DE3016092A1

DE3016092A1 - Signalverarbeitungsschaltung

Info

Publication number: DE3016092A1
Application number: DE19803016092
Authority: DE
Inventors: Brian Astle
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1979-04-27
Filing date: 1980-04-25
Publication date: 1980-11-13
Also published as: DE3016092C2; JPH0261810B2; JPS55145414A; US4263565A

Description

RCA 71066

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Signalverarbeitungsschaltung

Die Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf Amplitudenbegrenzer und Signalverarbeitungssysteme, welche solche Begrenzer verwenden, und betrifft insbesondere Amplitudenbegrenzer einer neuen Art, die besonders vorteilhaft für die Signalverarbeitungseingänge digitaler Phasenvergleichsschaltungen sind, sowie Signalverarbeitungssysteme mit solchen Begrenzern und Vergleichsschaltungen.

In Phasenverriegelungssystemen (PLL-Systemen) wird die Phase eines externen periodischen Signals mit der Phase eines lokal erzeugten periodischen Signals unter Bildung eines Fehlersignals verglichen, das zur Regelung der Frequenz des lokal erzeugten Signals im Sinne einer Phasenverriegelung des Systems benutzt wird. Wenn das von der Phasenvergleichsschaltung erzeugte Fehlersignal proportional dem Phasenunterschied zwischen den beiden verglichenen Signalen ist, dann sollte es möglichst von Amplitudenveränderungen, welche das externe Signal aufweisen kann, un-. beeinflußt bleiben. In vielen PLL-Anwendungen ist die Verwendung einer digitalen Vergleichsschaltung wünschenswert, weil solche Vergleichsschaltungen sich besonders gut in integrierter Form herstellen lassen. Jedoch liefert eine digitale Phasenvergleichsschaltung typischerweise ein Ausgangssignal, in dem sich Amplitudenänderungen der Eingangssignale widerspiegeln. Eine allgemeine Lösung eines solchen Amplitudenempfindlichkeitsproblems in

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PLL-Systemen mit digitalen Vergleichsschaltungen besteht in der Einfügung eines Amplitudenbegrenzers im äußeren Signalweg, um sicherzustellen, daß der Phasenvergleichsschaltung Eingangssignale praktisch konstanter Amplitude zugeführt werden.

Zwar kann eine solche Einfügung eines üblichen Amplitudenbegrenzers bei geeigneter Wahl der Begrenzungsparameter hinsichtlich der zu erwartenden Größe des externen Signals eine gute Sicherheit bieten, daß die digitale Vergleichsschaltung Eingangssignale relativ konstanter Amplitude trotz Amplitudenänderungen des externen Signals erhält, handelt es sich hier um die Erkenntnis, daß eine solche Einstellung der EingangsSignalamplitude für die digitale Vergleichsschaltung nicht notwendigerweise jegliche nachteiligen Effekte von Amplitudenschwankungen des externen Signals auf die Regelspannungserzeugung durch die Phasenvergleichsschaltung ausschließt. So hat es sich beispielsweise einerseits gezeigt, daß ein üblicher Amplitudenbegrenzer ein gewisses Maß an Unsymmetrie bei der Begrenzung bewirken kann mit der Folge, daß das Tastverhältnis im Begrenzerausgangssignal in Abhängigkeit von Amplitudenänderungen des Begrenzereingangssignals Schwankungen unterworfen ist, während andererseits die von der digitalen Phasenvergleichsschaltung erzeugte Fehlerspannung infolge von Tastverhältnisschwankungen eines zugeführten Eingangssignals Schwankungen unterworfen ist (wie es beispielsweise bei den digitalen Phasenvergleichsschaltungen der exklusiven ODER-Schaltung der Fall ist, welche in der RCA Veröffentlichung RCA Digital Integrated Circuits Application Note No. ICAN-6101 beschrieben ist).

Gemäß den Prinzipien der hier zu beschreibenden Erfindung enthält eine vorteilhafte Amplitudenbegrenzerschaltung eine neuartige Vorspannungserzeugungsschaltung, die gesteuert wird durch eine Schaltungsinbetriebnahme einer Dauer, welche das Tastverhältnis des Begrenzerausganges wiedergibt, so daß die Begrenzervorspannung in einem Sinne nachgeregelt wird, der unerwünschten Abweichungen des Begrenzerausgarigstastverhältnisses von einem ge-

