DE2627218B2

DE2627218B2 - Vorspannungsstabilisationsschaltung in einer Vertikalablenkschaltung

Info

Publication number: DE2627218B2
Application number: DE2627218A
Authority: DE
Inventors: Osamu Chigasaki Fujita (Japan)
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1975-06-20
Filing date: 1976-06-18
Publication date: 1979-03-22
Also published as: FR2315208B1; DE2627218A1; FR2315208A1; US4052645A; DE2627218C3; GB1533447A; CA1066800A

Description

eingegangen.

Die gestrichelte Linie c in Fig. 2D gibt eine Gleichspannung wieder, die einer mittleren Gleichspannung an dem mittleren Punkt c /wischen den Au.sgangstransistoren 5 und 6 entspricht. In Abhängigkcit vom Spannungsvcrlauf an dem mittleren Punkt c und den Größen der Widerstände 14 und 15 sowie des Kondensators 16. die den Glättungsfilterkreis bilden, begreift die Spannung an dem Punkt c für gewöhnlich einen mehr oder weniger pulsierenden Strom ein. obwohl es sich mitunter um einen vollständigen Gleichspannungsverlnuf handeln kann. Der Spannungsverlauf an dem Punkt c und tier Spunnungsverlaiif an dem mittleren Punkt c· werden durch die Widerstände 14 und I¹J geleilt, so da 13 an einem Punkt /" ein .Spannungsverlauf (f in I'ig. 2D) erzeugt wird, und der Impulsspit/cnwerl \'rt\ des Spanniingsverlaiifs an dem Punkt /ändert sich mit der minieren Gleichspannung an Hi¹IIi mitllrrrn Punkt /· niiinlirh ili*m mitili'rrn PunWi /v.isclien den AusgangstransiMoren 5 und 6. Die liasisvorspannung des Transistors 11 wird durch die Widerstände 12 und 13 so gewählt, daß der Transistor Il nur im Ansprechen auf ein Impulssignal während tier Rücklaufperiode t. des Spanniingsverlaiifs an dem Punkt /leitet.

Der Transistor Il leitet also nur während der Riicklaiifperiode i, und sein Kollektorstrom durchfliegt den Widerstand 17 und ladet den I ingangskoppelkondensator 2 auf. so daß an die liasis des Treibertransistors J eine erforderliche Vorspannung angelegt wird. Die in dem Fingangskoppelkondensator 2 gespeicherte Ladung wird über den Widerstand 17 und den ! rcibertransistor 3 entladen. Dieser Lntladestrom ist so schwach, daß die Spannung über dem Fingangskoppelkondensator 2 nicht wesentlich beeinflußt wird, obwohl sie mit tier Zeit geringfügig abnimmt, und der Mingangskoppclkondcnsator wird durch das nächste Rücklaufimpiilssignal erneut aufgeladen. Die Spannung über dem F.ingangskoppclkondensator 2 verbleibt daher bei einem im wesentlichen festen Wert.

Die Arbeitsweise der Vorspannungsstabilisationsschaltung für den mittleren Punkt der findstufe ist die folgende.

Falls die Vorspannung am mittleren Punkt der Endstufe steigen sollte (d.h. falls die Gleichspannung des Spannungsvcrlaufs c in F i g. 2C steigt), so nimmt auch die Spannung c in Fig. 2D. die der mittleren Gleichspannung am mittleren Punkt der [indstufc entspricht, einen steigenden Verlauf. Demgemäß steigt auch der Impulsspit/enwert V> _: während der RLJcklaufperiode des Spannungsverlaufs an dem Punkt /'(der Spannungsverlp.ul /'in Fig. 2D). so daß der Transistor 11 stärker leitet. Der Koliekiorstrom des Transistors 11 nimmt also zu und der Ladestrom des Eingangskoppelkondensators 2 wird stärker. Infolgedessen erhöht sich die Spannung über dem Eingangskoppelkondensator 2 und die Basisspannung des Treibertransistors 3 steigt, so daß der Treibertransistor 3 im Sinne einer Senkung der Spannung an dem mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 arbeitet. Die Vorspannungsstabilisationsschaltung ist daher bei einer durch die Basisvorspannung des Transistors 11 bestimmten Spannung abgeglichen und die Vorspannung am mittleren Punkt der Endstufe ist stabilisiert.

Problematisch ist hierbei der Spannungsverlauf am Punkt f. Wenn die Werte für den Ausgangskoppeikondensator 9. den Filterkondensator 16 und die Widerstände 14 und 15 hinlänglich groß gewählt sind, sind die .Spannungsverläufe an den Punkten c, fund fin Fig. I die in F'i g. 3A, B und C gezeigten und werfen keir Problem für den normalen Betrieb im eingeschwunge nen Zustand auf. Im Augenblick des Einschaltens jedoch ' erscheint die Vertikalkomponentc des Bildes nichl momentan, da eine unbegrenzte Zeitspanne erforderlich ist, um die Kondensatoren 9 und 16 bis zuir eingeschwungencn Zustand zu laden (wobei in diesen-Fall auf dem Schirm eine helle Horizontallinit

to erscheint), oder die Vcrtikalamplitude des Bildes isl unmittelbar nach dem Einschalten klein und wire allmählich großer oder tlas Bild verschiebt sich infolgt ties Unterschiedes in den Ladezeitkonstanten tlei Kondensatoren nach oben und nach unten.

i' Zur Ausschaltung dieser Unzulänglichkeiten könnter die Werte für den Ausgangskoppclkondensator 9. der Filterkoiidensalor 16 und die Widerstände 14 und 15 herabgesetzt werden, um das Schwinden oder die Vorschiehunp; des Hildes im Aiip;pnhlirli Hps FlⁿV_'h:i!ri_ⁱni.

2i zu vermeiden. Doch enthalten die .Spannungsverläufe an tlcn Punkten c, c und / in diesem Fall einen beträchtlichen pulsierenden Strom, wie dies in F i g. 4A 13 und C gezeigt ist.

Problematisch ist hierbei der Spannungsverlauf der

.'-> I'ig. 4C. in dem die Werte von V_n/ ι und Vn2 /u nahe beieinander liegen.

Dc Transistor Il darf im wesentlichen nur während der Rü'.'klaufperiode arbeiten und muß während tier I linlaulperiode gesperrt werden. Falls der Wert von

so Vm zu groß ist. kann der Transistor 11 während der I linlaufperiode arbeiten, so daß 'lic Basisvorspanmmg ties Treibertransistors 3 verändert wird. Dies ist insofern mit einem Mangel \ erblinden, als sich die Linearität ties Bildes verschlechtert. Selbst wenn Vn _: bei Raiimtempe-

r. raiur ein wenig kleiner ist als I> , und ein Arbeiten des Transistors 11 bei Vr:: verhindert wird, kann sich die Basisvorspannung des Fransisiors Il im Zuge von Schwankungen der Umgebungstemperatur und tier Speisespannung soweit ändern, daß tier Transistor Il

im bei Vn2 betätigt wird. Dies führt zur Verschlechterung der Bildlinearität.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine

V'(jr*.n:jnnnntr<.(.t ^ihi li(-!j 1 ii>n>.Sch;l!tl!n^iT ei Cr CIn¹¹UMLTS (Te nannten Art derart auszubilden, daß sich die ßildlincari-' tat infolge von Änderungen in der Umgebungstemperatur und Speisespünnungsschwankungen zur Sicherung einer hohen Güte der Bildwiedergabe nicht verschlechtert und bei der es außerdem beim Einschalten nicht zu einer Bildverschiebung und zu einem zeitweisen Ausfall

Vi einer Vertikalkomponentc des Bildes kommt.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch ^ löst, daß in der Vorspannungsstabilisationsschaltung eine durch eine Konstantstromschaltung gespeiste Differentialverstärkerschaltung vorgesehen ist, wobei ein erster

"ii Eingang der Differentialverstärkerschaltung mit einer eine Gleichspannungsvorspannung erzeugenden Schaltung und ein zweiter Eingang der Differentialverstärkerschaltung mit einer aus den an dem mittleren Punkt der Endstufe vorhandenen Ausgangssignalen der

'■'' Endstufe eine gemittelte Spannung erzeugenden Schaltung verbunden ist, und wobei ein erster Ausgang der Differentialverstärkerschaltung am Verbindungspunkt des Eingangskoppelkondensators mit der Treiberstufe liegt, und daß die Konstantstromquelle so geschaltet ist,

'■'■ daß sie nur während der vertikalen Rücklaufperiode betätigt ist.

