VTisX die an dem gesteuerten MOS-Feldeffekttransistor Tabfallende Spannung, und die Spannungen VA und VB sind Referenzspannungen, die in noch zu beschreibender Weise mit einem Referenzspannungsge- jo nerator bzw. einer Konstantspannungsquelle erzeugt werden.

An dem Verbindungspunkt zwischen dem MOS-Fcldeffekttransistor T und der zu speisenden Schaltung L tritt eine geregelte Spannung auf, die über die j> Spannungsquelle für die Spannung VB auf den nicht invertierenden Eingang des Differenzverstarkers DA zurückgeführt ist. Der Differenzverstärker DA verstärkt eine eventuelle, zwischen seinen Eingängen auftretende Spannungsdifferenz, und sein Ausgangs- ad signal steuert den MOS-Feldeffekttransistor 7 derart, daß die genannte Spannungsdifferenz zwischen den Eingängen des Differenzverstarkers DA verschwindet. Es stellt sich dann eine geregelte Speisespannung VL für die integrierte Schaltung L ein, die der Summe der beiden Referenzspannungen VA und VB entspricht und infolge der Konstanz der Referenzspannungen gleichfalls konstant ist. Die am Transistor 7 abfallende Spannung K7bildet die Differenz zur Versorgungsspannung V₀.

Da gegenüber Bezugspotential am nicht invertierender. Eingang des Differenzverstärkers immer die Summe der Spannungen VB und VT liegt, ist auch bei sehr geringen Werten für die Spannung VT eine Ansteuerung des Differenzverstärkers DA im Steuerbereich gewährleistet.

Wird als zu speisende integrierte Schaltung L eine in CMOS-Technik aufgebaute Schaltung vorgesehen, so ist es im Sinne eines möglichst geringen Stromverbrauchs günstig, diese Schaltung mit einer geregelten _b0 Spannung VL zu speisen, die der Summe der Schwellenspannungen der in der Schaltung vorgesehenen MOS-Feldeffekttransistoren beider Leitfähigkeitstypen entspricht. Es ist nun insbesondere in CMOS-Technik, wie noch gezeigt wird, besonders einfach, _b5 die Referenzspannungen VA und VB so zu bemessen, daß z. B. die Referenzspannung VA der Schwellenspannung der P-Kanal-Transistoren und die Referenzspannung VB der Schwellenspannung der N-Kanal-Transistoren der zu speisenden Schaltung L entspricht.

In Fig. 2 ist im einzelnen dargestellt, wie die beiden Referenzspannungen VA und VB in CMOS-Technik vorteilhaft erzeugt werden können. Die Referenzspannung VA wird mit einem die MOS-Feldeffekttransistoren Tl bis Tl aufweisenden Referenzspannungsgenerator als hochkonstante Ausgangsspannung erzeugt und dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt. Gleichzeitig dient sie zur Steuerung einer Konstantspannungsquelle, die zwei MOS-Feldeffekttransistoren 78 und 79 umfaßt und deren Konstantspannung als zweite Referenzspannung dem nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt ist.

Der Referenzspannungsgenerator besteht in dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel aus vier Stromzweigen, von denen der erste einen in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor 71 und einen damit in Reihe geschalteten ohmschen Widerstand Al enthält. Diese Reihenschaltung ist an die Pole der Versorgungsspannung V₀ angeschaltet. Der zweite Stromzweig enthält einen ohmschen Widerstand Rl, einen durch die am MOS-Feldeffekttransistor 71 abfallende Spannung gesteuerten MOS-Feldeffekttransistor 72 sowie einen in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor 73. Der MOS-Feldeffekttransistor Tl wird über dem Widerstand Rl in Stromgegenkopplung betrieben. Mit diesem Stromzweig gleichartige Stromzweige sind mit den Transistoren 74 und 75 bzw. 76 und 77 sowie jeweils einem Stromgegenkopplungswiderstand /?3 bzw. R4 gebildet. Die Ausgangsspannung VA tritt an dem MOS-Feldeffekttransistor 77 auf und ist von hoher Konstanz.

