DE2627218C3 - Vorspannungsstabilisationsschaltung in einer Vertikalablenkschaltung - Google Patents

Description

eingegangen.

Die gestrichelte Linie c in l'ig. 2D gibt eine Gleichspannung wieder, die einer mittleren Gleichspannung an dem mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransisloren 5 und 6 entspricht. In Abhängigkeit vom Spannungsverlauf an dem mittleren Punkt c und den Größen der Widerstände 14 und 15 sowie des Kondensators 16, die den Glättungsfilterkreis bilden, begreift die Spannung an dem Punkt c für gewöhnlich einen mehr oder weniger pulsierenden Strom ein, obwohl es sich mitunter um einen vollständigen Gleichspannungsverlauf handeln kann. Der Spannungsverlauf an dem Punkt c und der Spannungsverlauf an dem mittleren Punkt cwerden durch die Widerstände 14 und 15 geteilt, so daß an einem Punkt f ein Spannungsverlauf (f in Fig. 2D) erzeugt wird, und der Impulsspitzenweri V«· ι des Spannungsverlaufs an dem Punkt /"ändert sich mit der mittleren Gleichspannung an dem mittleren Punkt c, nämlich dem mittleren Punkt zwischen den Ausgangstransistoreii 5 und 6. Die Basisvorspannung des Transistors 11 wird durch die Widerstände 12 und 13 so gewählt, daß der Transistor 11 nur im Ansprechen auf ein Impulssignal während der Rücklaufperiode /_rdes Spannungsverlaufs an dem Punkt /"leitet.

Der Transistor 11 leitet also nur während der Rücklaufperiode t_r und sein Kollektorstrom durchfließt den Widerstand 17 und ladet den Eingangskoppelkondensator 2 auf, so daß an die Basis des Treibertransistors 3 eine erforderliche Vorspannung angelegt wird. Die in dem Eingangskoppelkondensator 2 gespeicherte Ladung wird über den Widerstand 17 und den Treibertransistor 3 entladen. Dieser Entladcstrom ist so schwach, daß die Spannung über dem Eingangskoppelkondensator 2 nicht wesentlich beeinflußt wird, obwohl sie mit der Zeit geringfügig abnimmt, und der Eingangskoppelkondensator wird durch das nächste Rücklaufimpulssignal erneut aufgeladen. Die Spannung über dem Eingangskoppelkondensator 2 verbleibt daher bei einem im wesentlichen festen Wert.

Die Arbeitsweise der Vorspannungsstabilisationsschaltung für den mittleren Punkt der Endstufe ist die folgende.

Falls die Vorspannung am mittleren Punkt der Endstufe steigen sollte (d. h. falls die Gleichspannung des Spannungsverlaufs ein Fig.2C steigt), so nimmt auch die Spannung e in Fig.2D, die der mittleren Gleichspannung am mittleren Punkt der Endstufe entspricht, einen steigenden Verlauf. Demgemäß steigt auch der Impulsspitzenwert V/yi während der RÜck- !aufperiode des Spar.nur.gsvcrlaufs an dem Punkt /"(der Spannungsverlauf /in F i g. 2D), so daß der Transistor 11 stärker leitet Der Kollektorstrom des Transistors 11 nimmt also zu und der Ladestrom des Eingangskoppelkondensators 2 wird stärker. Infolgedessen erhöht sich die Spannung über dem Eingangskoppelkondensator 2 und die Basisspannung des Treibertransistors 3 steigt, so daß der Treibertransistor 3 im Sinne einer Senkung der Spannung an dem mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 arbeitet Die Vorspannungsstabilisationsschaltung ist daher bei einer durch die Basisvorspannung des Transistors 11 bestimmten Spannung abgeglichen und die Vorspannung am mittleren Punkt der Endstufe ist stabilisiert

Problematisch ist hierbei der Spannungsverlauf am Punkt / Wenn die Werte für den Ausgangskoppelkondensator 9, den Filterkondensator 16 und die Widerstände 14 und 15 hinlänglich groß gewählt sind, sind die Spannungsverläufe an den Punkten c, c und /"in Fi g. I die in l'ig. 3A, B und C gezeigten und werfen kein Problem für den normalen Betrieb im cingeschwungcnen Zustand auf. Im Augenblick des FJnschaltens jedoch erscheint die Vertikalkomponente des Bildes nicht momentan, da eine unbegrenzte Zeitspanne erforderlich ist, um die Kondensatoren 9 und 16 bis zum eingeschwungenen Zustand zu laden (wobei in diesem Fall auf dem Schirm eine helle Horizontallinie

H) erscheint), oder die Vertikalamplitude des Elildes ist unmittelbar nach dem Einschalten klein und wird allmählich größer oder das Bild verschiebt sich infolge des Unterschiedes in den Ladezeitkonstanten der Kondensatoren nach oben und nach unten.

Zur Ausschaltung dieser Unzulänglichkeiten könnten die Werte für den Ausgangskoppelkondensator 9, den Filterkondensalor 16 und die Widerstände 14 und 15 herabgesetzt werden, um das Schwinden oder die Verschiebung des Bildes im Augenblick des Einschaltens zu vermeiden. Doch enthalten die Spannungsverläufe an den Punkten c, e und / in diesem Fall einen beträchtlichen pulsierenden Strom, wie dies in Fig. 4A, B und C gezeigt ist.

Problematisch ist hierbei der Spannungsverlauf der Fig.4C, in dem die Werte von V_pn und Vpt2 zu nahe beieinander liegen.

Der Transistor 11 darf im wesentlichen nur während der Rücklaufperiode arbeiten und muß während der Hinlaufperiode gesperrt werden. Falls der Wert von Vpf₂ zu groß ist, kann der Transistor 11 während der Hinlaufperiode arbeiten, so daß die Basisvorspannung des Treibertransistors 3 verändert wird. Dies ist insofern mit einem Mangel verbunden, als sich die Linearität des Bildes verschlechtert Selbst wenn V/y₂bei Raumtemperatur ein wenig kleiner ist als VVn und ein Arbeiten des Transistors 11 bei Vpf₂ verhindert wird, kann sich die Basisvorspannung des Transistors 11 im Zuge von Schwankungen der Umgebungstemperatur und der Speisespannung soweit ändern, daß der Transistor 11 bei Vpr 2 betätigt wird. Dies führt zur Verschlechterung der Bildlinearität