Durch die nur während der Rücklaufperiode erfolgende Einschaltung der erfindungsgemäßen Stabilisa-

tionsschaltung ist unter allen Bedingungen die l.inearilät während der Ablcnkpcriode sichergestellt. Damit wird eine hohe Qualität der Bildwiedergabe erreicht. Außerdem ist die crfindungsgemäf3c Vorspannungsstabilisationsschaltung derart abgeglichen, daß Übergangseffckte und Einschwingeffektc beim Einschalten vermieden sind, was den Vorteil hat, daß sofort ein stabiif ; Bild auf dem Bildschirm erscheint. Ferner ist die erfindungsgemäße Vorspannungsstabilisationsschallung in vorteilhafter Weise für eine Ausführung als integrierte Schaltung besonders geeignet.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gegeben, daß die als Konstantstromquelle für die Differcntialvcrstärkersehaltung dienende Konstantstromschaltung beim Absinken der Speisespannung unter einen bestimmten .Spannungswert abschaltbar ist. wobei der Betrieb der Vorspnnnungsstabilisationsschaltung für den mittleren Punkt der Endstufe unterbrech bar ist. Der da:nii verbundene Vorteil besteh; darin, daß auch im Falle des Ausschaltens und unmittelbar darauf folgenden erneuten Einschaltet™ unerwünschte Bildver Schiebungen oder Ausfälle der Vcrtikalkomponcnte durch Einschwingvorgänge vermieden werden, so daß auch beim Einschalten nach unmittelbar vorausgegangenem Ausschalten sofort ein stabiles Bild auf dem Bildschirm erscheint.

Aus den IJntcransprüchen ergeben 'ich auch noch weitere Vorteile der Erfindung.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispiclen unter Bezugnahme auf die Zeich..iing beschrieben. Es zeigt

E i g. I ein elektrisches .Schaltschema einer im wesentlichen nach dem .Stand der Technik bekannten Vorspannungsstabilisa lionsscha I lung;

E i g. 2A —2D Spannungsverläufe zur Erläuterung der Betriebsvorgänge bei der Schaltung der E i g. I:

['ig. 3A —JC" und 4Λ —4C Spannungsverläiifc zur Erläuterung der Betriebsvorgänge bei der Schaltung der F ig.!:

E i g. 5 ein elektrisches Schaltschema einer Vorspan· *o nungsstabilisationsschaltung gemäß einer Ausfiihrungsform der Erfindung;

F i g. 6 ein eiukii isl'ncs Schaiiscnema einer wcitereniwickclten Ausführungsform der Vorspannungsstabilisatiorsschaltungder F i g. 5;

I-ι g. 7 ein elektrisches Schaltschema einer anderen weiterentwickelten Ausführungsform der Vorspannungsstabilisationsschaltung der F i g. 6;

F i g. 8A —8C Spannungsveriäufe zur Erläuterung der Betriebsvorgänge bei der Schaltung der F i g. 7;

F i g. 9 ein elektrisches Schaltschema eines wesentlichen Teils einer weiteren Ausführungsform der Vorspannungsstabilisationsschaltung der F i g. 7;

Fig. 10 ein elektrisches Schaltschema einer weiterentwickelten Ausführungsform der Vorspannungsstabilisationsschaltung der F i g. 7;

F i g. 1! ein elektrisches Schaltschema nach einer weiterentwickelten Ausführungsform der Vorspannungsstabilisationsschaltungen der F i g. 7 und 10;

Fig. 12 Spannungsverläufe zur Erläuterung der Betriebsvorgänge bei der Schaltung der Fig. 11;

F i g. 13 ein elektrisches Schaltschema einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorspannungsstabilisationsschaltung;und

Fig. 14 ein elektrisches Schaltschema nach einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorspannungsstabilisationsschaltung.

Eine erste Ausführungsform der Erfindung ist in E i g. 5 dargestellt, in der diejenigen Schaltelemente, die den in Fig. 1 gezeigten entsprechen, mit den gleichen Bczugsz.ahlen versehen sind wie dort.

Bei der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform stellen die Transistoren 18,19 und 20 eine Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe dar, die der Schaltung des Transistors 11 in Fig. I entspricht. Der Transistor 18 dient auch als Konstantstromschaltung für die Transistoren 19 und 20, die eine Differentialverstärkerschaltung bilden. Die Basis des Transistors 18 ist an einen Ausgangsanschluß einer Impulsgcneratorschaltung 21 gelegt und der Transistor wird durch deren Ausgangs signal in dem Sinne impiilsgcslcucrl, daß er nur wahrend der Rücklaufperiode arbeitet, wogegen er während der llinlaufperiodc in den nichtleitenden Zustand gesteuert ist. Der Eingangsanschluß der Impulsgeneratorschaltung 21 ist an einen mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 gelegt. Es sind Emitter-

Li. UMU i.J ItII I f dl!M.MWi"CM

vorgesehen, um den Abgleich der Transistoren zu verbessern. Die Widerstände 22 und 2.3 können aber auch entfallen. Für den Transistor 19 sind Basisvorspannungswiderstände 24 und 25 vorgesehen, die indirekt eine mittlere Spannung an dem mittleren Punkt c der Ausgangstransistoren 5 und 6 aufrechterhalten. Die Basis des Transistors 18 ist an den Ausgangsanschluß der Impulsgeneratorschaltung 21 gelegt, während sein Kollektor an den Verbindungspunkt der Emitterwiderslände 22 und 23 gelegt ist. Ein Widerstand 26 und ein Kondensator 27 dienen zur Glättung der Spannung an dem mittleren Punkt zwischen den Ausgangstransistorcn 5 und 6. Der Widerstand 26 ist mit dem einen Ende an den mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 gelegt. Die Basis des Transistors 20 ist an den Verbindungspunkt des Widerstandes 26 und des Kondensators 27 gelegt. Der Kollektor des Transistors 19 ist an die Basis des Treibertransistors 3 gelegt.

Es seien nun kurz die Betriebsvorgänge bei der Vorspannungsstabilisationssehaltung der F ι g. 5 erläutert.

Falls sich das Potential an dem mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 erhöhen soiiie, steigt die miniere Spannung an dem mittleren Punkt c an. so daß die Transistoren 19 und 20 der Differentialverstärkerschaltung in der Weise betätigt werden, daß der Kollektorstrom des einen dieser Transistoren, nämlich des Transistors 19. zunimmt. Die Betnebsvorgänge sind danach die gleichen wie bei der Anordnung der Fig. 1, so daß nicht näher darauf eingegangen werden soll. In dieser Weise wird der mittlere Fpannungspegel an dem mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 bei dem durch die Widerstände 24 und 25 bestimmten Spannungswert stabilisiert.