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wählten Normzustand entgegenwirkt. Bei einem PLL-System mit einer digitalen Phasenvergleichsschaltung stellt die Einfügung einer solchen Ämplitudenbegrenzerschaltung im externen Signalweg sicher, daß die Fehlerausgangsspannung der Phasenvergleichsschaltung praktisch unabhängig von Amplitudenänderungen des externen Signals ist, indem man die Erzeugung von Eingangssignalen der Phasenvergleichsschaltung mit praktisch konstanter Amplitude ebenso wie konstantem Tastverhältnis erreicht. Die Aufrechterhaltung des gewünschten Ausgangstastverhältnisses durch die erfindungsgemäße Anordnung stellt weiterhin praktisch sicher, daß im Falle kleiner Eingangsamplituden fehlerhafte Betriebszustände des Begrenzers vermieden werden, in denen ein unsymmetrischer Betrieb das Ausgangssignal ständig auf einem Klemmpegel festhalten würde.

Entsprechend einer dargestellten Ausführungsform der Erfindung wird die Begrenzervorspannung über einer Kapazität erzeugt, die einem Ladeweg und einem Entladeweg zugeordnet ist. Durch Abwechseln des Aus- bzw. Einschaltens eines dieser Wege unter Steuerung durch einen Schalter mit einem Tastverhältnis, welches das Tastverhältnis des Begrenzerausgangs wiedergibt, verändert sich das mittlere Potential an der Kapazität entsprechend den Änderungen im Tastverhältnis des Begrenzerausgangs. Die Abwandlungsrichtung wird so gewählt, daß die resultierenden Veränderungen des Arbeitspunktes des Begrenzers Abweichungen des Tastverhältnisses von einem gewählten Normwert entgegenwirken.

Bei einer dargestellten Anwendung der Erfindung wird die oben erwähnte Begrenzeranordnung vorzugsweise benutzt zur Verarbeitung eines externen Signals in einem PLL-System, welches eine Frequenzvervielfacherfunktion ausübt. Bei einem solchen PLL-System wird das Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) durch einen Frequenzteiler herabgeteilt. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers wird in seiner Phase mit einem äußeren Bezugssignal verglichen, das durch die oben erwähnte Begrenzerschaltung verarbeitet wird. Das sich daraus ergebende Fehlerausgangssignal der Vergleichsschaltung wird benutzt zur Steuerung der Oszillator-

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frequenz derart, daß die herabgeteilte Frequenz in Synchronismus mit dem Bezugssignal gebracht wird. Der so gesteuerte Oszillator liefert das Frequenzvervielfacherausgangssignal.

Beispielsweise kann ein solcher Frequenzvervielfacher in einem Farbfernsehempfänger verwendet werden, um von äußeren Bezugsschwingungen der Farbträgerfrequenz (beispielsweise etwa 3,58 MHz) geeignete Taktsignale einer höheren Frequenz (beispielsweise etwa 10,74 MHz) zur Steuerung von ladungsgekoppelten Kammfiltern abzuleiten, wie sie beispielsweise in der gleichlaufenden US-Patentanmeldung Ser. No. 930,379 von J. E. Carnes et al (DE-OS 29 31 415.6) beschrieben sind. In einem solchen Fall können die PLL-Systemelemente (Begrenzer, spannungsgesteuerter Oszillator, Frequenzteiler, Phasenvergleichsschaltung) vorteilhafterweise in integrierter Form in ein und demselben integrierten Schaltungsplättchen mit den CCD-Kammfilterelementen ausgebildet werden.

In den beiliegenden Figuren zeigt

Fig. 1 teilweise in Blockdarstellung eine Signalbegrenzerschaltung entsprechend der Erfindung;

Fig. 2 eine Schaltungsausführung eines erfindungsgemäßen Begrenzers, der sich zur Ausbildung in integrierter Schaltung in N-Kanal-Metalloxid-Halbleitertechnik (NMOS-Technik) eignet und

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Phasensynchronisierschleife, in welcher der Begrenzer gemäß Fig. 2 mit Vorteil verwendet werden kann.

In Fig. 1 ist ein Spannungsverstärker 16 mit einem invertierenden und einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß (151 bzw. 15N) und einem Ausgangsanschluß 21 veranschaulicht. Der Verstärker 16 hat zweckmäßigerweise eine hohe Eingangsimpedanz und belastet die mit seinen Eingangsanschlüssen verbundene Spannungsquelle praktisch nicht. Außerdem hat er zweckmäßigerweise eine

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niedrige Ausgangsimpedanz, so daß seine Spannungsverstärkung hoch bleibt, wenn eine Last 22 zwischen seinen Ausgangsanschluß 21 und einen gemeinsamen Bezugspotentialpunkt, der hier als Masse gezeigt ist, geschaltet wird.