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorspannungsstabilisationsschaltung der eingangs genannten Art derart auszubilden, daß sich die Bildlinearitat infolge von Änderungen in der Umgebungstemperatur und Speisespannungsschwankungen zur Sicherung einer hohen Güte der Bildwiedergabe nicht verschlechtert und bei der es außerdem beim Einschalten nicht zu einer Bildverschiebung und zu einem zeitweisen Ausfall

so einer Vertikalkomponente des Bildes kommt.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst daß in der Vorspannungsstabilisationsschaltung eine durch eine Konstantstromschaltung gespeiste Differentialverstärkerschaltung vorgesehen ist, wobei ein erster Eingang der Differentialverstärkerschaltung mit einer eine Gleichspannungsvorspannung erzeugenden Schaltung und ein zweiter Eingang der Differentialverstärkerschaltung mit einer aus den an dem mittleren Punkt der Endstufe vorhandenen Ausgangssignalen der Endstufe eine gemittelte Spannung erzeugenden Schaltung verbunden ist, und wobei ein erster Ausgang der Differentialverstärkerschaltung am Verbindungspunkt des Emgangskoppelkondensators mit der Treiberstufe liegt und daß die Konstantstromquelle so geschaltet ist

t>5 daß sie nur während der vertikalen Rücklaufperiode betätigt ist

Durch die nur während der Rücklaufperiode erfolgende Einschaltung der erfindungsgemäßen Stabilisa-

tionsschallung ist unter allen Bedingungen die Linearität während der Ablenkperiode sichergestellt. Damit wird eine hohe Qualität der Bildwiedergabe erreicht. Außerdem ist die erfindungsgemäße Vorspannungsstabilisationsschallung derart abgeglichen, daß Übergangseffekte und Einschwingeffekte beim Einschalten vermieden sind, was den Vorteil hat, daß sofort ein stabiles Bild auf dem Bildschirm erscheint. Ferner ist die crfindungsgeniäße Vorspannungsslabilisationsschaltung in vorteilhafter Weise für eine Ausführung als integrierte Schaltung besonders geeignet.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist dadurch gegeben, daß die als Konstantstromquelle für die Differentialverstärkerschaltung dienende Konstantstromschaltung beim Absinken der Speisespannung unter einen bestimmten Spannungswerl abschaltbar ist, wobei der Betrieb der Vorspannungsstabilisationsschaltung für den mittleren Punkt der Endstufe unterbrechbar ist. Der damit verbundene Vorteil besteht darin, daß auch im Falle des Ausschaltens und unmittelbar darauf folgenden erneuten Einschaltens unerwünschte Bildverschiebungen oder Ausfälle der Vertikalkomponenie durch F.inschwingvorgänge vermieden werden, so daß auch beim Einschalten nach unmittelbar vorausgegangenem Ausschalten sofort ein stabiles Bild auf dem Bildschirm erscheint.

Aus den Unteransprüchen ergeben sich auch noch weitere Vorteile der Erfindung.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein elektrisches Schaltschema einer im wesentlichen nach dem Stand der Technik bekannten Vorspannungsstabilisalionsschaltung;

F i g. 2A —2D Spannungsverläufe zur Erläuterung der Betriebsvorgänge bei der Schaltung der Fig. 1;

Fig. 3A —3C und 4A—4C Spannungsverläufe zur Erläuterung der Betriebsvorgänge bei der Schallung der Fig.];

Fig. 5 ein elektrisches Schaltschema einer Vorspannungsstabilisationsschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

F i g. 6 ein elektrisches Schaltschema einer wciterentwickelten Ausführungsform der Vorspannungsstabilisationsschaltung der F i g. 5;

Fig. 7 ein elektrisches Schaltschema einer anderen weiterentwickelten Ausführungsform der Vorspannungsstabilisationsschaltung der F i g. 6:

F i g. 8A — 8C Spannungsverläufe zur Erläuterung der Betriebsvorgänge bei der Schaltung der Fi g. 7;

Fig. 9 ein elektrisches Schaltschema eines wesentlicher¹. Teils einer weiteren Ausfuhr uiigsform der Vorspannungsstabilisationsschaltung der F i g. 7;

Fig. 10 ein elektrisches Schaltschema einer wcitcrentwickelten Ausführungsform der Vorspannungssiabilisationsschaltungder Fi g. 7;

Fig. 11 ein elektrisches Schaltschema nach einer weiterentwickelten Ausführungsform der Vorspannungsstabilisationsschaltungen der Fi g. 7 und 10;

F i g. 12 Spannungsverläufe zur Erläuterung der Betriebsvorgänge bei der Schaltung der F i g. 11;

Fig. 13 ein elektrisches Schaltschema einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorspannungsstabilisationsschaltung;und

Fig. 14 ein elektrisches Schaltschema nach einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorspannungsstabilisationsschaltung.

Eine erste Ausführungsform der Erfindung ist in F i g. 5 dargestellt, in der diejenigen Schaltelemente, die den in Fig. 1 gezeigten entsprechen, mit den gleichen Bezugszahlen versehen sind wie dort.

Bei der in Fig. 5 gezeigten Ausführungsform stellen die Transistoren 18,19 und 20 eine Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe dar, die der Schaltung des Transistors 11 in Fig. 1 entspricht. Der Transistor 18 dient auch als Konstantsiromschaltung für die Transistoren 19 und 20, die eine Differentialverstärkerschaltung bilden. Die Basis des Transistors 18 ist an einen Ausgangsanschluß einer Impulsgencratorschaltung 21 gelegt und der Transistor wird durch deren Ausgangssignal in dem Sinne impulsgesteuert, daß er nur während der Rücklaufperiode arbeilet, wogegen er während der Hinlaufperiode in den nichtleitenden Zustand gesteuert ist. Der Eingangsanschluß der Impulsgeneratorschaltung 21 ist an einen mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 gelegt. Es sind Emitterwiderstände 22 und 23 für die Transistoren 19 und 20 vorgesehen, um den Abgleich der Transistoren zu verbessern. Die Widerstände 22 und 23 können aber auch entfallen. Für den Transistor 19 sind Basisvorspannungswiderstände 24 und 25 vorgesehen, die indirekt eine mittlere Spannung an dem mittleren Punkt c der Ausgangstransistoren 5 und 6 aufrechterhalten. Die Basis des Transistors 18 ist an den Ausgangsanschluß der Inipulsgeneratorschaltung 21 gelegt, während sein Kollektor an den Verbindungspunkt der Emitterwiderstände 22 und 23 gelegt ist. Ein Widerstand 26 und ein Kondensator 27 dienen zur Glättung der Spannung an dem mittleren Punkt zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6. Der Widerstand 26 ist mit dem einen Ende an den mittleren Punkt czwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 gelegt. Die Basis des Transistors 20 ist an den Verbindungspunkt des Widerstandes 26 und des Kondensators 27 gelegt. Der Kollektor des Transistors 19 ist an die Basis des Treibertransistors 3 gciegl.