Es sei hier bemerkt, daß die Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe, umfassend die Transistoren 18, 19 und 20, nur während der Rücklaufperiode arbeitet. Auch wenn in dem Signalverlauf an dem Punkt d ein pulsierender Strom enthalten ist, so sind die Konstantstromschaltung und die Differentialverstärkerschaltung während der Hinlaufperiode doch vollständig blockiert, so daß der bei den bekannten Anordnungen auftauchende Mangel, nämlich die Linearitänsverschlechterung, nicht zum Tragen kommt. Auch ist es möglich, für die Kondensatoren 9 und 27 und für den Widerstand 26 beliebig gewünschte Werte zu wählen, ohne daß zum Zeitpunkt des Einschaltens eine Bildverschiebung bewirkt wird und ohne daß die

Vertikalkomponenie (Jos Bildes beim Einsehalien verschwindet. Überdies wird die Hildlincaritäl durch Änderungen der Umgebungstemperatur und Schwankungen in der Größe der Komponenten nicht beeinflußt.

In Fig.β ist eine Vorspannungsstabilisalionsschaltung dargestellt, die im Vergleich zur Vorspannungsstabilisatiom. -chaining der F i g. 5 noch vorteilhafter ist. In Fig. 6 sind die entsprechenden Bauteile mit den gleichen Bezugszahlen versehen wie in F i g. 5. Die Anordnungen der F i g. 5 und F i g. 6 unterscheiden sich in der Art der Entnahme ties mittleren .Spannungswerts an dem mittleren Punkt /wischen den Ausgangslransisloren 5 und 6. Bei der Anordnung der F i g. ^r> wird der Spannungsvcrlauf an dem mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 vermittels des Filierkreises durch den Widerstand 2b und den Kondensator 27 geglättet. Demgegenüber ist bei der Anordnung der F i v. h du* Ablrnk^nnlr· IO ;in rlip Stellt* des Ausgangskoppclkondensators 9 in F i g. 5 gerückt und umgekehrt. Anaders ausgedrückt, die Ablenkspule ist mit dem einen Ende direkt an den mittleren Punkt c gelegt und der Kondensator 9 ist /wischen das andere Ende der Ablenkspule IO und Erde geschaltet, wobei die an dem Verbindungspunkt des Ausgangskoppelkondcnsators 9 und der Ablenkspule IO erscheinende Spannung über dem Ausgangskoppelkondcnsator 9 als Eingangssignal für den Transistor 20 in der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe dient. Ist die Kapazität des Kondensators 9 hinlänglich groli, so ist die Spannung über dem Ausgangskoppelkondensator 9 im wesentlichen frei von einer pulsierenden Komponente, wie in F i g. 3B gezeigt, die also als mittlere Spannung an dem mittleren Punkt der Endstufe erscheint. Wird die Kapazität des Ausgarigskoppelkondeiisators 9 auf einen erforderlichen Mindestwert herabgesetzt, so enthalt die an dem mittleren Punkt der Endstufe erscheinende mittlere Spannung eine relativ starke pulsierende Komponente, wie sie in F i g. 413 ge/cigt ist. Wird dieses Signal als Eingangssignal der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe verwendet, so wird natürlich die gleiche Wirkweise wie bei der Anordnung der Fig. 5 erzielt, wiewohl in diesem Fall für die Widerstände 24 und 25 andere Werte zu wählen sind, um die Vorspannung des Transistors 19 zu ändern.

Wie sich beim Vergleich mit F i g. 5 ergibt, ist die Vorspannungsstabilisationsschaltung der F i g. 6 weniger aufwendig, da der Widerstand 26 und der Kondensator 27 in Fortfall kommen. Wenn die Schaltung in IC-Bauweise aufgebaut ist, ist das Fortfallen des Kondensators 27 von Bedeutung, weil der Kondensator ein blockfremdes Element ist. Im Vergleich zu Fig.5 ist ferner festzustellen, daß die Schaltung der Fig. 6 nach dem Einschalten rascher einen stabilen Zustand erreicht. Dies hat den folgenden Grund. Wenn bei der Anordnung der F i g. 5 eine gegebene, durch die Zeitkonstante des Widerstands 26 und des Kondensators 27 bestimmte Zeitspanne verstrichen ist, nachdem der Ausgangskoppelkondensator 9 aufgeladen wurde und die Spannung an dem mittleren Punkt c auf den Wert einer normalen Betriebsspannung angestiegen ist, so nimmt das Potential an dem Punkt d den Wert der mittleren Gleichspannung an dem mittleren Punkt zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 an. Da anderseits in Fig. 6 die mittlere Gleichspannung an dem mittleren Punkt zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 aus der Spannung über dem Ausgangskoppelkondensator 9 entnommen wird, kann sich keine zeitliche Verzögerung ergeben, bedingt durch den Widersland 26 und den Kondensator 27, die in die Schaltung der F i g. ^r> einbegriffen sind.

Mit der Ausführungsform der Fig. 6 läßt sich also eine entsprechende Wirkung hervorbringen wie mit jener der F i g. 5, wobei jedoch der Vorteil vermittelt wird, daß die Schaltung sogleich nach dem Einschalten in einen stabilen Betriebszustand übergeht.

Es sei nun der Einschwingvorgang bei der Schaltung der Fig. 6 zum Zeitpunkt des F.inschaltcns erörtert. Da die gleichen Betrachtungen auch für I·" i g. 5 gelten, mag die Anordnung der Fig. b als repräsentativ angesehen werden.

Zum Zeitpunkt des Einschaliens steigt die Spannung an der Basis des Transistors 19. also an dem Punk" g, in einem durch die Widerstände 24 und 25 bemessenen Gradienten des Anstiegs der Speisespannung V₁₁ an. Die

in Relation zur Ladezeitkonstante des Ausgangskoppclkondensators 9, und mit der Zunahme der Kapazität des Ausgangskoppelkondensators 9 erhöht sich die Basisspannung des Transistors 20 langsamer. Falls also der als Konstantstromquelle dienende Transistor 18 vom Augenblick des Einschaltens an normal arbeitet, wird der Transistor 20 nach dem Einschalten in den Durchlaßzustand gesteuert und der Transistor 19 wird gesperrt, da die Basisspannung des Transistors 20 niedriger ist als die Basisspannung des Transistors 19. Ist der Gleichspannungspegel am Ausgang der Sägezahngeneratorschaltung 1, also an dem Punkt ;/, zu diesem Zeitpunkt niedrig, so werden der Treibertransistor 3 und der eine der Ausgangstransistoren, nämlich der Transistor 6. abgeschaltet, und an dem mittleren Punkt c erscheint kein Ausgangssignal. Da andererseits der andere Ausgangstransistor 5 ein Emitterfolger ist. der mit dem Ausgangskoppelkondensator 9 zum Durchtritt des Ladungsstroms durch die Ablenkspule 10 gekoppelt ist, nimmt die Spannung über dem Ausgangskoppelkondensator allmählich zu. und im Zuge der .Spannungserhöhung erscheint an dem mittlere:¹ Punkt c ein Ausgangsspannungsverlauf. Ist der Ausgangskoppelküiideiisaior 9 voll aufgeladen, so beginnt der normale Betrieb. Während dieses Einschwingvorgangs erscheint demgemäß am Ausgang ein vorbestimmter Spannungsverlauf noch nicht, doch erscheint sogleich nach dem Einschalten ein Gleichspannungsverlauf und danach erscheint ein Sägezahnausgangsverlauf (einschließlich des Rücklaufimpulses), djr in seiner Amplitude allmählieh zunimmt. In diesem Fall ist deshalb die Vertikalkomponente unmittelbar nach dem Einschalten in dem Bild nicht repräsentiert und die Vertikalamplitude wird danach allmählich stärker. Ein solcher Zustand der Bildwiedergabe ist nicht erwünscht.