Die Übertragungskennlinie des Verstärkers 16 verläuft so, daß eine hohe Verstärkung für Eingangssignale unterhalb eines bestimmten Amplitudenschwellwertes vorliegt, während für diese Schwelle übersteigende Eingangssignale das Verstärkerausgangssignal bei relativ extremen Amplitudenpegeln geklemmt bleibt. Wenn also ein Wechselsignal ausreichender Amplitude den Eingangsanschlüssen zugeführt wird, dann erhält man am Ausgang eine amplitudenbegrenzte Ausgangskurvenform mit abwechselnden Perioden konstanten Wertes bei den betreffenden Klemmpegeln und zwischen diesen beiden Zuständen relativ schnelle Übergänge. Dies entspricht der bekannten Wirkung eines Signalbegrenzers.

Die Signalquelle 11 liefert ein Wechselsignal genügender Amplitude, um den Verstärker 16 in dem soeben erwähnten Begrenzerbetrieb zu betreiben, und sie hat einen mit dem invertierenden Eingangsanschluß 151 über den Begrenzereingangsanschluß 12 und einen Kondensator 13 gekoppelten Anschluß und außerdem einen weiteren Anschluß, der ebenso wie der nichtinvertierende Eingangsanschluß des Verstärkers 16 an Masse liegt.

Der invertierende Eingangsanschluß des Verstärkers 16 ist außerdem über einen Widerstand 14 mit einem Belag eines Mittelwertbildungskondensators 15 verbunden, dessen anderer Belag an Masse liegt, so daß die mittlere Spannung am Kondensator 15 den Arbeitsoder Vorspannungspunkt des Verstärkers 16 bestimmen kann. Es sind auch Maßnahmen zur Aufbringung einer elektrischen Ladung auf den Kondensator 15 mit Hilfe einer Stromquelle 17 vorgesehen, welche ständig über den Kondensator 15 geschaltet ist. Eire Stromsenke 20 bildet eine Entladungsstrecke und wird diskontinuierlich mit Hilfe eines elektronischen Schalters 19 (der hier symbolisch als einpoliger Umschalter dargestellt ist) an den Kondensator 15 geschaltet.

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Das am Aus gangs an Schluß 21 des Verstärkers 16 erscheinende ampl'itudenbegrenzte Ausgangssignal dient der Steuerung des elektronischen Schalters 19, so daß dieser schließt und die Stromsenke an den Kondensator 15 anschließt, wenn das amplitudenbegrenzte Ausgangssignal einen seiner Extremwerte annimmt, während der Schalter 19 geöffnet ist und die Stromsenke 20 vom Kondensator abtrennt, wenn das Ausgangssignal auf seinem anderen Extremwert verweilt. Die Größe des von der Stromsenke 20 aufgenommenen Stromes hat einen bestimmten größeren Wert als die Größe des von der Stromquelle 17 zur Verfügung gestellten Stromes. Während der Öffnungszeit des Schalters 19 lädt sich demzufolge der Kondensator

15 auf, und bei geschlossenem Schalter 19 entlädt sich der Kondensator 15. So bewirkt das Ausgangswechselsignal· vom Verstärker

16 Perioden eines Entladungsstromflusses vom ungeerdeten Kondensatoranschluß nach Masse über die Stromsenke 20 abwechselnd mit Perioden der Kondensatoraufladung. Die Mittelwerte der entsprechenden Lade- und Entladeströme hängen vom Tastverhältnis des Schalterbetriebes 19 ab.

Hat das Ausgangssignal des Verstärkers 16 eine konstante Frequenz, dann besteht ein Gleichgewicht der mittleren Spannungsdifferenz an den Belägen des Kondensators 15, wenn die mittlere resümierende Änderung der Ladung Null ist. Dies ist der Fall, wenn die algebraische Summe des infolge der Quelle 17 fließenden Stromes und des von der Stromsenke 20 aufgenommenen mittleren Stromes Null ist.

Sind alle anderen Parameter konstant, dann ergibt eine Änderung des Tastverhältnisses beim Betrieb des Schalters 19, welches gleich dem Tastverhältnis des Ausgangssignals des Verstärkers ist, eine Änderung der mittleren Potentialdifferenz an den Belägen des Kondensators 15 auf einen anderen Gleichgewichtspunkt.