Es seien nun kurz die Betriebsvorgänge bei der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Fig. 5 erläutert.

Falls sich das Potential an dem mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 erhöhen sollte, steigt die mittlere Spannung an dem mittleren Punkt c an, so daß die Transistoren 19 und 20 der

<5 Differentialverstärkerschaltung in der Weise betätigt werden, daß der Kollektorstrom des einen dieser Transistoren, nämlich des Transistors 19, zunimmt. Die Betriebsvorgänge sind danach die gleichen wie bei der Anordnung der Fig. 1, so daß nicht näher darauf eingegangen werden soll. In dieser Weise wird der mittlere Spannungspegel un dem mittleren Punkt c· zwischen den Ausgangstransistoren S und 6 bei dem durch die Widerstände 24 und 25 bestimmten Spannungswert stabilisiert.

Es sei hier bemerkt, daß die Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe, umfassend die Transistoren 18, 19 und 20, nur während der Rücklaufperiodc arbeitet. Auch wenn in dem Signalverlauf an dem Punkt d ein pulsierender Strom enthalten ist, so sind die Konstantstromschaltung und die Differcntialversiärkerschaltung während der Hinlaufpcriode doch vollständig blockiert, so daß der bei den bekannten Anordnungen auftauchende Mangel, nämlich die Linearitätsvcrschlcchterung, nicht zum Tragen kommt. Auch ist es möglich, für die Kondensatoren 9 und 27 und für den Widerstand 26 beliebig gewünschte Werte zu wählen, ohne daß zum Zeilpunkt des Einschaltens eine Bildverschiebung bewirkt wird und ohne daß die

Vertikalkomponenle des Bildes beim Einschalten verschwindet. Überdies wird die Bildlinearität durch Änderungen der Umgebungstemperatur und Schwankungen in der Größe der Komponenten nicht beeinflußt.

In Fig.6 ist eine Vorspannungsstabilisationsschaltung dargestellt, die im Vergleich zur Vorspannungsstabilisationsschaltung der F i g. 5 noch vorteilhafter ist. In F i g. 6 sind die entsprechenden Bauteile mit den gleichen Bezugszahlen versehen wie in Fig. 5. Die Anordnungen der F i g. 5 und F i g. 6 unterscheiden sich in der Art der Entnahme des mittleren Spannungswerts an dem mittleren Punkt zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6. Bei der Anordnung der F i g. 5 wird der Spannungsverlauf an dem mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 vermittels des Filterkreises durch den Widerstand 26 und den Kondensator 27 geglättet. Demgegenüber ist bei der Anordnung der F i g. 6 die Ablenkspule 10 an die Stelle des Ausgangskoppelkondensators 9 in Fig. 5 gerückt und umgekehrt. Anaders ausgedrückt, die Ablenkspule ist mit dem einen Ende direkt an den mittleren Punkt c gelegt und der Kondensator 9 ist zwischen das andere Ende der Ablenkspule 10 und Erde geschaltet, wobei die an dem Verbindungspunkt des Ausgangskoppelkondensators 9 und der Ablenkspule 10 erscheinende Spannung über dem Ausgangskoppelkondensator 9 als Eingangssignal für den Transistor 20 in der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe dient. 1st die Kapazität des Kondensators 9 hinlänglich groß, so ist die Spannung über dem Ausgangskoppelkondensator 9 im wesentlichen frei von einer pulsierenden Komponente, wie in F i g. 3B gezeigt, die also als mittlere Spannung an dem mittleren Punkt der Endstufe erscheint. Wird die Kapazität des Ausgangskoppelkondensators 9 auf einen erforderlichen Mindestwert herabgesetzt, so enthält die an dem mittleren Punkt der Endstufe erscheinende mittlere Spannung eine relativ starke pulsierende Komponente, wie sie in Fig.4B gezeigt ist. Wird dieses Signal als Eingangssignal der Vorspannungsstabilisalionsschaltung der Endstufe verwendet, so wird natürlich die gleiche Wirkweise wie bei der Anordnung der Fig. 5 erzielt, wiewohl in diesem Fall für die Widerstände 24 und 25 andere Werte zu wählen sind, um die Vorspannung des Transistors 19 zu ändern.

Wie sich beim Vergleich mit Fig. 5 ergibt, ist die Vorspannungsstabilisationsschaltung der Fig. 6 weniger aufwendig, da der Widerstand 26 und der Kondensator 27 in Fortfall kommen. Wenn die Schaltung in IC-Bauweise aufgebaut ist, ist das Fortfallen des Kondensators 27 von Bedeutung, weil der Kondensator ein blockfremdes Element ist. !πι Vergleich zu F i g. 5 ist ferner festzustellen, daß die Schaltung der Fig. 6 nach dem Einschalten rascher einen stabilen Zustand erreicht. Dies hat den folgenden Grund. Wenn bei der Anordnung der Fig. 5 eine gegebene, durch die Zeitkonstante des Widerstands 26 und des Kondensators 27 bestimmte Zeitspanne verstrichen ist, nachdem der Ausgangskoppelkondensator 9 aufgeladen wurde und die Spannung an dem mittleren Punkt c auf den Wert einer normalen Betriebsspannung angestiegen ist, so nimmt das Potential an dem Punkt d den Wert der mittleren Gleichspannung an dem mittleren Punkt zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 an. Da anderseits in Fig.6 die mittlere Gleichspannung an dem mittleren Punkt zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 aus der Spannung über dem Ausgangskoppelkondensator 9 entnommen wird, kann sich keine zeitliche Verzögerung ergeben, bedingt durch den Widerstand 26 und den Kondensator 27, die in die Schaltung der F i g. 5 einbegriffen sind.

Mit der Ausführungsform der Fig. 6 läßt sich also eine entsprechende Wirkung hervorbringen wie mit jener der Fig. 5, wobei jedoch der Vorteil vermittelt wird, daß die Schaltung sogleich nach dem Einschalten in einen stabilen Betriebszustand übergeht.

Es sei nun der Einschwingvorgang bei der Schaltung der Fig. 6 zum Zeitpunkt des Einschaltens erörtert. Da die gleichen Betrachtungen auch für Fi g. 5 gelten, mag die Anordnung der F i g. 6 als repräsentativ angesehen werden.