Bei der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Fig. 7 ist der obige Mangel behoben. Das Kennzeichnende dieser Schaltung liegt in der Sägezahngeneratorschaltung 1, in der für die Spannung über dem Eingangskoppelkondensator 2 im eingeschwungenen Zustand ein kleiner Wert gewählt wird, beispielsweise um 0 bis 0,2 Volt. Bei dieser Anordnung wird eine befriedigende Betriebsweise erzielt, wie dies im folgenden näher ausgeführt werden soll. Sogleich nach dem Einschalten wird die Spannung über dem Eingangskoppelkondensator 2 entladen und der Pegel ist folglich »Null«. Da der Transistor 19 zu diesem Zeitpunkt gesperrt ist, ist die Basisvorspannung des Treibertransistors 3 die gleiche wie das Gicichstrompo-

lcntiiil an dem Punkt ;;. Da (.lie Gleichspannung an dem Punkt «i gleich oder nahe der normalen Arbeitsspannung des Treibertransistors 3 ist, beginnt der Treibertransistor 3 sogleich nach dem Einschalten zu arbeiten.

Demzufolge beginnen auch die Alisgangstransistoren 5 und 6 zu arbeiten. Bei der Schaltung der F i g. 7 besteht daher nicht die Möglichkeit des Ausfalls oder der Kontraktion der Vcrtikalkomponente des Bildes im Augenblick des Einschalten. Selbst wenn dies aber der Fall sein sollte, ist diese Erscheinung weniger ausgeprä'gl und die Dauer kürzer als bei ilen Anordnungen der F i g. 5 und b, und ein Bild mit normaler Vertikalampliüide erscheint praktisch momentan.

Es soll nun auf den Aufbau und die Betriebsvorgänge der Anordnung der I' i g. 7 eingegangen werden. Bei dieser Ausführungsform ist ein einen Impedanzkreis bildender Widerstand 28 mit dem Ausgangskoppelkon-■lensalor 9 in Reihe geschaltet und der Spannungs-eruuii üüüi" ut'riVt Vv luct s'uiiiu 28 gcrii ueiii r.initier eines Schalltransistors 29 zur Steuerung eines Gleichstrompegels Ci^r an dem Kollektor ('es Schalttransistors 29 erscheinenden Säge/.ahnwelle zu. Ein Emitterwiderstand 30 für den Schalttransistor 29 kann gegebenenfalls in Fortfall kommen. Die Bezugszahl 31 bezeichnet einen Kondensator zur Erzeugung einer Sägezahnspannung und mil ilen Bezugszahlen 32 und 33 sind ein Widerstand und ein Rcgelwiderstand für die Aufladung des Kondensators 31 bezeichnet.

Die Betriebsvorgänge bei Jcr Anordnung der Fig. 7 sollen in Verbindung mit F i g. S näher erläuiert werden. Ein Impulssignal mit einer Impulsdauer entsprechend einer Rücklaufperiode 7~„ wie in Fig. 8A gezeigt, geht der Basis des Schalttransistors 29 zu. (Talsächlich wird ein mit einem Synchronsignal für einen Rücklaufperiodcnimpuls in der Endstufe überlagerter Vertikalst nchroii-Triggerimpuls zugeführt). Während der Sperrung des Schalt transistors 29 (d. h. während der I linlaufperiode 7", entsprechend <Ί bis />) fließt aus der Stromversorgung über den Widerstand 32 und den Regelwiderstand 33 ein Ladestrom in den Kondensator 31. Der Kondensator wird also aufgeladen, wobei über dem Kondensator 31 während der Periode t\ bis /_: ein .Spannungsverlauf mit einer leichten positiven Neigung erscheint, wie dies durch die durchgezogene Linie in F i g. 8C dargestellt ist. Ist die Zeit t bis zum Zeitpunkt h fortgeschritten, so geht der .Schalttransistor 29 in den leitenden Zustand über und die in dem Kondensator 31 gespeicherte Ladung fließt rasch ab. Da der in Fig. 8B oder durch die gestrichelte Linie in F i g. 8C dargestellte Signalverlauf, der über dem Widerstand 28 erscheint. dem Emitter des .Schalttransistors 29 zugeht, erscheint an dem Kollektor des .Schalttransistors 29 während der Periode h—h ein Spannungsverlauf, der sich aus der Überlagerung des Emittersignalverlaufs (Fig.8B) und des durch den Entladestrom hervorgerufenen Spannungsverlaufs ergibt, so daß der durch die durchgezogene Linie in Fig. 8C dargestellte Signalverlauf erzeugt wird. Während der Periode fi—ij ist die Emitterspannung des Schalttransistors also gering und nimmt einen rasch fallenden Verlauf. Während der Periode h—u erfolgt hierauf eine Spannungserhöhung durch den Verlauf der Emitterspannung des Schaltiransistors. Zum Zeitpunkt f₄ wird der Schalttransistor 29 wieder gesperrt und der Ladestrom fließt erneut über den Widerstand 32 und den Regelwiderstand 33 in den Kondensator 31, so daß dieser aufgeladen wird. In dieser Weise wiederholen sich die Betriebsvorgänge von dem Zeitpunkt /1 an.

In diesem Zusammenhang sind in F i g. 8C die Größen Kv und V//. zu beachten. V₁₁. stellt einen Spitzenwert des an dem Emitter des Schalttntnsistors 29 erscheinenden Spannungsverlauf dar, während Vf 7· eine Spannung zum Beginn des Hinlaufs im Spannungs erlauf an dem Kollektor des Schalttransistors 29 bezeichnet. Die Differenz zwischen VO'iind V/;>istcinc Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung V</7,,,,;des Schalttransistors 79, die im wesentlichen konstant ist. Die Größe von V₁ ,· hängt demgemäß von Vw ab. Die Größe von Vi r wird durch den die Ablenkspule durchfließenden Strom und die Größe des Widerstandes 28 bestimmt. Der die Ablenkspule 10 durchfließende Strom wiederum bestimmt sich aus der Auslegung oder Festlegung einer Braunschen Röhre, einer Hochspannung und der Ablenkspule. V< /> kann demzufolge verändert werden, indem man den Widerstandsuert des Widerstandes 28 ändert. In dieser Weise läßt sich der Gleichstrompegel eier Säge/ahnweiie an dem Punkt ;j. die als Ausgangssignal der Sägezahngeneratorschaltung 1 erscheint, verändern.

Verwendet man die Schaltung der F-" i g. 7, so kann die Spannung über dem F'ingangskoppelkondensator 2 auf etwa 0 bis 0.2 Volt im eingeschw ungenen Zustand eingestellt werden, indem man den Widerstandswert des Widerstandes 28 entsprechend bemißt. Infolgedessen läßt sich erreichen, daß das Bild beim Einsehalten augenblicklich erseheint, wobei eine gute Bildcharakteristik gewährleistet ist. Wenngleich die Spannung an dem Punkt d aus der Überlagerung des Sparnungsv er laufs über dem Ausgangskoppelkondensator 9 und des Spannunesverl.uifs über dem Widerstand 28 (F-" ig. 8B) resultiert, so ist doch die Amplitude des Spannungs\erlaufs über dem Widerstand 28 so klein, daß sich die pulsierende Komponente in dem Spannungsverlauf an dem Punkt t/ nur sehr geringfügig erhöht, w.is daher vernachlässigt werden kann.