Allgemein läßt sich ein Vorspannungspunkt für ein gegebenes, sich periodisch veränderndes Eingangssignal finden, bei dem eine Begrenzung für einen vorgegebenen Begrenzerverstärker mit einem

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Unsymmetriegrad eintritt, bei welchem das Tastverhältnis des Ausgangssignals ein Halb oder irgendein gewählter Wert in der Nähe von ein Halb ist. Für bestimmte Typen von Eingangssignalschwingungsformen lassen sich auch wesentlich andere Werte hiervon erreichen.

Gibt man ein gewähltes Tastverhältnis für das Ausgangssignal des Verstärkers 16 und damit für den Schalter 19 bei dem in Fig. 1
dargestellten Begrenzer vor, dann kann man die Größen der Stromquelle 17 und der Stromsenke 20 so wählen, daß das Potential am nichtgeerdeten Belag des Kondensators 15 gleich der Vorspannung ist, die notwendig ist, damit der Verstärker 19 ein Ausgangssignal mit dem gewünschten Tastverhältnis hat. Die Richtung der Polaritäten der Stromquelle und der Stromsenke ebenso wie ihre
relativen Größen sind derart, daß jegliche Abweichung des Ausgangssignaltastverhältnisses vom gewünschten Wert eine Änderung der dem Verstärker 16 zugeführten Vorspannung in einer Richtung zur Folge hat, daß die Größe dieser Abweichung verringert wird. Um beispielsweise ein Tastverhältnis von 50% zu erhalten, ist
die Größe des von der Stromsenke 20 aufgenommenen Stromes doppelt so groß wie der von der Stromquelle 17 gelieferte Strom.

Man sieht, daß eine Korrektur eintreten kann trotz ungenau definierten Begrenzungseigenschaften im Verstärker 16. Außerdem ist der genaue Wert der Kapazität 15 nicht von Bedeutung, es ist
lediglich notwendig, daß man für die Lade- und Entladeströme einen geeigneten Mittelungswert erreicht.

Man sieht, daß die Anordnung gemäß Fig. 1 ein Regelsystem mit
negativer Rückführung darstellt. Obwohl ein solches System grundsätzlich stabil ist, besteht häufig eine Neigung zur Instabilität infolge übermäßigen Phasenverschiebungs- und Verstärkungsänderungen mit der Frequenz, wie bei den meisten Rückkopplungsregelsystemen. Der Widerstand 14 in Verbindung mit dem Kondensator 13 bewirkt eine Filterung der dem Verstärker 16 zugeführten Vorspannung, um zu einem stabilen Betrieb beizutragen. Zu diesem Zweck soll die Zeitkonstante der Kombination von Widerstand

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14 (plus Quellenwiderstand) und Kondensator 13'zur Periodenlänge für das von der Quelle 11 gelieferte Signal sein.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, welche sich als integrierte Schaltung in NMOS-Technologie eignet.

Diese Herstellungstechnologie erlaubt dem Konstrukteur den Entwurf von N-Kanal-Feldeffekttransistoren mit sehr hoher Gate-Source- Impedanz . Die Eigenschaften solcher Transistoren können innerhalb einer integrierten Schaltung sehr gut übereinstimmend gemacht werden. Insbesondere können die gegenseitigen Konduktanzen oder Steilheiten der Transistoren in einem vorherbestimmbaren Verhältnis zueinander ausgelegt werden, in dem man die Geometrien der Elemente geeignet aufeinander bemißt.

Bei der Schaltung gemäß Fig. 2 liefert eine hier als Batterie 105 gezeigte Gleichspannungsquelle eine positive Betriebsspannung an die Klemme 100 und eine negative Betriebsspannung an die Klemme 102, die auch an ein gemeinsames Bezugspotential, hier als Masse dargestellt, geschaltet ist.

Zwischen Eingangsanschluß 103 und Masse ist eine Wechselspannungsquelle 106 geschaltet. Vom Anschluß 104 wird ein Ausgangssignal an die Last 107 geliefert, deren anderes Ende an Masse liegt.

Die gewünschte Verstärkung wird durch einen dreistufigen Verstärker bewirkt, indem der Transistor 110 der Verstärkertransistor der ersten Stufe ist. Seine Sourceelektrode liegt an Masse und seiner Gateelektrode wird über einen Kondensator 109 ein Eingangssignal vom Anschluß 103 zugeführt.