Die Funktionsweise dieses Referenzspannungsgenerators zur Erzeugung der Referenzspannung VA ist eingehend in der obengenannten weiteren Patentanmeldung beschrieben. Der wesentliche Vorteil dieser in CMOS-Technik aufgebauten Schaltung besteht darin, daß die einzelnen Stromzweige einen sehr geringen Stromverbrauch haben und daß die Ausgangsspannung VA praktisch der Schwellenspannung des N-Kanal-Feldeffekttransistors 77 entspricht, der in der Sättigung betrieben ist.

Anstelle der in Fig. 2 gezeigten Schaltung für den Referenzspannungsgenerator können auch Abwandlungen vorgesehen sein, die weniger oder mehr Stromzweige zur Stabilisierung enthalten. Wird eine Referenzspannung benötigt, die nicht auf das Versorgungsspannungspnte.ntial. sondern auf Nullpotential bezogen ist, so kann ein weiterer Stromzweig vorhanden sein, bei dem der in der Sättigung betriebene MOS-Feldeffekttransistor z. B. wie der Transistor 75 mit Nullpotential verbunden ist, so daß die Ausgangsspannung dann auf Nullpotential bezogen ist.

Die Referenzspannung VA, die auf den invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA geführt ist, steuert bei der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung ferner einen MOS-Feldeffekttransistor 78, der mit einem in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistor 79 in Reihe geschaltet ist. Diese Reihenschaltung bildet in bekannter Weise eine Konstantspannungsquelle, denn an dem MOS-Feldeffekttransistor 79 fällt eine infolge der Steuerung mit der hochkonstanten Referenzspannung VA gleichfalls hochkonstante Spannung VB ab. Diese Spannung

wird über die dargestellte Verbindung dem nicht invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt.

Durch die in Fig. 2 gezeigte Art der Steuerung einer Konstantspannungsquelle mit der Referenzspannung VA wird der Aufwand zur Erzeugung zweier Referenzspannungen wesentlich herabgesetzt, denn zur Erzeugung der Referenzspannung VB ist kein vollständiger Referenzspannungsgenerator der Art erforderlich, wie er für die Referenzspannung VA gezeigt ist.

Handelt es sich bei der zu speisenden integrierten Schaltung L um eine Oszillatorschaltung, die induktive und kapazitive Komponenten enthält bzw. durch einen Schwingquarz gesteuert wird, so ist bei Einschalten der Versorgungsspannung V₀ eine erhöhte Energie erforderlich, um ein einwandfreies Anschwingen der Oszillatorschaltung zu gewährleisten. Da die geregelte Spannung VL einen vergleichsweise geringen Wert hat, der bei CMOS-Schaltungen zweckmäßig der Summe der Schwellenspannungen der P-Kanal-Transistoren und der N-Kanal-Transistoren entspricht, und da die vorzugsweise verwendeten Oszillatoren in komplementärer Schaltungstechnik bei dieser Betriebsbedingung einen relativ niedrigen Stromverstärkungsgrad aufweisen, ist beim Einschalten der Versorgungsspannung V_D ein sicheres Anschwingen der Oszillatorschaltung nicht in jedem Falle gewährleistet. Einen entsprechend höheren Stromverstärkungsgrad einer komplementären Oszillatorstufe und damit die Bedingung für sicheres Anschwingen nach Einschalten der Versorgungsspannung erhält man, wenn die Speisespannung für die Oszillatorschaltung größer als die Summe der Schwellenspannung der in der Oszillatorschaltung vorhandenen MOS-Feldeffekttransistoren beider Leitfähigkeitstypen ist. Andererseits ist es aber möglich, im stationären Schwingungszustand die Speisespannung einer Oszillatorschaltung wieder zu verringern, da dann nur jeweils so viel Energie zugeführt werden muß, daß die Schwingungen nicht aussetzen.

Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung sollte also zweckmäßig eine solche Regelcharakteristik aufweisen, daß bei Einschaltung der Versorgungspannung V₀ zunächst eine hohe Speisespannung an die zu speisende Oszillatorschaltung L angelegt wird, die bei Erreichen des stationären Schwingungszustandes dann auf die geregelte Spannung VL reduziert werden kann. In Fig. 2 sind schaltungstechnische Möglichkeiten zur Erzielung eines solchen Effekts dargestellt. Es handelt sich hierbei um die Reihenschaltung eines Kondensators CS und eines ohmschen Widerstandes RS, die ein RC-Zeitgiied darstellen. Bei Einschaltung der Versorgungsspannung V_n tritt am Verbindungspunkt von Kondensator CS und Widerstand RS eine Spannung auf, deren Wert mit dem Lade Vorgang des Kondensators CS ausgehend vom Versorgungsspannungswert V_D bis zu einem durch die Dimensionierung der beiden Komponenten des RC-Zeitgliedes bestimmten Wert mit der durch die beiden Komponenten bestimmten Zeitkonstanten abfällt. Diese Spannung steuert einen MOS-Feldeffekttransistor TS, der entweder dem MOS-Feldeffekttransistor T oder aber dem MOS-Feldeffekttransistor 7"6 mit Gegenkopplungswiderstand i?4 parallel geschaltet sein kann. Die beiden möglichen Varianten sind in Fig. 2 gestrichelt dargestellt.

Für den Fall der Verbindung des Transistors TS mit dem Transistor T erfolgt während der Aufladung des Kondensators CS ein vorübergehender Kurzschluß des Transistors T, so daß zunächst die volle Versorgungsspannung V₀ an der zu speisenden Schal-

^r> tung L liegt. Mit fortschreitender Aufladung des Kondensators CS über den Widerstand RS wird der Transistor TS in den gesperrten Zustand überführt, so daß damit der Kurzschluß des Transistors T beseitigt wird. Dieser kann dann als gesteuerter Vorwider-

^|U stand für die Schaltung L arbeiten, so daß an dieser dann nur noch die geregelte Speisespannung VL liegt.

Im Falle der anderen, in Fig. 2 gestrichelt dargestellten Schaltungsvarianten wirkt das mit dem RC-Zeitglied erzeugte zeitabhängige Signal auf die Abgabe der Referenzspannung VA ein. Während des Ladevorganges des Kondensators CS wird der MOS-Feldeffekttransistor TS zunächst im leitenden Zustand gehalten, wodurch der durch den Ausgangstran-

sistor Tl des Referenzspannungsgenerators fließende Strom vergrößert wird. Dadurch fällt an dem Transistor Tl eine größere Referenzspannung VA ab. wodurch auch die Speisespannung VL der integrierten Schaltung L, also der Oszillatorschaltung, auf einen größeren Wert geregelt wird. Gegen Ende des Ladevorganges für den Kondensator CS wird der Transistor TS gesperrt, so daß die zuvor beschriebene Beeinflussung des Ausgangsstromkreises des Referenzspannungsgenerators beseitigt wird und dann wieder eine vergleichsweise geringe Speisespannung VL an der zu speisenden Schaltung L liegt.

Die zuvor beschriebene vorübergehende Erhöhung der Speisespannung für die zu speisende Schallung L hängt hinsichtlich ihrer zeitlichen Länge von der Dimensionierungdes beschriebenen RC-Zeitgliedes ab. Es ist jedoch auch möglich, die Dauer der vorübergehenden Erhöhung der Speisespannung von dem erfolgten Anschwingen des Oszillators abhängig zu machen. Hierfür wird eine Kippstufe vorgesehen, deren Ausgangssignal ähnlich wie das von dem RC-Zeitglied erzeugte Signal auf die Regelung der Speisespannung einwirkt. Durch Einschalten der Versorgungsspannung wird die Kippstufe in einen ersten Schaltzustand gebracht, in welchem das Ausgangssignal der Kippstufe die erwünschte Erhöhung der Speisespannung bewirkt. Sobald der Oszillator während seiner Anschwingphase eine Schwingungsamplitude erreicht, die zur Weiterverarbeitung in einer nachfolgenden Stufe ausreicht, kann hiermit die Kippstufe in einen

so zweiten Schaltzustand gesetzt werden, wodurch die Beeinflussung der Regelung der Speisespannung wieder beseitigt wird. Ferner ist es auch möglich, die vorübergehende Erhöhung der Speisespannung direkt mit einem Signal zu steuern, welches der zu speisenden Oszillatorschaltung entnommen wird und einen der jeweiligen Schwingungsamplitude proportionalen Wert hat. Ein hierzu geeignetes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 3 für die Speisung einer Oszillatorschaltung OSC dargestellt.