In F-" i g. Q ist eine gegenüber der Schaltung der F 1 g. 7 weiter abgeänderte S.-haltung dargestellt, bei der Vorkehrungen getroffen sind, um das sofortige Erscheinen des Bildes nach dem Einschalten auch fur den Fall einer Änderung der Umgebungstemperatur sicherzustellen. In F i g. 9 ist nur die Sägezahngenr. atorschaltung I dargestellt, doch gleichen die übrigen Teile der Schaltung den entsprechenden Teilen in Fig. 7. so d.ii.i hierauf nicht näher eingegangen /u u erden braucht.

Zur Anordnung der F i g. 7 besteht ein Unterschied insofern, als hier statt des Widerstandes 28 in F 1 g. 7 ein tcniperaturempfindliches Widerstandselement 34 vorgesehen ist. Ändert sich die Umgebungstemperatur, so ändert sich auch der Widerstandsu en des lemperaturempfindlichen Widerstandselements 34. was eine entsprechende Änderung des Gleichspannungspegels der an dem Punkt a erscheinenden Sägezahnspannung nach sich zieht.

Die Basis-Emitter-Vorwärtsspannung des Treibertransistors 3 ändert sich ebenfalls mit der Umgebungstemperatur. Durch eine entsprechende Bemessung des Widerstandswerts des temperaturempfindlichen Widerstandselements 34 in Anpassung an die dutch Temperaturschwankungen bedingten Änderungen der Basis-Emitter-Vorwärtsspannung Vflfi des Treibertransistors 3 kann die durch eine Änderung der Umgebungstemperatur hervorgerufene Spannungsänderung über dem Eingangskoppelkondensator 2 praktisch auf Null herabgesetzt werden, so daß für den gesamten Arbeitstemperaturbereich eine gute Bildcharakteristik zum ZeitDunkt des Einschaltens siehen?pstpllt wird

Da die Basis-Emitter-Vorwärtsspannung des Transisturs mit steigender Umgebungstemperatur abnimmt, kann in der Praxis als temperaturempfindliches Widerslandselement 34 ein Thermistor vorgesehen sein, so daß die Amplitude des Spannungsverlaufs über dem temperaturempfindlichen Widerstandselement 34 abnimmt, wenn sich die Umgebungstemperatur erhöht, während sich der Gleichspannungspegel der an dem Punkt α erscheinenden Sägezahnwelle verringert.

Wiewohl bei der Schaltung der Fig. 9 lediglich ein to tempcraturenipfindliches Widerstandselement 34 vorgesehen ist, kann aber auch eine Reihenschaltung eines temperalurempfindlichen Widerstandselements und eines üblichen Widerstandes verwendet werden, wie ebenso auch eine Parallelschaltung solcher Elemente oder sogar eine Kombination einer Reihen- und einer Parallelschaltung, um so eine entsprechende Kompensationscliarakteristik zu erzielen. Bei der Anordnung der F i g. 9 ist also auch bei Berücksichtigung von Schwankungen der Umgebungstemperatur eine stabile Bildcharakteristik zum Zeitpunkt des Einschaltens ycvvähi It-isiei. Auch kann bei dieser Ausführungsform der durch das Ansteigen der Umgebungstemperatur bedingte Grad der Kontraktion der Vertikalkomponente des Bildes verringert werden. Der Grund dafür ist der folgende. Da für den Ausgang ein Konstantspannungsschema in Anwendung kommt, ist der Spannungsvcrlauf an dem mittleren Punkt c konstant, aber der die Ablenkspule 10 durchfließende Strom nimmt ab. weil sich die Verluste in der Wicklung erhöhen, wenn die Umgebungstemperatur steigt. Anderseits verringert sich jedoch auch der Widerstandswert des mit der Ablenkspule 10 in Reihe geschalteten temperaturempfindlichen Widerstandselements (Thermistors), so dal! die Abnahme des die Ablenkspule 10 durchfließenden Stroms hierdurch kompensiert wird. Die Schaltung der Fig. 9 vermittelt also den zusätzlichen Vorteil der Herabsetzung des Grades der Vcrtikalkontraktion des Bildes.

Wird die Vorspannungsstabilisationsschaltung einige Zeit nach dem Abschalten wieder in Betrieb genommen, so ist die Bildcharaktcristik bei den Schaltungen der Fig. 7 und 9 zum Zeitpunkt des erneuten Einschaltens gut. Wird die Schaltung jedoch unmittelbar nach dem Abschalten wieder in Betrieb genommen, so erscheint die Vcrtikalkomponcntc des Bildes unter Umständen nicht sofort oder die Vertikalkomponente kann aus dem nachstehend genannten Grund einer Kontraktion interlicgcn.

Eine solche Erscheinung tritt deshalb ein, weil sich die Abfallcharakteristikcn der Basisspannungen der die DiffcrcntialvcrstärkerschaltunE bildenden Transistoren 19 und 20 zum Zeitpunkt des Abschaltens voneinander unterscheiden. Zum Zeitpunkt des Abschaltens fällt die Spannung an der Basis des Transistors 19. also an dem Punkt g. proportional /um Fallgradienten der Speisespannung V_n- ab. Hingegen fällt die Spannung an der Basis des anderen Transistors 20. nämlich an dem Punkt d, wegen des Fallgradientcn der Entladung des Ausgangskoppelkundensators 9. der weniger ausge- ^M) prägt ist als der Fallgradient an dem Punkt g. langsamer ab als dort. Zur Zeit des Abschaltens ist daher die Spannung an der Basis des Transistors 20 stets höher als die Spannung an der Basis des Transistors 19. Der Transistor 20 ist daher zur Sperrung vorgespannt, ^h5 während der Transistor 19 auf Durchlaß vorgespannt ist, so daß durch den Transistor 19 ein starker Kollektorstrom fließt und der Eingangskoppclkondcnsator 2 durch den Kollektorstrom überladen wird. Fall; die Schaltung wieder in Betrieb genommen wird nachdem der überladene Kondensator wieder hinlänglich entladen worden ist, wird eine gute Bildcharakteristik erzielt. Erfolgt die Inbetriebnahme der Schaltung jedoch, ehe der überladene Eingangskoppelkondensa tor 2 entladen ist, so wird die Basis des Treibertransi stors 3 noch starker auf Durchlaß vorgespannt, weil die Spannung über dem Eingangskoppelkondensator
höher ist als die Spannung im eingeschwungener Zustand. Die Spannung an dem mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 wird dahei gegen Erde gezogen. Infolgedessen nähert sich dei Ausgangsspannungsverlauf dem Erdpotential odei unterliegt einer erdseiiigen Kontraktion, so daß die Vertikalkomponente des Bildes nicht erscheint oder dei untere Teil des Bildes schrumpft.

Bei der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Fig. 10 ist diese Unzulänglichkeit beseitigt. Diese Schaltung unterscheidet sich von jener der Fig. 7 dadurch, daß zwischen die Basis des einen der die Differentiaiversiärkerscnaitung bildenden Transistoren nämlich des Transistors 20, und die Speisespannungsleitung eine Diode 35 gelegt ist, wobei die Polung so ist daß die Diode im normalen Detriebszustand gesperrt ist.

Diese Schaltung ist nur dann wirksam, wenn der Abfall der Speisespannung V_n zur Zeit des Abschalten: steiler ist als der Spannungsabfall über dem Ausgangskoppelkondensaior 9. Zur Zeit des Abschaltens wird der Ausgangskoppelkondensator 9 rasch entladen, indem die Diode 35 angeschaltet wird, so daß die Spannung über dem Ausgangskoppelkondensator, die andernfalls langsam abfallen würde, zwangsläufig der steilen Abfallcharakteristik der Speisespannung angepaßt wird Infolgedessen kann der den Transistor 19 durchfließende Einschwingstrom verringert werden, so daß ein Überladen des Eingangskoppclkondcnsators 2 vermieden wird. Auch wenn die Schaltung unverzüglich nach dem Abschalten wieder in Betrieb genommen werden sollte, kann folglich der Grad des Schwindens der Vertikalkomponenir rlrs Hildes ndrr Hie Kontraktion des unteren Bildtcil.s wesentlich reduziert werden und e< läßt sich praktisch eine befriedigende Bildcharakteristik erzielen.