Zum Zeitpunkt des Einschaltens steigt die Spannung an der Basis des Transistors 19, also an dem Punkt g. in einem durch die Widerstände 24 und 25 bemessenen Gradientendes Anstiegs der Speisespannung Kv an. Die Basisspannung des Transistors 20 steigt demgegenüber in Relation zur Ladezeitkonstante des Ausgangskoppelkondensators 9, und mit der Zunahme der Kapazität des Ausgangskoppelkondensators 9 erhöhl sich die Basisspannung des Transistors 20 langsamer. Falls also der als Konstantstromquelle dienende Transistor 18 vom Augenblick des Einschaltens an normal arbeitet, wird der Transistor 20 nach dem Einschalten in den Durchlaßzustand gesteuert und der Transistor 19 wird gesperrt, da die Basisspannung des Transistors 20 niedriger ist als die Basisspannung des Transistors 19. Ist der Gleichspannungspegel am Ausgang der Sägezahngeneratorschaltung 1. also an dem Punkt .·?, zu diesem Zeitpunkt niedrig, so werden der Treibertransistor 3 und der eine der Ausgangstransistoren, nämlich der Transistor 6, abgeschaltet, und an dem mittleren Punkt c erscheint kein Ausgangssignal. Da andererseits der andere Ausgangstransistor 5 ein Emitterfolger ist, der mit dem Ausgangskoppelkondensator 9 /um Durchtritt des Ladungsstroms durch die Ablenkspule 10 gekoppelt ist, nimmt die Spannung über dem Ausgangskoppelkon-

*0 densator allmählich zu, und im Zuge der Spannungserhöhung erscheint an dem mittleren Punkt c" ein Ausgangsspannungsverlauf. Ist der Ausgangskoppelkondensator 9 voll aufgeladen, so beginnt der normale Betrieb. Während dieses Einschwinj.;vorgangs erscheint demgemäß am Ausgang ein vorbestimniter Spannungsverlauf noch nicht, doch erscheint sogleich nach dem Einschalten ein Gleichspannungsverlauf und danach erscheint ein Sägezahnausgangsverlauf (einschließlich des Rücklaufinipulses), der in seiner Amplitude allmählieh zunimmt. In diesem Fall ist deshalb die Vertikalkomponente unmittelbar nach dem Einschalten in dem Bild nicht repräsentiert und die Vertikalampütude wird danach allmählich stärker. Ein solcher Zustand der Bildwiedergabe ist nicht erwünscht.

Bei der Vorspannungsstabilisalionsschaltung der F i g. 7 ist der obige Mangel behoben. Das Kennzeichnende dieser Schaltung liegt in der Sägezahngeneratorschaltung 1, in der für die Spannung über dem Eingangskoppelkondensator 2 im eingeschwungenen Zustand ein kleiner Wert gewählt wird, beispielsweise um 0 bis 0,2 Volt. Bei dieser Anordnung wird eine befriedigende Betriebsweise erzidt, wie dies im folgenden näher ausgeführt werden soll. Sogleich nach dem Einschalten wird die Spannung über dem Eingangskoppelkondensator 2 entladen und der Pegel ist folglich »Null«. Da der Transistor 19 zu diesem Zeitpunkt gesperrt ist, ist die Basisvorspannung des Treibertransistors 3 die gleiche wie das Gleichstrompo-

tential an dem Punkt a. Da die Gleichspannung an dem Punkt j gleich oder nahe der normalen Arbeiisspannung des Treibertransistors 3 ist, beginnt der Treibertransistor 3 sogleich nach dem Einschalten zu arbeiten.

Demzufolge beginnen auch die Ausgangstransistoren 5 und 6 zu arbeiten. Bei der Schaltung der F i g. 7 besteht daher nicht die Möglichkeit des Ausfalls oder der Kontraktion der Vertikalkomponente des Bildes im Augenblick des Einschalten. Selbst wenn dies aber der Fall sein sollte, ist diese Erscheinung weniger ausgeprägt und die Dauer kürzer als bei den Anordnungen der Fig. 5 und 6, und ein Bild mit normaler Vertikalamplitude erscheint praktisch momentan.

Es soll nun auf den Aufbau und die Betriebsvorgänge der Anordnung der Fig. 7 eingegangen werden. Bei dieser Ausführungsform ist ein einen impedanzkreis bildender Widerstand 28 mit dem Ausgangskoppelkondensator 9 in Reihe geschaltet und der Spannungsverlauf über dem Widerstand 28 geht dem Emitter eines Schalttransistors 29 zur Steuerung eines Gleichstrompegels der an dem Kollektor des Schalttransistors 29 erscheinenden Sägezahnwelle zu. Ein Emitterwiderstand 30 für den Schalttransistor 29 kann gegebenenfalls in Fortfall kommen. Die Bezugszahl 31 bezeichnet einen Kondensator zur Erzeugung einer Sägezahnspannung und mit den Bezugszahlen 32 und 33 sind ein Widerstand und ein Regelwiderstand für die Aufladung des Kondensators 31 bezeichnet.

Die Betriebsvorgänge bei der Anordnung der F i g. 7 sollen in Verbindung mit F i g. 8 näher erläutert werden. Ein Impulssignal mit einer Impulsdauer entsprechend einer Rücklaufperiode T_r, wie in Fig. 8A gezeigt, geht der Basis des Schalttransistors 29 zu. (Tatsächlich wird ein mit einem Synchronsignal für einen Rücklaufperiodenimpuls in der Endstufe überlagerter Vertikalsynchron-Triggerimpuls zugeführt). Während der Sperrung des Schalttransistors 29(d. h. während der Minlaufperiode Ts entsprechend h bis I₂) fließt aus der Stromversorgung über den Widerstand 32 und den Regelwiderstand 33 ein Ladestrom in den Kondensator 31. Der Kondensator wird also aufgeladen, wobei über dem Kondensator 31 während der Periode u bis I₂ ein Spannungsverlauf mit einer leichten positiven Neigung erscheint, wie dies durch die durchgezogene Linie in F i g. 8C dargestellt ist. Ist die Zeit / bis zum Zeitpunkt f2 fortgeschritten, so geht der .Schalttransistor 29 in den leitenden Zustand über und die in dem Kondensator 31 gespeicherte Ladung fließt rasch ab. Da der in Fig. 8B oder durch die gestrichelte Linie in F i g. 8C dargestellte Signalverlauf, der über dem Widerstand 28 erscheint, dem Emitter des Schalttransistors 29 zugeht, erscheint an dem Kollektor des Schaittransistors 29 während der Periode /2—'4 ein Spannungsverlauf, der sich aus der Oberlagerung des Emittersignalverlaufs (F i g. 8B) und des durch den Entladestrom hervorgerufenen Spannungsverlaufs ergibt, so daß der durch die durchgezogene Linie in Fig.8C dargestellte Signalverlauf erzeugt wird. Während der Periode I₂-Ii ist die Emitterspannung des Schaittransistors also gering und nimmt einen rasch fallenden Verlauf. Während der Periode h—U erfolgt hierauf eine Spannungserhöhung durch den Verlauf der Emitterspannung des Schaittransistors. Zum Zeitpunkt U wird der Schalttransistor 29 wieder gesperrt und der Ladestrom fließt erneut über den Widerstand 32 und den Regelwiderstand 33 in den Kondensator 31, so daß dieser aufgeladen wird. In dieser Weise wiederholen sich die Betriebsvorgänge von dem Zeitpunkt ii an.