Die in Fig. 3 gezeigte Schaltung enthält einen vereinfachten Referenzspannungsgenerator, der im Gegensatzzu der in Fig. 2 gezeigten Schaltung nur einen Stabilisierungsstromzweig mit dem ohmschen Widerstand Rl und dem in der Sättigung betriebenen

b5 MOS-Feldeffekttransistor 71 aufweist. Die an diesem Transistor abfallende Spannung steuert einen weiteren MOS-Feldeffekttransistor 710, der mit einem MOS-Feldeffekttransistor TIl einen weiteren

Stromzweig bildet. Durch die am Transistor 71 abfallende und gegenüber Schwankungen der Versorgungsspannung V₀ weitgehend konstante Spannung wird in dem Stromzweig der Transistoren TlO und 711 eine Steuerung auf weitgehend konstanten Stromfluß bewirkt. Am Verbindungspunkt der beiden Transistoren 710 und 711 fällt eine Spannung ab, die dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt wird. Die Referenzspannungsquelle I⁷O ist nur schematisch dargestellt, da sie auf die Steuerung der ersten Referenzspannung VA während des Anschwingen der Oszillatorschaltung OSC keinen Einfluß hat.

Der MOS-Feldeffekttransistor 711 wird an seiner Gate-Elektrode durch ein Signal der Oszillatorschaltung OSC gesteuert, welches einen der jeweiligen Schwingungsamplitude der Osziiilatorschaltung OSC proportionalen Spannungswert hat. Wenn die Oszillatorschaltung OSC nicht schwingt, wird dieses Steuersignal durch eine Gleichspannung gebildet, die etwa der halben Speisespannung VL entsprechen kann. Diese Spannung steuert den MOS-Feldeffekttransistor 711 nun derart, daß an ihm eine vergleichsweise hohe Spannung abfällt, die als Referenzspannung VA dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA zugeführt wird und in beschriebener Weise den Transistor 7 stark leitend steuert, so daß eine vergleichsweise hohe Speisespannung VL für die Oszillatorschaltung OSC verfügbar ist. Setzt nun der Schwingungsvorgang in der Oszillatorschaltung OSC ein, so überlagert sich der den MOS-Feldeffekttransistor 711 steuernden Gleichspannung eine Wechselspannung, die infolge der nicht linearen Kennlinie des MOS-Feldeffekttransistors 711 gleichgerichtet wird. Die gleichgerichtete Spannung überlagert sich der zuvor beschriebenen Gleichspannung an der Gate-Elektrode des Transistors 711, wodurch an diesem eine Spannung abfällt, die gegenüber dem zuvor beschriebenen Zustand geringer ist. Dadurch wird dann in bereits beschriebener Weise eine Verringerung der den Oszillator speisenden geregelten Spannung VL bewirkt.

In Fig. 3 sind ferner ein ohmscher Widerstand RF und ein Kondensator CFdargestellt, die ein zwischen den Verbindungspunkt der Transistoren 710 und 711 und den invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA geschaltetes Tiefpaßfilter darstellen. Dieses gewährleistet, daß nur die durch die beschriebene Überlagerung gebildete mittlere Gleichspannung auf den invertierenden Eingang des Differenzverstärkers DA geführt wird, während hochfrequente Spannungsschwankungen, die sich aus dem Spannungssignal der Osziilatorschaltung OSC ergeben können, gesperrt werden.