Die Elemente 111, 112 und 113 sind in bekannter Weise zu einer Lastschaltung für den Transistor 110 zusammengeschaltet in einer Weise, daß schnelle übergänge zwischen den Begrenzungspegeln am Ausgang des Verstärkers möglich sind. Das Element 112 dient als

aktive Last für den Transistor 110 und ist mit seiner Sourceelektrode an die Drainelektrode des Transistors 110 und mit seiner Drainelektrode an die Betriebsspannungsklemme 100 angeschlossen. Das Element 111 liegt mit seiner Gateelektrode an der Gateelektrode des Transistors 112 und mit seiner Source- und Drainelektrode zusammen an der Sourceelektrode des Transistors 112 und dient als Bootstrap-Kapazität zwischen Gate- und Sourceelektrode des Lasttransistors 112. Das Element 113 ist mit Drain- und Gateelektrode gemeinsam an die Spannungsklemme 100 angeschlossen und seine Sourceelektrode liegt an der Gateelektrode des Transistors 112, und es dient als nichtlinearer Widerstand mit Diodencharakteristik zur Vorspannung der Gateelektrode des Lasttransistors 112.

Die Drainelektrode des Transistors 110 liegt an der Gateelektrode des Transistors 114. Mit an Masse liegender Sourceelektrode und an eine Lastschaltung der oben erwähnten Art, bei welcher die Elemente 115, 116 und 117 die direkten Gegenstücke zu den Elementen 111, 112 bzw. 113 sind, angeschlossener Drainelektrode dient der Transistor 114 als Verstärkertransistor der zweiten Stufe. Die Gateelektrode des Transistors 118 liegt an der Drainelektrode des Transistors 114. Der Transistor 118 ist mit seiner Sourceelektrode an Masse angeschlossen, mit seiner Drainelektrode an eine Last der oben erwähnten Art, in welcher die Elemente 119, 120 und 121 die direkten Gegenstücke zu den Elementen 111, 112 und 113 sind, und er dient als Verstärkertransistor der dritten Stufe.

Das Begrenzerausgangssignal erscheint an der Drainelektrode des Transistors 118 und wird über den Ausgangsanschluß 104 auf die Last 107 gekoppelt. Wegen der hohen Verstärkung und der schnellen Anstiegszeit des Verstärkers zeigt das Ausgangssignal schnell wechselnde übergänge zwischen einem ersten Pegel, der praktisch gleich dem Potential der positiven Spannungsquelle ist, und einem zweiten Pegel von praktisch Massepotential.

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Außer der Ansteuerung der Lastschaltung wird das Ausgangssignal weiterhin direkt der Gateelektrode des Elementes 122 zugeführt, dessen Sourceelektrode auf Masse liegt. Der Leitungskanal dieses Elementes, das alternativ zwischen einem Zustand hoher Leitfähigkeit und einem Zustand hohen Widerstandes durch das Begrenzerausgangssignal umgeschaltet werden kann, ist durch den Leitungskanal des Elementes 132 überbrückt, dessen Sourceelektrode an Masse liegt und dessen Gate- und Drainelektrode ζusammengeschaltet sind und an der Drainelektrode des Elementes 122 liegen.

Drain- und Gateelektrode des Elementes 124 liegen an der positiven Spannungsquelle 100 und seine Sourceelektrode ist mit den Drainelektroden der Elemente 122 und 123 verbunden und dient für diese als Stromquelle. Ein Element 125 mit geerdeter Sourceelektrode und mit an den Verbindungspunkt der Gate- und Drainelektroden des Elementes 123 angeschlossener Gateelektrode ist mit dem Element 123 in bekannter Weise zu einem Stromspiegel zusammengeschaltet .

Eine Stromquelle für das Element 125 wird durch einen nichtlinearen Widerstand dargestellt, der durch den Leitungskanal des Elementes 126 gebildet wird, dessen Gate- und Drainelektroden zusammen an die Spannungsquelle 100 angeschlossen sind und dessen Sourceelektrode mit der Drainelektrode des Elementes 125 verbunden ist. Der Leitungskanal des Elementes 126 ist durch die durch das Element 127 gebildete'Kapazität überbrückt, wobei die Gateelektrode des letzteren an der Klemme 100 liegt und seine Source- und Drainelektroden gemeinsam an der Sourceelektrode des Elementes 126 liegen. Der Leitungskanal des Elementes 128 bildet einen Widerstandsweg zwischen einem Anschluß der durch das Element 127 gebildeten Kapazität und der Gateelektrode des Eingaiigsverstärkertransistors 100, wobei die Sourceelektrode des Elementes 128 an die zusammengeschalteten Source- und Drainelektroden des Elementes 127 angeschlossen sind. Bei zusammengeschalteten Gateelektroden der Elemente 128 und 127 wird der durch den leitenden Kanal des Elementes 128 gebildete Widerstand in einem geeig-

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neten Bereich gehalten, der geeignet ist, um die Spannung an der durch das Element 127 gebildeten Kapazität zu filtern.