In diesem Zusammenhang sind in Fi g. 8Cdie Größen Ve/· und Vup zu beachten. Vfp stellt einen Spitzenwert des an dem Emitter des Schaittransistors 29 erscheinenden Spannungsverlauf dar, während Va> eine Spannung zum Beginn des Hinlaufs im Spannungsverlauf an dem Kollektor des Schaittransistors 29 bezeichnet. Die Differenz zwischen Vcpund V^pist eine Kolleklor-Eniitter-Sättigungsspannung Vce^des Schaittransistors 29, die im wesentlichen konstant ist. Die Größe von Va> hängt demgemäß von Vep ab. Die Größe von Vw wird durch den die Ablenkspule durchfließenden Strom und die Größe des Widerstandes 28 bestimmt. Der die Ablenkspule 10 durchfließende Strom wiederum bestimmt sich aus der Auslegung oder Festlegung einer Braunschen Röhre, einer Hochspannung und der Ablenkspule. Vcp kann demzufolge verändert werden, indem man den Widerstandswert des Widerstandes 28 ändert. In dieser Weise läßt sich der Gleichstrompegel der Sägezahnwelle an dem Punkt a, die als Ausgangssignal der Sägezahngeneratorschaltung 1 erscheint, verändern.

Verwendet man die Schaltung der F i g. 7, so kann die Spannung über dem Eingangskoppelkondensator 2 auf etwa 0 bis 0,2 Volt im eingeschwungenen Zustand eingestellt werden, indem man den Widerstandswert des Widerstandes 28 entsprechend bemißt. Infolgedessen läßt sich erreichen, daß das Bild beim Einschalten augenblicklich erscheint, wobei eine gute Bildcharakteristik gewährleistet ist. Wenngleich die Spannung an dem Punkt daus der Überlagerung des Spannungsverlaufs über dem Ausgangskoppelkondensator 9 und des Spannungsverlaufs über dem Widerstand 28 (Fig.SB) resultiert, so ist doch die Amplitude des Spannungsverlaufs über dem Widerstand 28 so klein, daß sich die pulsierende Komponente in dem Spannungsverlauf an dem Punkt d nur sehr geringfügig erhöht, was daher vernachlässigt werden kann.

In F i g. 9 ist eine gegenüber der Schaltung der F i g. 7 weiter abgeänderte Schaltung dargestellt, bei der Vorkehrungen getroffen sind, um das sofortige Erscheinen des Bildes nach dem Einschalten auch für den Fall einer Änderung der Umgebungstemperatur sicherzustellen. In Fig. 9 ist nur die Sägezahngeneratorschaltung 1 dargestellt, doch gleichen die übrigen Teile der Schaltung den entsprechenden Teilen in F. g. 7, so daß hierauf nicht näher eingegangen zu werden braucht.

Zur Anordnung der Fig. 7 besteht ein Unterschied insofern, als hier statt des Widerstandes 28 in F i g. 7 ein temperaturempfindliches Widerstandselement 34 vorgesehen ist. Ändert sich die Umgebungstemperatur, so ändert sich auch der Widerstandswert des temperaturempfindiichen Widerstandselements 34, was eine entsprechende Änderung des Gleichspannungspegels der an dem Punkt a erscheinenden Sägezahnspannung nach sich zieht

Die Basts-Emitter-Vorwärtsspannung des Treibertransistors 3 ändert sich ebenfalls mit der Umgebungstemperatur. Durch eine entsprechende Bemessung des Widerstandswerts des temperaturempfindlichen Widerstandselements 34 in Anpassung an die durch Temperaturschwankungen bedingten Änderungen der Basis-Emitter-Vorwärtsspannung Vbe i des Treibertransistors 3 kann die durch eine Änderung der Umgebungstemperatur hervorgerufene Spannungsänderung über dem Eingangskoppelkondensator 2 praktisch auf Mull herabgesetzt werden, so daß für den gesamten Arbeitstemperaturbereich eine gute Bildcharakteristik zum Zeitpunkt des Einschaltens sichergestellt wird.

Da die Basis-Emitter-Vorwärtsspannung des Transistors mit steigender Umgebungsiemperatur abnimmt, kann in der Praxis als temperaturempfindliches Widerstandselement 34 un Thermistor vorgesehen sein, so daß die Amplitude des Spannungsverlaufs über dem lemperaturempfindlichen Widerstandselement 34 abnimmt, wenn sich die Umgebungstemperatur erhöht, während sich der Gleichspannungspegel der an dem Punkt a erscheinenden Sägezahnwelle verringert.

Wiewohl bei der Schaltung der Fig.9 lediglich ein temperaturcmpfindliches Widerstandselement 34 vorgesehen ist, kann aber auch eine Reihenschaltung eines temperaturempfindlichen Widerstandselements und eines üblichen Widerstandes verwendet werden, wie ebenso auch eine Parallelschaltung solcher Elemente oder sogar eine Kombination einer Reihen- und einer Parallelschaltung, um so eine entsprechende Kompensationscharakteristik zu erzielen. Bei der Anordnung der Fig.9 ist also auch bei Berücksichtigung von Schwankungen der Umgebungstemperatur eine stabile Bildcharakteristik zum Zeitpunkt des Einschaltens gewährleistet. Auch kann bei dieser Ausführungsform der durch das Ansteigen der Umgebungstemperatur bedingte Grad der Kontraktion der Vertikalkomponente des Bildes verringert werden. Der Grund dafür ist der folgende. Da für den Ausgang ein Konstantspannungsschema in Anwendung kommt, ist der Spannungsverlauf an dem mittleren Punkt c konstant, aber der die Ablenkspule 10 durchfließende Strom nimmt ab, weil sich die Verluste in der Wicklung erhöhen, wenn die Umgebungstemperatur steigt. Anderseits verringert sich jedoch auch der Widerstandswert des mit der Ablenkspule 10 in Reihe geschalteten lemperaturempfindlichen Widerstandselements (Thermistors), so daß die Abnahme des die Ablenkspule 10 durchfließenden Stroms hierdurch kompensiert wird. Die Schaltung der Fig.9 vermittelt also den zusätzlichen Vorteil der Herabsetzung des Grades der Vertikalkontraktion des Hildes.