Ein vorteilhafter Effekt der in Fig. 3 gezeigten Schaltung besteht darin, daß Schwankungen der Schwingungsamplitude der Oszillatorschaltung OSC kompensiert werden. Das von der Oszillatorschaltung OSC abgegebene, der Schwingungsamplitude proportionale Steuersignal bewirkt eine Einstellung des Widerstandes des MOS-Feldeffekttransistors 711 derart, daß eine Vergrößerung der Schwingungsamplitude eine Verkleinerung der Speisespannung YL und eine Verringerung der Schwingungsamplitude eine Vergrößerung der Speisespannung YL zur Folge hat. Auf diese Weise erfüllt die in Fig. 3 gezeigte Schaltung nicht nur die förderung einer Spejsung einer integrierten Oszil|atorschaltung bei möglichst geringem Stromverbrauch, sondern sie gewährleistet darüber hinaus auch eine weitgehend konstante Schwingungsamplitude.

Da eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung

ί infolge ihrer vorzüglichen Regeleigenschaften eine hochkonstante Speisespannung für integrierte Schaltungen liefert, kann sie auch sehr vorteilhaft zur Speisung von RC-Oszillatorschaltungen eingesetzt werden. Derartige Schaltungen können in integrierter

ίο CMOS-Technik aufgebaut sein, haben aber gegenüber quarzgesteuerten Schaltungen eine geringere Frequenzkonstanz, was auf die eingangs erläuterten Schwankungen von Einflußgrößen zurückzuführen ist. Die Abhängigkeit der Schwingfrequenz in RC-Oszillatorschaltungen, die in integrierter Technik aufgebaut sind, von Schwankungen der Versorgungsspannung und der Umgebungstemperatur ist gegenüber der entsprechenden Abhängigkeit quarzgesteuerter Schaltungen um den Faktor 1000 höher. Dies führt dazu, daß solche Schaltungen Frequenzvariationen im Prozentbereich aufweisen. Ferner ist bei ihnen nachteilig, daß sie eine relativ hohe Versorgungsspar.nung benötigen.

In Fig. 4 ist nun eine RC-Oszillatorschaltung dargestellt, die in integrierter MOS-Technik aufgebaut ist und sich zur Speisung mit einer Speisespannung eignet, die mit der erfindungsgemäßen Schaltung erzeugt wird und einen sehr konstanten Wert hat, so daß Frequenzänderungen infolge von Speisespannungsschwankungen hier praktisch nicht zu befürchten sind.

Im Gegensatz zu bisher bekannten RC-Oszillatorschaltungen. die in CMOS-Technik aufgebaut sind, enthält die in Fig. 4 gezeigte Schaltung jedoch nicht vier, sondern nur zwei MOS-Feldeffekttransistoren. Die Schaltung besteht im wesentlichen aus zwei Inverterstufen, die jeweils einen MOS-Feldeffekttransistor 720 bzw. 721 und einen damit in Reihe geschalteten ohmschen Widerstand /?20 bzw. Λ21 aufweisen. Die beiden Inverterstufen sind an die Versorgungsspannung V_D angeschaltet, und ein die Wechselspannung V_osc abgebender Schaltungsausgang wird durch den MOS-Feldeffekttransistor 721 gebildet. Dieser Ausgang ist über eine Kapazität C22 mit der Gate-Elektrode des MOS-Feldeffekttransistors 720 verbunden. Die Drain-Elektrode dieses Transistors 720 ist mit der Gate-Elektrode des Transistors 721 verbunden, und ein Gegenkopplungswiderstand R22 ist zwischen der Drain-Elektrode des

so Transistors 720 und dessen Gate-Elektrode vorgesehen.

Diese Schaltung ist vollständig integrierbar und benötigt keine Quarzsteuerung, ihre Frequenzkonstanz ist durch die Speisung mit einer hochkonstant geregelten Speisespannung und den dargestellten Schaltungsaufbau gegenüber bisherigen RC-Oszillatorschaltungen wesentlich verbessert. Es hat sich gezeigt, daß bej einer Speisespannung, die etwa dem doppelten Wert der Schwellenspannung der beiden N-Kanal-

Transistoren TtQ und 721 entspricht, eine Dimensionierung der Schaltung derart möglich ist, daß bei einer Schwellenspannung von z. B. 1,2 Volt eine Schwankung der Speisespannung um 20 mV eine Frequenzänderung von nur 0,1% verursacht.