Bei der in Fig. 11 dargestellten Vorspannungsstabilisationsschaltung sind die bei den Schaltungen der F i g. 7 und 10 etwa noch auftretenden Unzulänglichkeiten noch weitgehend behoben und es wird eine noch bessere Charakteristik vermittelt als bei der Schaltung der Fig. 10. Bei dieser Ausführungsform wird eine Impulsgcneratorschaltung 21 zum Ansteuern der Konstantstromschaliung in der Weise betätigt, daß der Betrieb der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe blockiert wird, wenn die Speisespannung unter einen bestimmten Spannungswert abfällt, um so zu vermeiden, daß der Transistor 19 zur Zeit de; Abschaltens von dem zusätzlichen Kollcktorstron durchflossen wird. Bei dieser Anordnung wird der Eingangskoppclkondensator 2 zur Zeit des Abschalten? nicht durch den zusätzlichen Kollekiorstrom überladen und es ist daher eine gute Bildcharaktcristik auch dann gewährleistet, wenn die Schaltung bald nach dem Abschalten wieder in Betrieb genommen wird. Ferner ist es auch nicht erforderlich, daß der Abfall der Speisespannung zum Zeitpunkt des Abschaltcns steiler ist als der Abfall der Spannung über dem Kondensator 9 wie dies bei der Schaltung der Fi g. 10 zu fordern ist. Für die Schaltung der Fig. 11 ist die Impulsgcncratorschal

tung 21 kennzeichnend, während sie in den übrigen Teilen genau der Schaltung der F i g. 7 gleicht.

In Fig. 12 sind die Spannungsverläufe an verschiedenen Punkten der Anordnung der Fi g. H, hauptsächlich der Impulsgeneratorschaltung 21, gezeigt. Fig. I2A zeigt einen Spannungsverlauf an dem mittleren Punkt c, wobei die Widerstände 36 und 37 so gewählt sind, daß die Spannung an dem Verbindungspunkt der Widerstände die in F i g. 12A durch b gegebene ist. Der Emitter des Transistors 38 ist über einen Widerstand 39 an den mittleren Punkt c gelegt, während die Basis des Transistors an den Verbindungspunkt der Widerstände 36 und 37 gelegt ist. Der Transistor 38 leitet also bei einem Spannungspegel, der höher ist als die Summe des Spannungspegels b des Spannungsverlaufs der Fig. 12A und einer Basis-Emitter-Schwellenspannung Vb£m des Transistors 38, und er ist während der übrigen Zeit gesperrt. Das bedeutet, daß der Transistor 38 nur während der Rücklaufperiode leitet und während der Hinlaufperiode gesperrt ist, so daß an einem Punkt Λ oder an dem Kollektor des Transistors 38 eine Impulsspannung wie die in Fig. 12B gezeigte erzeugt wird. Die Impulsspannung an dem Punkt h wird durch Widerstände 40 und 41 geteilt und das geteilte Impulssignal wird zur Verstärkung und Umkehrung der Basis eines Transistors 42 zugeleitet, so daß an einem Punkt /oder an dem Kollektoranschluß der in F i g. 12C gezeigte Impulsspannungsverlauf erscheint Dieser Impulsspannungsverlauf wird hierauf einer Reihenschaltung eines Widerstandes 43 und einer Diode 44 zugeleitet. Die Vorwärtsspannung der Diode 44 ist so gewählt, daß sie gleich der Basis-Emitter-Vorwärtsspannung des Transistors 18 ist. Der Kollektorstrom des Transistors 18 ist demzufolge gleich dem die Diode 44 durchfließenden Strom und der Transistor 18 arbeitet als Konstantstromquelle.

Durch eine entsprechendt Wahl des Widerslandsverhältnisses der Widerstand« 40 und 41 in dem Sinne, daß di· Amplitude des über dem Widerstand 41 erscheinenden Impulses gleich der Basis-Emitter-Schwellenspannung des Transistors 42 wird, wenn die Speisespannung V_n einen vorbestimmten Wert erreicht, beispielsweise 70 Prozent des Nennwerts, läßt sich erreichen, daß der Transistor 42 in den Sperrzustand gesteuert wird, wenn die Speisespannung Kv unter 70 Prozent des Nennwerts absinkt. Der als Konstantstromquelle dienende Transistor 18 wird dann ebenfalls gesperrt und der Betrieb der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe wird beendet.

Wird bei dem obigen Schaltungsaufbau die Schaltung außer Betrieb gesetzt und fällt die Speisespannung unter den gegebenen Wert ab, beispielsweise unter 70 Prozent des Nennwerts, wovon obenstehend ausgegangen wurde, so wird der Betrieb der Vorspannunflsstabilisationsschaitung der Endstufe blockiert. Es wird also verhindert, daß zum Zeitpunkt des Abschalter^ der zusätzliche Kollektorstrom des Transistors 19 fließt, und der Eingangskoppelkondensator 2 wird daher nicht überladen. Wenngleich der Transistor 19 von dem zusätzlichen Kollektorstrom durchflossen wird, bis die Speisespannung von der Nennspannung auf 70 Prozent des Nennwerts abgesunken ist und der Eingangskoppel-

j kondensator 2 während dieser Zeitspanne aufgeladen wird, so ist der Ladungsbetrag doch gering und die Ladung fließt über den Widerstand 17 ab. Auch bei einer baldigen erneuten Inbetriebnahme der Schaltung nach dem Abschalten ist daher der Eingangskoppelkonden sator 2 nicht überladen und es besteht nicht die Möglichkeit eines Ausbleibens der Vertikalkomponente des Bildes oder der Kontraktion der Vertikalkomponente im Augenblick des Einschaltens, so daß mithin eine gute Bildcharakteristik erzielt wird.

Eine weitere Ausführungsform, die zur Hervorbringung der gleichen Wirkung geeignet is*, wie die Schaltung der Fig. 11, ist in Fig. 13 gezeigt Der Grundschaltungsaufbau ist der gleiche wie in Fig. 11, doch besteht insofern ein Unterschied, als der Tra; sistor

M 18 als vollständiges Schaltmittel verwendet wird, das entweder im Sättigungs- oder Sperrzustand betrieben wird. Der Schaltungsaufbau ist der einer Konstantstromquelle, bei der an den Kollektor des Transistors 18 ein Widerstand 45 gelegt ist Die Transistoren 38 und 42 arbeiten im wesentlichen in der gleichen Weise wie bei der Anordnung der Fig. 11, nur daß der Transistor 42 auch bei fallender Speisespannung zur Zuführung der Impulsspannung zu der Reihenschaltung der Widerstände 46 und 47 arbeitet. Bei einer geeigneten Wahl der Widerstandswerte der Widerstände 46 und 47 kann der Transistor 18 bei der Nennspeisespannung gesättigt werden und die Spannung über dem Widerstand'46 wird unter der Basis-Emitter-Schwellenspannung des Transistors 18 gehalten, wenn die Speisespannung unter einen bestimmten Spannungswert absinkt (beispielsweise um 70 Prozent des Nennwerts), wodurch der Transistor 18 gesperrt wird, so daß die Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe blockiert wird. In dieser Weise läßt sich die gleiche Wirkung wie im Fall der Fig. 11 hervorbringen und die Bildcharakteristik zürn Zeitpunkt des Anschaltens wird verbessert. Mit den Bezugszahlen 48 und 49 sind Widerstände bezeichnet.