Wenn eine Ausgangssignalschwingung zum Massepotentialbegrenzungspegel das Element 122 in seinen Zustand hohen Widerstandes bringt, dann dient der von der Quelle 124 gelieferte Strom als Eingangsstrom für den Stromspiegel aus den Elementen 123 und 125. Durch geeignete Bemessung der Geometrie der Elemente 123, 124 und 125 gegenüber der Geometrie des Elementes 126 kann man erreichen, daß der Strombedarf der Drainelektrode des Stromspiegelausgangselementes 125 unter diesen Umständen den von der Stromquelle 126 verfügbaren Strom um eine gewünschte Größe überschreitet. Beispielsweise sind die Abmessungsverhältnisse zur Aufrechterhaltung eines Tastverhältnisses von 50% derart, daß der vom Transistor

125 benötigte Strom zweimal so groß wie der von der Stromquelle

126 gelieferte Strom ist. Der Fehlbetrag wird hauptsächlich durch Abzweigung eines Stromes über die Kapazität 127 gedeckt, welche sich dabei auflädt.

Tritt eine Ausgangssignalschwingung der entgegengesetzten Polarität auf den positiven Betriebsspannungsbegrenzungspegel zu auf, dann leitet das Element 122 stark und verringert die Gate-Source-Vorspannung der Stromspiegelelemente 123 und 125 auf praktisch Null, wobei der Strombedarf an der Drainelektrode des Elementes 125 praktisch auf Null geht. Bei einer solchen Signalausschwingung, wo das Element 125 praktisch gesperrt ist, entlädt sich der Kondensator 127 über den Leitungskanal des Elementes 126.

Man sieht also, daß Perioden der Aufladung der Kapazität 127 mit Perioden ihrer Entladung abwechseln. Die Mittelwerte der entsprechenden Lade- und Entladeströme hängen vom Tastverhältnis des Schalterelementes 122 und damit vom Tastverhältnis des Ausgangssignals des Begrenzers ab.

Die resultierende Regelspannung, die am Kondensator 127 entsteht, wird durch die Wirkung des Widerstandes 128 und des Kondensators 109 weitergefiltert und stellt den Arbeitspunkt des dreistufigen

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Verstärkers so ein, daß eine Begrenzung mit einem Symmetrierungsmaß auftritt, welches für die Einstellung des gewünschten Wertes des Tastverhältnisses (im hier beschriebenen Beispiel also 50%) geeignet ist.

Man sieht, daß die Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 2 zwar eine Tastverhältnisregelung über eine Betriebsart entsprechend derjenigen der in Fig. 1 dargestellten Schaltung bewirkt, sich von dieser aber in einigen Details der Schaltungsausbildung unterscheidet. Beispielsweise sieht man, daß die Kapazität 127, welche sich periodisch auf- und entlädt, auf einen nicht an Masse liegenden Anschluß 100 der Stromversorgungsquelle gemäß Fig. 2 zurückgeführt ist, während die Kapazität 15 gemäß Fig. 1 auf Masse geführt ist. Zur Anpassung an diese Kapazitätsanordnung bewirkt das geschaltete Stromwegelement 125 in Fig. 2 eine Aufladung der Kapazität 127, wenn es mit dieser in Reihe geschaltet wird, und erlaubt eine Entladung der Kapazität 127, wenn es praktisch aus dem Stromkreis ausgeschaltet wird. Im Gegensatz dazu bewirkt der geschaltete Stromweg (Stromsenke 20) in Fig. 1 eine Entladung der Kapazität 15, wenn er mit dieser in Reihe geschaltet ist, und ermöglicht eine Aufladung der Kapazität 15, wenn er aus deren Kreis ausgeschaltet ist.