Wird die Vorspannungsstabilisationsschaltung einige Zeit nach dem Abschalten wieder in Betrieb genommen, so ist die Bildcharakteristik bei den Schaltungen der Fig. 7 und 9 zum Zeitpunkt des erneuten Einschaltens gut. Wird die Schaltung jedoch unmittelbar nach dem Abschalten wieder in Betrieb genommen, so erscheint die Vcrtikalkomponente des Bildes unter Umständen nicht sofort oder die Vertikalkoniponente kann aus dem nachstehend genannten Grund einer Kontraktion unterliegen.

Eine solche Erscheinung tritt deshalb ein, weil sich die Abfallcharaktcristiken der Basisspannungen der die Diffcrentialvcrstärkerschaltung bildenden Transistoren 19 und 20 zum Zeitpunkt des Abschaltcns voneinander unterscheiden. Zum Zeitpunkt des Abschaltens fällt die Spannung an der Basis des Transistors 19, also an dem Punkt g, proportional zum Fallgradienlen der Speisespannung V₁-,- ab. Hingegen fällt die Spannung an der Basis des anderen Transistors 20, nämlich an dem Punkt (/, wegen des Fallgradienten der Entladung des Aiisgangskoppclkondensators 9, der weniger ausgeprägt ist als der Fallgradienl an dem Punkt g, langsamer ;ib als dort. Zur Zeit des Abschaltens ist daher die Spannung an der Basis des Transistors 20 stets höher als die Spannung an der Basis des Transistors 19. Der Transistor 20 ist daher zur Sperrung vorgespannt, wahrend der Transistor 19 auf Durchlaß vorgespannt ist. so daß durch den Transistor 19 ein starker Kollektorstrom fließt und der Emgangskoppelkondensator 2 durch den Kollektorstrom überladen wird. Falls die Schaltung wieder in Betrieb genommen wird, nachdem der überladene Kondensator wieder hinlänglich entladen worden ist, wird eine gute Bildcharakterislik erzielt. Erfolgt die Inbetriebnahme der Schaltung jedoch, ehe der überladene Eingangskoppelkondensator 2 entladen ist, so wird die Basis des Treibertransistors 3 noch stärker auf Durchlaß vorgespannt, weil die Spannung über dem Eingangskoppelkondensator 2 höher ist als die Spannung im eingeschwungenen Zustand. Die Spannung an dem mittleren Punkt c zwischen den Ausgangstransistoren 5 und 6 wird daher gegen Erde gezogen. Infolgedessen nähert sich der Ausgangsspannungsverlauf dem Erdpotential oder unterliegt einer erdseitigen Kontraktion, so daß die Vertikalkomponente des Bildes nicht erscheint oder der untere Teil des Bildes schrumpft.

Bei der Vorspannungsslabilisationsschaltung der Fig. 10 ist diese Unzulänglichkeit beseitigt. Diese Schaltung unterscheidet sich von jener der Fig. 7 dadurch, daß zwischen die Basis des einen der die Differentialverstärkerschaltung bildenden Transistoren, nämlich des Transistors 20, und die Speisespannungsleitung eine Diode 35 gelegt ist, wobei die Polung so ist, daß die Diode im ι >rmalcn Betriebszustand gesperrt ist. Diese Schaltung ist nur dann wirksam, wenn der Abfall der Speisespannung V₁₁-zur Zeit des Abschaltcns steiler ist als der Spannungsabfall über dem Ausgangskoppelkondensator 9. Zur Zeit des Abschaltens wird der Ausgangskoppelkondensator 9 rasch entladen, indem die Diode 35 angeschaltet wird, so daß die Spannung über dem Ausgangskoppelkondensalor, die andernfalls langsam abfallen würde, zwangsläufig der steilen Abfallcharakteristik der Speisespannung angepaßt wird.

Infolgedessen kann der den Transistor 19 durchfließende Einschwingstrom verringert werden, so daß ein Überladen des Eingangskoppelkondensators 2 vermieden wird. Auch wenn die Schaltung unverzüglich nach dem Abschalten wieder in Betrieb genommen werden sollte, kann folglich der Grad des Schwindens der Vertikalkoniponente des Bildes oder die Kontraktion des unteren Bildtcils wesentlich reduziert werden und es läßt sich praktisch eine befriedigende Bildcharaktcristik erzielen.

*5 Bei der in F i g. 11 dargestellten Vorspannungsstabili· sationsschaltung sind die bei den Schaltungen der F i g. 7 und 10 etwa noch auftretenden Unzulänglichkeiten noch weitgehend behoben und es wird eine noch bessere Charakteristik vermittelt als bei der Schaltung der Fig. 10. Bei dieser Ausführungsform wird eine Impulsgeneratorschaltung 21 zum Ansteuern der Konstanlstromschaltung in der Weise betätigt, daß der Betrieb der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe blockiert wird, wenn die Speisespannung unter einen bestimmten Spannungswert abfällt, um so zu vermeiden, daß der Transistor 19 zur Zeit des Abschaltcns von dem zusätzlichen Kollektorstrom durchflossen wird. Bei dieser Anordnung wird der Eingangskoppelkondensator 2 zur Zeit des Abschaltcns

M) nicht durch den zusätzlichen Kollektorstrom überladen und es ist daher eine gute Bildcharakteristik auch dann gewährleistet, wenn die Schaltung bald nach dem Abschalten wieder in Betrieb genommen wird. Ferner ist es auch nicht erforderlich, daß der Abfall der

fc5 Speisespannung ?.uni Zeitpunkt des Abschaltcns steiler ist als der Abfall der Spannung über dem Kondensator 9, wie dies bei der Schaltung der Fi g. 10 zu fordern ist. Für die Schaltung der F i g. 11 ist die Impulsgcncratorschal-

tung 21 kennzeichnend, während sie in den übrigen Teilen genau der Schaltung der F i g. 7 gleicht.