Bei den vorstehend beschriebenen Schaltungen sind die Substratanschlüsse der MOS-Feldeffekttransistoren jeweils mit dem Source-Anschluß verbunden. Pad,urch wjrd der sogenannte Substratsteuereffekt

vermieden. Ebenso ist es auch möglich, die Substratanschlüsse an ein anderes vorgegebenes Potential zu legen.

Die vorstehend beschriebenen Schaltungen, die in integrierter CMOS-Technik aufgebaut sind, können

entgegen den dargestellten Verhältnissen auch mit anderer Polung der Versorgungsspannung V_D betrieben werden. Hierzu ist dann der entsprechende inverse Aufbau der komplementären Schaltungszweige 5 erforderlich.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung in integrierter CMOS-Technik zur Regelung der Speisespannung für eine Last auf einen durch eine Referenzspannung vorgegebenen Wert, mit einem MOS-FeIdeffekttransistor, der mit der zu speisenden Last als Stellglied in Reihe geschaltet, mit ihr an eine Versorgungsspannung angeschaltet und von dem ^lu Ausgangssignal eines Differenzverstärkers angesteuert ist, der die Differenz der Referenzspannung und der geregelten Speisespannung bildet, dadurch gekennzeichnet, daß bei Verwendung füi eine in integrierter CMOS-Technik aufgebaute Last

a) der Differenzverstärker (DA) mit einer zweiten Referenzspannung ( VB) derart beschaltet ist, daß die geregelte Speisespannung ( VL) von der Summe der Referenzspannungen ( VA, VB) abhängt,

b) die Referenzspannungen ( VA, VB) entsprechend der Schwellenspannung der in der Last (L) vorhandenen MOS-Feldeffekttransistoren des einen bzw. des anderen Leitfähigkeitstyps bemessen sind, und