Bei den obigen Schaltungsanordnungen ist die Stromversorgung der Endstufe auch den übrigen Schaltungen gemeinsam, wie etwa der Sägczahngeneratorschaitung und der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe. Doch kann die erfindungsgemäße Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe gleichermaßen auch für die Schaltung der Fig. 14 in

M Anwendung kommen, bei der die Speisespannung für die Treiberstufe und die Endstufe nur während der Rücklaufperiode erhöht wird (auf etwa das Doppelte der Netzspannung). Der Block 50 in Fig. 14 stellt eine Schaltung dar. die dazu dient, die Spannung an dem

S3 Punkt k nur während der Rücklaufperiode auf etwa 2 V„ zu erhöhen. Diese Schaltung ist als solche bekannt und es soll hier daher nicht näher darauf eingegangen werden.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Vorspannungsstabilisationsschaltung in einer Vertikalablenkschaltung mit einer Sägezahngeneratorschaltung, einer mit dem Ausgang der Sägezahngeneratorschaltung durch einen Eingangskoppelkondensator gekoppelten Treiberstufe und einer mit der Treiberstufe unmittelbar gekoppelten Endstufe die durch eine Gegentaktendstuft mit an einem einen mittleren Punkt der Endstufe darstellenden gemeinsamen Ausgang zusammengeschalteten komplementären Ausgangstransistoren gebildet ist und deren Vorspannung an dem mittleren Punkt durch die Vorspannungsstabilisationsschaltung stabilisiert ist, dadurch gekennzeichnet, daß in der Vorspannungsstabilisationsschaltung eine durch eine Konstantstromschaltung (18) gespeiste Differentialverstärkerschaltung (19, 20) vorgesehen ist, ucbei ein erster Eingang der Differentialverstärkerschaltung mit einer eine Gleichspannungs vorspannung erzeugenden Schaltung (24,25) und ein zweiter Eingang der Differentialverstärkerschaltung mit einer aus den an dem mittleren Punkt (c) der Endstufe (5, 6) vorhandenen Ausgangssignalen der Endstufe eine gemittelte Spannung (d) erzeugenden Schaltung (26,27; 9,10) verbunden ist, und wobei ein erster Ausgang der Differentialverstärkerschaltung (19, 20) am Verbindungspunkt (b)des Eingangskoppelkondensators (2) mit der Treiberstufe (3) liegt, und daP die Konstantstromquelle (18) so geschaltet ist, daß sie nur während der vertikalen Rücklaufperiode betätigt ist.

2. Vorspaanungsstzbilisationsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die als Konstantstromquelle für die Differentialvcrstärkerschaltung (19,20) dienende Konstantstromschaltung (18) beim Absinken der Speisespannung unter einen bestimmten Spannungswert abschaltbar ist, wobei der Betrieb der Vorspannungsstabilisationsschaltung (18—20) für den mittleren Punkt (c) der Endstufe (5,6) unterbrechbar ist.

3. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß an den mittleren Punkt (c) der Endstufe (5, 6) ein einen Widerstand (26) und einen Kondensator (27) einbegreifender Filterkreis (26, 27) gelegt ist, wobei der zweite Eingangsanschluß der Differentialverstärkerschaltung (19, 20) an den Ausgangsanschluß des Filterkreises (26,27) gelegt ist.

4. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ausgangskoppclkondcnsator (9) über eine Ablenkspule (10) an den mittleren Punkt folder Endstufe (5, 6) gelegt ist, wobei der zweite Eingangsanschluß der Differentialverstärkerschaltung (19, 20) an den Vcrbindungspunkt der Ablenkspule (10) und des Ausgangskoppelkondensators (9) gelegt ist.

5. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet. daß ein Emgangsanschluß einer Impulsgeneratorschaltung (21) an den mittleren Punkt (c) der Endstufe (5, 6) gelegt ist, während ein Ausgangsanschluß der Impulsgeneratorschaltung (21) an die Basis eines die Konstantstromquelle bildenden Transistors (18) gelegt ist.

6 Vorspannungsstabilisationsschaltung nach Anspruch 5. dadurch gekennzeichnet, daß die Impuls-

generatorschalmng (21) einen nur wahrend der Dauer des Rücklaufimpulses leitenden und während der Hinlaufperiode sperrbaren ersten Transistor (38) und einen zweiten Transistor (42) zum Verstärken eines Ausgangs des ersten Transistors (38) einbegreift, wobei der Ausgang des zweiten Transistors (42) der Basis eines die Konstantstromschaltung bildenden Transistors (18) zuführbar ist, wobei der Spitzenwert eines dem zweiten Transistor (42) zugeführten Impulssignals im Falle des Absinkens der Speisespannung unter einen bestimmten Spannungswert unter einen Schwellenwert des zweiten Transistors (42) verringerbar ist und wobei der zweite Transistor (42) zur Sperrung des Transistors (18) der Konstantstromschaltung sperrbar ist.

7. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromschaltung einen Schalttransistor (18) einbegreift, an dessen Basis ein Impulssignal mit einer Impulsbreite entsprechend einer Rücklaufperiode zuführbar ist und dessen Kollektor mit einem Widerstand (45) in Reihe geschaltet ist, wobei das andere Ende dieses Widerstandes (45) an die Differentialverstärkerschaltung (19, 20) gelegt ist, wobei der Spitzenwert eines Eingangsimpulssignals an der Basis des Schalttransis'ors (18) im Fall des Absinkens der Speisespannung unter einen bestimmten Spannungswert unter einen Schwellenwert des Schalttransistors (18) verringerbar ist und wobei der Schalttransistor (18) sperrbar ist.

8. Vorspannungssiabilisationsschaltung nach einem der Ansprüche I bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Sägezahngeneratorschaltung (1) einer Schalttransistor (29) einbegreift, an dessen Basis ein Vertikalsynchron-Triggerimpuls zuführbar ist und an dessen Kollektor eine Lade-Entladeschaltung (31—33) zur Erzeugung einer Sägezahnspannung gelegt ist, wobei der KoPektor des Schalttransistors (29) mit dem EingaigskoppHkondensator (2) verbunden ist, wobei eine Reihenschaltung einer Ablenkspule (10) und eines Kondensators (9) mit dem einen Anschluß an den mittleren Punkt (c)aer Endstufe (5,6) gelegt und mit dem anderen Anschluß über einen Impedanzkreis (28) geerdet ist und wobei der Emitter des Schalttransistors (29) an den nichtgeerdeten Anschluß des Impedanzkreises (28) gelegt ist.

9. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Impedanzkreis (30, 34) ein temperaturempfindliches Widerstandselement (34) einbegreift.

10. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach einem der Ansprüche I bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Differentialverstärkcrschaltung (19, 20) ein zwischen den zweiten Eingangsanschluß der Differentialverstärkerschaltung (19, 20) und eine Speiseleitung gelegtes, zur Sperrung während des normalen Betriebszustandes gepoltes Einwegelement (35) einbegreift.

11. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung (50) für eine Erhöhung der Speisespannung an einem Punkt (k) für die Treiberstufe und die Endstufe nur während der Rücklaufperiode vorgesehen ist.

12. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Speisespannung der Treiberstufe und der Endstufe durch

die Erhöhung während der Rücklaufperiode etwa das Doppelte der Netzspannung (V_1x) beträgt.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorspannungsstabilisationsschaltung in einer Vertikalablenkschaltung mit einer Sägezahngeneratorschaltung, einer mit dem Ausgang der Sägezahngeneratorschaltung durch einen Eingangskoppelkondensator gekoppelten Treiberstufe unmittelbar gekoppelten Endstufe, die durch eine Gegentaktendstufe mit an einem einen mittleren Punkt der Endstufe darstellenden gemeinsamen Ausgang zusammengeschalteten komplementären Ausgangstransistoren gebildet ist und deren Vorspannung an dem mittleren Punkt durch die Vorspannungsstabilisationsschaltung stabilisiert ist.

Bei einer bekannten Vorspannungsstabilisationsschaltung in einer Vertikalablenkschaltung der eingangs genannten Art (DE-AS 14 62 870) ist zwischen den mittleren Punkt der Endstufe i'nd einen Eingang der Treiberstufe eine Tiefpaßgegenkopplung geschaltet, die zur Vermeidung von bei sprungartigen Strom- oder Spannungsänderungen auftretenden, mit einer Zeitkonstante behafteten Übersteuerungseffekten des durch die Treiberstufe und die Endstufe gebildeten Verstärkers eine Abschwächung der Verstärkung des Anteiles der niederen Frequenzen im Eingangssignal der Treiberstufte bewirkt. Infolge der dadurch bedingten Beeinträchtigung der Verstärkung am unteren Ende des Nutzfrequenzbandes wird die Linearität der von der Sägezahngeneratorschaltung erzeugten Sägezahnspannung verzerrt. Zur Vermeidung dieses Nachteils wird daher bei der bekannten Vorspannungsstabilisationsschaltung eine entsprechende gegenläufige Verformung des von der Sägezahngeneratorschaltung an den Eingang der Treiberstufe angelegten sägezahnförmigen Eingangssignals vorgenommen. Eine derartige Maßnahme zum Ausgleich der Verzerrung der Linearität arbeitet jedoch nur ungenau und unvollständig, da ihre Wirkung beispielsweise von der Umgebungstemperatur abhängt. Die bekannte Vorspannungsstabilisationsschaltung weist daher insbesondere den Nachteil auf, daß die für eine einwandfreie Bildwiedergabe erforderliche Linearität der sägezahnförmigen Ablenkspannung während der Hinlaufperiode nicht sichergestellt ist.

F.s ist auch bekannt (DE-AS 12 70 086), bei einer selbstschwingenden Vertikalablenkschaltung das am mittleren Punkt der Endstufe vorhandene sägezahnförmige Ablenksignal über einen Rückkopplungsweg einem Schalttransistor zuzuführen, dessen Ausgangssignal den Transistor der Treiberstufe sperrt. Dadurch wird eine schnelle Aufladung eines Ladekondensators für die Sägezahnspannung während der Rücklaufperiode erreicht und die Anschwingsicherheit der selbstschwingenden Vertikalablenkschaltung verbessert. Im Zusammenhang mit einer Vorrpannungsstabilisationsschaltung ist jedoch eine derartige Maßnahme nicht betrachtet worden.

Es ist auch schon eine Schaltung vorgeschlagen worden (DE-AS 24 33 887), bei der es möglich ist, einem auf beliebigem Potential liegenden Punkt einer Schaltung eine Gleich- oder Wechselspannung ausgleichsstromfrei anzulegen, indem man auf beliebigem Potential liegenden Schaltungspunkt zwei Konstantstromquellen, die Ströme gleicher Stärke und bezüglich des Schaltungspunktti entgegengesetzten Vorzeichens führen, angeschlossen sind und wobei dem Eingang mindestens einer der beiden Konstanistromquellen die anzulegende Gleich- oder Wechselspannung zugeführt ist. Dabei ist auch vorgeschlagen worden, eine derartige Schaltung bei der Ankopplung des Nord-Süd-Korrektursignals von Farbfernsehern an den Ausgang des Vertikal-Ablenkimpuls-Generators zu verwenden, wobei an diesem Schaltungspunkt auch eine der Einstellung der Mitten-Ruhespannung einer als Gegentakiendstufe aufgebauten Vertikalendstufe dienende Referenzspan·

ίο nung anliegen kann.

Weitere Einzelheiten des Aufbaus und der Wirkungsweise eines typischen Beispiels einer Vorspannungsstabilisationsschaltung, wie sie im wesentlichen aus dem Stand der Technik bekannt ist, werden anhand der Fig. 1 bis4 beschrieben.

In F i g. 1 ist mit der Bezugszahl 1 eine Sägezahngeneratorschaltung bezeichnet, mit der ßezugszahl 2 ein Eingangskoppelkondensator für eine durch einen Treibertransistor 3 gebildete Treiberstufe, mit der Bezugszahl 4 ein Kollekiorlg widerstand für den Treibertransistor 3 und mit den Bezujszahlen 5 und 6 je ein Ausgangstransistor, deren Emitter so aneinandergeschaltet sind, daß eine Gegentaktendstufe mit komplementären Ausgangstransistoren gebildet wird, mit den Be/ igszahlen 7 und 8 je eine Diode zur Kompensation der Basis-Emitter-Schwellenspannungen der Ausgangstransistoren 5 und 6, mit der Bezugszahl 9 ein einen Ausgangskoppelkondensator bildender Kondensator und mit der Bezugszahl 10 eint Ablenkspule. Die

jo Bezugszahl 11 bezeichnet einen einen Stabilisationstransistor darstellenden Transistor, mit den Bezugszahlen 12 und 13 sind Basisvorspannungswiderstände für den Transistor 11 bezeichnet und mit den Bezugszahlen 14, 15 und 16 zwei Widerstände und ein einen Filterkondensator darstellenden Kondensator, die einen Filterkreis zur Glättung des Ausgangsspannungsverlaufs der Ausgangstransistoren 5 und 6 darstellen, um so eine gemittelte Spannung zu erzeugen. Die Lezugszahl 17 bezeichnet einen Widerstand, der zwischen die Basis des Treibertransistors 3 und Erde gelegt ist.

Es sollen nun die Betriebsvorgänge bei der Anordnung der F i g. 1 kurz erläutert werden.

An einem Ausgangspunkt a der Sägezahngeneratorschaltung 1 erscheint ein Signal mit dem in F i g. 2 bei A

i"> gezeigten Verlauf. Dieses Signal wird über den Eingangskoppelkondensator 2 der Basis (Punkt b) des Treibertransistors 3 zugeleitet. An dem Punkt b erscheint der in F i g. 2 bei B gezeigte Signalverlauf, der sich von dem Signalverlauf A der F i g. 2 im Gleichspannungspegel unterscheidet. Dieses Signal wird von dem Treibertransistor 3 verstärkt und an einem mittleren Punkt c der Gegentaktendstufe erscheint ein Spannnysverlauf. wie er in Fig. 2C durch die gestrichelte Linie c dargestellt ist. Über der Ablenkspule 10

5") erscheint ein Epannungsverlauf wie eier in Fig. 2C durch die durchgezogene Linie d dargestellte, der während der Hinlaufperiode ?, im wesentlichen linear ist. (Obwohl in Abhängigkeit von dem Krümmungsradius der Katodenstrahlröhre eine umgekehrte S-förmige

bo Kompensation vorgenommen werden muß, isi der Spannungsverlaul insgesamt im wesentlicher; linear.) An einem Verbindungspunkt edes Widerstandes 14 und des Kondensators 16 erscheint ein Spannungsverlauf wie der in Fig. 2D durch die gestrichelte Linie c wiedergegebene und an einem Punkt f erscheint ein Spannungsverlauf, wie ihn die durchgezogene Linie fm Fig. 2D zeigt.

Es sei nun auf diese Spannungsverläufe näher