Fig. 3 stellt ein Blockschaltbild eines PLL-Systems dar, welches eine Frequenzvervielfacherfunktion ausübt, und bei welcher die oben beschriebene Begrenzungsanordnung mit Vorteil verwendet werden kann. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) 200 erzeugt gemäß Fig. 3 ein Ausgangssignal, welches einem Frequenzteiler 210 zugeführt wird. Der Ausgang des Frequenzteilers wird einem Eingang einer Phasenvergleichsschaltung 220 zugeführt, deren anderer Eingang über einen Begrenzer 230, beispielsweise von der in Fig. 2 gezeigten Art, gespeist wird, der ein am Eingangsanschluß 103 zugeführtes externes Bezugssignal verarbeitet. Die verarbeiteten Bezugssignale, die am Begrenzerausgangsanschluß 104 entstehen, zeichnen sich dadurch aus, daß sie im wesentlichen sowohl konstante Amplitude als auch konstantes Tastverhältnis

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haben trotz gegebenenfalls auftretenden Änderungen in der Amplitude der Bezugssignale, die dem Begrenzereingang zugeführt werden. Das Ausgangssignal der Phasenvergleichsschaltung 220 wird durch ein Tiefpaßfilter 240 gefiltert, so daß eine Regelspannung zur Zuführung zum Regeleingang des Oszillators 200 entsteht.

Im Betrieb des PLL-Systems gemäß Fig. 3 erzeugt der Oszillator 200 an seinem Ausgangsanschluß 0 eine phasensynchronisierte und in der Frequenz vervielfachte Version der Eingangsbezugssignale. Es sei ein Anwendungsbeispiel des in Fig. 3 dargestellten PLL-Systems erwähnt: Die am Eingang 103 zugeführten Eingangsbezugssignale seien Bezugsschwingungen der Farbträgerfrequenz (beispielsweise etwa 3,58MHz), die von dem Bezugsfrequenzoszillator eines Farbfernsehempfängers abgeleitet werden. Der Frequenzteilerfaktor des Frequenzteilers 210 beträgt Drei. Das Ausgangssignal des Oszillators 200 kann Signale der dreifachen Farbträgerfrequenz (also etwa 10,74 MHz) sein, die als Taktsignale für ein CCD-Kammfilter dienen, mit Hilfe dessen die Leuchtdichte- und Farbsignale getrennt werden (beispielsweise wie es in der bereits erwähnten Patentanmeldung von Carnes et al erläutert ist.

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Claims

PATENTANWÄLTE DR. DIETER V. BEZOLD DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER MARIA-THERESIA-STRASSE 22 POSTFACH 86 02 60 D-8OOO MUENCHEN 86 TELEFON 089/47 69 06 4768 19 AB SEPT. 1980: 4706006 TELEX S22 638 TELEGRAMM SOMBEZ RCA 71066/Sch/Vu U.S. Ser. No. 033,944 vom 27. April 197 9 RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.) Patentansprüche

1) Schaltungsanordnung mit einer Kombination einer Signalbegrenzerschaltung, deren Eingangsanschluß ein Wechseleingangssignal zur Ableitung eines Ausgangssignals in Form von Schwingungen der Eingangssignalfrequenz zugeführt wird, die abwechselnd auf einem ersten bzw. zweiten Begrenzungspegel verweilen, gekennzeichnet durch eine Spannungserzeugerschaltung (15,17,19,20), welche unter Steuerung durch die Ausgangssignale des Begrenzers einen ersten Betriebszustand einnehmen, in welchem während derjenigen Perioden, wo die Schwingungen auf dem ersten Begrenzungspegel verweilen, und einen zweiten Betriebszustand während derjenigen Perioden, wo die Schwingungen auf dem zweiten Begrenzungspegel verweilen, einnimmt und eine Spannung erzeugt, die gegebenenfalls vorliegende Abweichungen des Tastverhältnisses der Schwingungen von einem vorbestimmten Normwert darstellen, und durch eine Regelschaltung (14), die mit Hilfe dieser Spannung den Betrieb des Begrenzers im Sinne eines Entgegenwirkens dieser Abweichungen steuert.

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2) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungserzeugerschaltung enthält eine Kapazität (15), eine Schaltereinrichtung (19), welche unter Steuerung durch das Ausgangssignal der Begrenzerschaltung den Ladungszustand der Kapazität in einem ersten Sinne während derjenigen Perioden, wo die Schwingungen auf dem ersten Begrenzungspegel· verweilen, verändert, und den Ladungszustand der Kapazität in einem zweiten, dem ersten Sinne entgegengesetzten Sinne während derjenigen Perioden, wo die Schwingungen auf dem zweiten Begrenzungspegel verweilen, modifiziert.

3) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsregeleinrichtung enthält eine Kapazität (15), eine erste Ladungsmodifizierungseinrichtung (17), die mit der Kapazität gekoppelt ist, um deren Ladungszustand in einer ersten Änderungsrichtung und mit einer ersten Änderungsgeschwindigkeit zu verändern, eine zweite, wahlweise in Betrieb nehmbare Ladungsmodifizierungseinrichtung (20), die mit der Kapazität gekoppelt ist, um deren Ladungszustand in einer zweiten Richtung und mit einer zweiten Änderungsgeschwindigkeit zu modifizieren, wobei die zweite Änderungsrichtung der ersten Änderungsrichtung entgegengesetzt ist, und eine Einrichtung (19), die mit der zweiten Ladungsmodifizierungseinrichtung gekoppelt ist und unter Steuerung durch das Ausgangssignal die zweite Ladungsmodifizierungseinrichtung nur während Ausgangssigna!schwingungen über den vorbestimmten Normwert in Richtung des ersten Begrenzungspegels in Betrieb setzt, ferner durch eine mit der Kapazität gekoppelte Einrichtung (14) zur Zuführung einer Spannung zum Eingangsanschluß, die Veränderungen unterworfen ist infolge von Veränderungen der in der Kapazität gespeicherten Ladung, wobei die erste und die zweite Änderungsrichtung und die relativen Größen der ersten und zweiten Änderungsgeschwindigkeit mit der Zeit derart sind, daß die dem Eingangsanschluß zugeführten Spannungsänderungen Abweichungen des Verhältnisses der entsprechenden Zeitdauern von 1) jeder Ausgangssignalschwingung über den vorbestimmten Normwert in Richtung des ersten Begrenzungspegels

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und 2) Ausgangssignaländerungen zuzüglich folgenden Ausgangssignalschwingungen über den vorbestimmten Normwert in Richtung des zweiten Begrenzungspegels von einem vorbestimmten Tastverhältnis entgegenwirken.

4) Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Ladungsmodifizierungseinrichtung kontinuierlich in Betrieb ist.

5) Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Ladungsmodifizierungseinrichtung einen Ladekreis (17) für die Kapazität enthält, der einen mit der Kapazität gekoppelten und zur Führung eines ersten Stromes ausgelegten Ladestromweg enthält, und daß die zweite Ladungsmodifizierungseinrichtung eine Entladeschaltung (20) für die Kapazität mit einer Entladestromstrecke aufweist, welche an die Kapazität angeschlossen und für die Führung eines zweiten Stromes bestimmt ist, daß einer der beiden Stromwege kontinuierlich in Betrieb ist und der andere Stromweg diskontinuierlich in Betrieb ist, daß eine Einrichtung (19) vorgesehen ist, welche unter Steuerung durch das Ausgangssignal den anderen Stromweg nur dann in Betrieb nimmt, wenn Ausgangssignalschwingungen über den Zwischenpegel in Richtung des ersten Begrenzungspegels hinausgehen, daß mit der Kapazität eine Einrichtung (13,14) gekoppelt ist, welche dem Eingangsanschluß eine Vorspannung zuführt, die Schwankungen unterworfen ist infolge von Schwankungen der durch die Kapazität gespeicherten Ladung, daß die Polung und relative Größe des ersten und zweiten Stromes so bemessen sind, daß die am Eingangsanschluß zugeführten VorspannungsSchwankungen Abweichungen des Verhältnisses der entsprechenden Zeitdauern von 1) jeder Ausgangssignalschwingung über den Zwischenpegel in Richtung auf den ersten Begrenzungspegel und 2) der Ausgangssignalschwingung zuzüglich der nachfolgenden Ausgangssignalschwingung über den Zwischenpegel in Richtung auf den zweiten Begrenzungspegel von einem vorbestimmten Tastverhältnis entgegenwirken.

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6) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , gerkennzeichnet durch Anordnung in einem Phasensynchronisiersystem mit einem spannungsgesteuerten Oszillator (200), einer Phasenvergleichsschaltung (220), einer Rückkopplungsschleife (210), die unter Steuerung durch das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators der Phasenvergleichsschaltung ein örtliches Oszillatoreingangssignal zuführt, daß der Begrenzer in einem Signalweg zur Zuführung eines Bezugseingangssignals zur Phasenvergleichsschaltung angeordnet ist und daß eine Einrichtung vorgesehen ist, die unter Steuerung durch das Fehlerausgangssignal der Phasenvergleichsschaltung das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators in einem Sinne ändert, daß Abweichungen von einer vorbestimmten Phasenbeziehung zwischen dem Bezugseingang und dem Oszillatorschwingungseingang der Phasenvergleichsschaltung entgegengewirkt wird.

7) Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungsschleife einen Frequenzteiler (110) enthält, welche dem Eingang der Phasenvergleichsschaltung die frequenzgeteilte Oszillatorschwingung zuführt.

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