c) die Referenzspannungsgeneratoren als die jeweilige Referenzspannung ( VA bzw. VB) bestimmende Elemente in der Sättigung betriebene MOS-Feldeffekttransistoren (Tl, m T9) einander entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps enthalten.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung ( VA) des einen Referenzspannungsge- j; nerators Steuerspannung für einen eine Konstantspannungsquclle bildenden Stromzweig (7"8, T9) zur Abgabe der zweiten Referenzspannung ( VB) ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, da- 4<> durch gekennzeichnet, daß der die Konstantspannungsquelle bildende Stromzweig (T8, T9) die Reihenschaltungeines mit der Ausgangsspannung (VA) des Referenzspannungsgenerators gesteuerten MOS-Feldeffekttransistors (TS) und eines dazu komplementären, in der Sättigung betriebenen MOS-Feldeffekttransistors (T9) enthält, die mit dem durch den Differenzverstärker (DA) gesteuerten MOS-Feldeffekttransistor (T) in Reihe geschaltet ist, und daß die zweite Referenzspannung ( VB) an dem Verbindungspunkt der beiden zueinander komplementären MOS-Feldeffekttransistoren (78, T9) abgegriffen ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung mindestens einer der Referenzspannungen (VA) eine Anordnung aus einer Stabilisierungsstufe, die einen an die Versorgungsspannung ( V_D) angeschalteten, einen über einen Vorwiderstand (Rl) in der Sättigung betrie- «i benen MOS-Feldeffekttransistor (Tl) aufweisenden Stromzweig enthalt, wobei an dem MOS-Feldeffekttransistor (71) eine stabilisierte Spannung abgreifbar ist, und mindestens eine damit angesteuerte weitere Stabilisierungsstufe dieser (,5 Art vorgesehen ist, deren Vorwiderstand aus einem über einen ohmschen Widerstand (Rl) in Stromgegenkopplung betriebenen, mit der stabilisierten Spannung angesteuerten MOS-Feldeffekttransistor (T2) gebildet ist, der zu dem mit' ihm in Reihe geschalteten MOS-Feldeffekttransistor (T3) komplementär ist, und daß bei dieser Anordnung die weiteren Stabilisierungsstufen (Tl, 73; TA, TS; T6, Tl) so hintereinanderge-^ schaltet sind, daß ihre jeweilige Ausgangsspannung die Steuerspannung der jeweils folgenden^ bzw. die Referenzspannung (VA) ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Regelung der Speise-^ spannung von Oszillatorschaltungen, dadurch gekennzeichnet, daß eine Zeitschaltung (RS, CS) zur gegenüber dem Zeitpunkt der Einschaltung der Versorgungsspannung ( V₀) verzögerten Einstellung der Speisespannung ( VL) auf den vorgegebenen Wert vorgesehen ist, die mindestens für die, Anschwingzeit der zu speisenden Oszillatorschal-; tung (L) eine Erhöhung der Speisespannung (VL)_: gegenüber dem vorgegebenen Wert bewirkt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, da-, durch gekennzeichnet, daß die Zeitschaltung ein. an die Versorgungsspannung ( V₀) angeschaltetes RC-Glied (RS, CS) aufweist, an dem die Steuerspannung für einen MOS-Feldeffekttransistor (TS) abgegriffen ist, der einem die Regelung der Speisespannung ( VL) für die Oszillatorschaltung (L) steuernden Schaltelement (T, T6) parallel geschaltet ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der über das RC-Glied (RS, CS) gesteuerte MOS-Feldeffekttransistor (TS) dem mit dem Ausgangssignal des Differenzverstärkers (DA) angesteuerten MOS-Feldeffekttransistor (T) parallel geschaltet ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der über das RC-Glied (RS, CS) gesteuerte MOS-Feldeffekttransistor (TS) an den Ausgang (T6, Tl) des Referenzspannungsgenerators angeschaltet ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein der Schwingungsamplitude proportionales Ausgangssi^nal der Oszillatorschaltung (O5C) zusätzlich auf einen Eingang des Differenzverstärkers (DA) geführt ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal der Oszillatorschaltung (OSC) einen im Ausgangsstromkreis (TlO, TIl) des Referenzspannungsgenerators vorgesehenen MOS-Feldeffekttransistor (TIl) im Sinne einer der Schwingungsamplitude umgekehrt proportionalen ersten Referenzspannung (VA) steuert.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Referenzspannung ( VA) über ein Tiefpaßfilter-RC-Glied (RF, CF) auf den Eingang des Differenzverstärkers (DA) geführt ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß als Zeitschaltung eine durch das Einschalten der Versorgungsspannung in einen ersten Schaltzustand steuerbare bistabile Schaltung vorgesehen ist, deren in diesem Schaltzustand abgegebenes Ausgangssignal die Erhöhung der Speisespannung bewirkt und die durch ein einer vorgegebenen Schwingungsamplitude proportionales Ausgangssignal der Oszillator-

schaltung in ihren zweiten Schaltzustand steuerbar ist.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das im ersten Schaltzustand erzeugte Ausgangssignal der bistabilen Schaltung einen MOS-Feldeffekttransistor steuert, der einem die Regelung der Speisespannung für die Oszillatorspannur.g steuernden Schaltelement parallel geschaltet ist.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der durch das Ausgangssignal der bistabilen Schaltung gesteuerte MOS-Feldeffekttransistor dem mit dem Ausgangssignal des Differenzverstärkers angesteuerten MOS-Feldeffekttransistor parallel geschaltet ist.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der durch das Ausgangssignal der bistabilen Schalung gesteuerte MOS-Feldeffekttransistor an den Ausgang des :o Referenzspannungsgenerators angeschaltet ist.

16. Integrierte RC-Oszillatorschaltung zum Betrieb in einer Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, mit zwei an die Speisespannung anschaitbaren MOS-Inverterstu- r> fen, die durch eine RC-Anordnung miteinander zu einer Schwingschaltung verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß jede Inverterstufe aus der Reihenschaltung eines MOS-Feldeffekttransistors (Γ20; Γ21) und eines ohmschen Wider- jo stands (Λ20; RH) gebildet ist.