In F i g. 12 sind die Spannungsverläufe an verschiedenen Punkten der Anordnung der Fig. 11, hauptsächlich der Impulsgeneratorschaltung 21, gezeigt. Fig. 12A zeigt einen Spannungsverlauf an dem mittleren Punkt c, wobei die Widerstände 36 und 37 so gewählt sind, daß die Spannung an dem Verbindungspunkt der Widerstände die in F i g. 1 2A durch b gegebene ist. Der Emitter des Transistors 38 ist über einen Widerstand 39 an den mittleren Punkt c gelegt, während die Basis des Transistors an den Verbindungspunkt der Widerstände 36 und 37 gelegt ist Der Transistor 38 leitet also bei einem Spannungspegel, der höher ist als die Summe des Spannungspegels b des Spannungsverlaufs der Fig. 12A und einer Basis-Emitter-Schwellenspannung Vflf 38 des Transistors 38, und er ist während der übrigen Zeit gesperrt. Das bedeutet, daß der Transistor 38 nur während der Rücklaufperiode leitet und während der Hinlaufperiode gesperrt ist, so daß an einem Punkt h oder an dem Kollektor des Transistors 38 eine Impulsspannung wie die in Fig. 12B gezeigte erzeugt wird. Die Impulsspannung an dem Punkt h wird durch Widerstände 40 und 41 geteilt und das geteilte Impulssignal wird zur Verstärkung und Umkehrung der Basis eines Transistors 42 zugeleitet, so daß an einem Punkt /oder an dem Kollektoranschluß der in Fig. 12C gezeigte Impulsspannungsverlauf erscheint. Dieser Impulsspannungsverlauf wird hierauf einer Reihenschaltung eines Widerstandes 43 und einer Diode 44 zugeleitet. Die Vorwärtsspannung der Diode 44 ist so gewählt, daß sie gleich der Basis-Emitter-Vorwärtsspannung des Transistors 18 ist. Der Kollektorstrom des Transistors 18 ist demzufolge gleich dem die Diode 44 durchfließenden Strom und der Transistor 18 arbeitet als Konstantstromquelle.

Durch eine entsprechende Wahl des Widerstandsverhältnisses der Widerstände 40 und 41 in dem Sinne, daß die Amplitude des über dem Widerstand 41 erscheinenden Impulses gleich der Basis-Emitter-Schwellenspannung des Transistors 42 wird, wenn die Speisespannung V_n. einen vorbestimmten Wert erreicht, beispielsweise 70 Prozent des Nennwerts, läßt sich erreichen, daß der Transistor 42 in den Sperrzustand gesteuert wird, wenn die Speisespannung V«.unter 70 Prozent des Nennwerts absinkt. Der als Konstantstromquelle dienende Transistor 18 wird dann ebenfalls gesperrt und der Betrieb der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe wird beendet.

Wird bei dem obigen Schaltungsaufbau die Schaltung außer Betrieb gesetzt und fällt die Speisespannung unter den gegebenen Wert ab, beispielsweise unter 70 Prozent des Nennwerts, wovon obenstehend ausgegangen wurde, so wird der Betrieb der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe blockiert. Es wird also verhindert, daß zum Zeitpunkt des Abschaltens der zusätzliche Kollektorstrom des Transistors 19 fließt, und der Eingangskoppelkondensator 2 wird daher nicht überladen. Wenngleich der Transistor 19 von dem zusätzlichen Kollektorstrom durchflossen wird, bis die Speisespannung von der Nennspannung auf 70 Prozent des Nennwerts abgesunken ist und der Eingangskoppelkondensator 2 während dieser Zeitspanne aufgeladen wird, so ist der Ladungsbetrag doch fering und die Ladung fließt über den Widerstand 17 ab. Auch bei einer baldigen erneuten Inbetriebnahme der Schaltung nach dem Abschalten ist daher der Eingangskoppelkondensator 2 nicht überladen und es besteht nicht die Möglichkeit eines Ausbleibens der Vertikalkomponente des Bildes oder der Kontraktion der Vertikalkomponente im Augenblick des Einschaltens, so daß mithin eine gute Bildcharakteristik erzielt wird.

Eine weitere Ausführungsform, die zur Hervorbringung der gleichen Wirkung geeignet ist wie die Schaltung der Fig. 11, ist in Fig. 13 gezeigt Der Grundschaltungsaufbau ist der gleiche wie in Fig. 11, doch besteht insofern ein Unterschied, als der Transistor 18 als vollständiges Schaltmittel verwendet wird, das entweder im Sättigungs- oder Sperrzustand betrieben wird. Der Schahungsaufbau ist der einer Konstantstromquelle, bei der an den Kollektor des Transistors 18 ein Widerstand 45 gelegt ist. Die Transistoren 38 und 42 arbeiten im wesentlichen in der gleichen Weise wie bei der Anordnung der Fig. 11, nur daß der Transistor 42 auch bei fallender Speisespannung zur Zuführung der Impulsspannung zu der Reihenschaltung der Widerstände 46 und 47 arbeitet. Bei einer geeigneten Wahl der Widerstandswerte der Widerstände 46 und 47 kann der Transistor 18 bei der Nennspeisespannung gesättigt werden und die Spannung über dem Widerstand 46 wird unter der Basis-Emitter-Schwellenspannung des Transistors 18 gehalten, wenn die Speisespannung unter einen bestimmten Spannungswert absinkt (beispielsweise um 70 Prozent des Nennwerts), wodurch der Transistor 18 gesperrt wird, so daß die Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe blockiert wird. In dieser Weise läßt sich die gleiche Wirkung wie im Fall der Fig. 11 hervorbringen und die Bildcharakteristik zum Zeitpunkt des Anschaltens wird verbessert. Mit den Bezugszahlen 48 und 49 sind Widerstände bezeichnet.

Bei den obigen Schaltungsanordnungen ist die Stromversorgung der Endstufe auch den übrigen Schaltungen gemeinsam, wie etwa der Sägezahngeneratorschaltung und der Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe. Doch kann die erfindungsgemäße Vorspannungsstabilisationsschaltung der Endstufe gleichermaßen auch für die Schaltung der Fig. 14 in Anwendung kommen, bei der die Speisespannung für die Treiberstufe und die Endstufe nur während der Rücklaufperiode erhöht wird (auf etwa das Doppelte der Netzspannung). Der Block 50 in Fig. 14 stellt eine Schaltung dar, die dazu dient, die Spannung an dem Punkt Ar nur während der Rücklaufperiode auf etwa 2 Vcc zu erhöhen. Diese Schaltung ist als solche bekannt und es soll hier daher nicht näher darauf eingegangen werden.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

Claims (12)

Patentansprüche:

1. Vorspannungsstabilisationsschaltung in einer Vertikalablenkschaltung mit einer Sägezahngeneratorschaltung, einer mit dem Ausgang der Sägezahngeneratorschaltung durch einen Eingangskoppelkondensator gekoppelten Treiberstufe und einer mit der Treiberstufe unmittelbar gekoppelten Endstufe die durch eine Gegentaktendstufe mit an einem einen mittleren Punkt der Endstufe darstellenden gemeinsamen Ausgang zusammengeschalteten komplementären Ausgangstransistoren gebildet ist und deren Vorspannung an dem mittleren Punkt durch die Vorspannungsstabilisationsschaltung stabilisiert ist, dadurch gekennzeichnet, daß in der Vorspannungsstabilisationsschaltung eine durch eine Konstantstromschaltung (18) gespeiste Differential verstärkerschaltung (19, 20) vorgesehen ist, wobei ein erster Eingang der Differentialverstärkerschahung mit einer eine Gleichspannungsvorspannung erzeugenden Schaltung (24,25) und ein zweiter Eingang der Differentialverstärkerschaltung mit einer aus den an dem mittleren Punkt (c) der Endstufe (5, 6) vorhandenen Ausgangssignalen der Endstufe eine gemittelte Spannung ft# erzeugenden Schaltung (26,27;9,10) verbunden ist, und wobei ein erster Ausgang der Differentialverstärkerschaltung (19, 20) am Verbindungspunkt (b)des Eingangskoppelkondensators (2) mit der Treiberstufe (3) liegt, und daß die Konstantstromquelle (18) so geschaltet ist, daß sie nur während der vertikalen Rücklaufperiode betätigt ist.

2. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die als Konstantstromquelle für die Differentialverstärkerschaltung (19, 20) dienende Konstantstromschaltung (18) beim Absinken der Speisespannung unter einen bestimmten Spannungswert abschaltbar ist, wobei der Betrieb der Vorspannungsstabilisationsschaltung (18—20) für den mittleren Funkt (c) der Endstufe (5,6) unterbrechbar ist.

3. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß an den mittleren Punkt (c) der Endstufe (5, 6) ein einen Widerstand (26) und einen Kondensator (27) einbegreifender Filterkreis (26, 27) gelegt ist, wobei der zweite Eingangsanschluß der Differentialverstärkerschaltung (19, 20) an den Ausgangsanschluß des Filterkreises (26,27) gelegt ist.

4. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Ausgangskoppelkondensator (9) über eine Ablenkspule (10) an den mittleren Punkt fender Endstufe (5, 6) gelegt ist, wobei der zweite Eingangsanschluß der Differentialverstärkerschaltung (19, 20) an den Verbindungspunkt der Ablenkspule (10) und des Ausgangskoppelkondensators (9) gelegt ist.

5. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangsanschluß einer Impulsgeneratorschaltung (21) an den mittleren Punkt (c) der Endstufe (5, 6) gelegt ist, während ein Ausgangsanschluß der Impulsgeneratorschaltung (21) an die Basis eines die Konstantstromquelle bildenden Transistors (18) gelegt ist.

6. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Impuls

generatorschaltung (21) einen nur wahrend der Dauer des Rücklaufimpulses leitenden und während der Hinlaufperiode sperrbaren ersten Transistor (38) und einen zweiten Transistor (4·2) zum Verstärken eines Ausgangs des ersten Transistors (38) einbegreift, wobei der Ausgang des zweiten Transistors (42) der Basis eines die Konstantstromschaltung bildenden Transistors (18) zuführbar ist, wobei der Spitzenwert eines dem zweiten Transistor (42) zugeführten Impulssignals inn Falle des Absinkens der Speisespannung unter einen bestimmten Spannungswert unter einen Schwellenwert des zweiten Transistors (42) verringerbar ist und wobei der zweite Transistor (42) zur Sperrung des Transistors (18) der Konstantstromschaltung sperrbar ist.

7. Vorspannungsstabilisationsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromschaltung einen Schalttransistor (18) einbegreift, an dessen Basis ein ilmpulssignal mit einer Impulsbreite entsprechend einer Rücklaufperiode zuführbar ist und dessen Kollektor mit einem Widerstand (45) in Reihe geschaltet ist, wobei das andere Ende dieses Widerstandes (43) an die Differentialverstärkerschaltung (19, 20) gelegt ist, wobei der Spitzenwert eines Eingangsimpulssignals an der Basis des Schalttransistoirs (18) im Fall des Absinkens der Speisespannung unier einen bestimmten Spannungswert unter einen Schwellenwert des Schalttransistors (IB) verringerbar ist und wobei der Schalttransistor (Ul) sperrbar ist.

8. Vorspannungsstabilis.itionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7. dadurch gekennzeichnet, daß die Sägezahngenenitors.chaltung (1) einen Schalttransistor (29) einbegreift, an dessen Basis ein Vertikalsynchron-Triggerimpuls zuführbar ist und an dessen Kollektor eine Lade-Entladeschaltung (31—33) zur Erzeugung einer Sägezahnspannung gelegt ist, wobei der Kollektor des Schalttransistors (29) mit dem Eingangskoppdkondensator (2) verbunden ist, wobei eine Reihenschaltung einer Ablenkspule (10) und eines Kondensators (9) mit dem einen Anschluß an den mittleren Punkt (c) der Endstufe (5,6) gelegt und mit dem anderen Anschluß über einen Impedanzkreis (28) geerdet ist und wobei der Emitter des Schalttramsistors (29) an den nichtgeerdeten Anschluß des. Impedanzkreises (28) gelegt ist.

9. Vorspannungsstabilisaticmssehaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Impedanzkreis (30, 34) ein ternpeiraturempfindliches Widerstandselement (34) einbegreift.

10. Vorspannungsstabilisiiitionsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Differentialverstiirkerschaltung (19, 20) ein zwischen den zweiten Eingangsanschluß der Differentialverstärkerschaltung (19, 20) und eine Speiseleitung gelegtes, zur Sperrung während des normalen Betriebszustandes gepoltes Einwegelement (35) einbegreift.

11. Vorspannungsstabilisiiitiorisschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung (50) ;für eine Erhöhung der Speisespannung an einem Punkt (k) für die Treiberstufe und die Endstufe nur während der RUcklaufperiode vorgesehen ist.

12. Vorspannungsstabilisationssehaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Speisespannung der Treiberstufe und der Endstufe durch

A I

die Erhöhung während der Rücklaufperiode etwa das Doppelte der Netzspannung (V_a) beträgt.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorspannungsstabilisationsschaltung in einer Vertikalablenkschaltung mit einer Sägezahngeneratorschaltung, einer mit dem Ausgang der Sägezahngeneratorschaltung durch einen Eingangskoppelkondensator gekoppelten Treiberstufe unmittelbrr gekoppelten Endstufe, die durch eine Gegentaktendstufe mit an einem einen mittleren Punkt der Endstufe darstellenden gemeinsamen Ausgang zusammengeschaltelen komplementären Ausgangstransistoren gebildet ist und deren Vorspannung an dem mittleren Punkt durch die Vorspannungsstabilisationsschaltung stabilisiert isL

Bei einer bekannten Vorspannungsstabilisationsschaltung in einer Vertikalablenkschaltung der eingangs genannten Art (DE-AS 14 62 870) ist /.wischen den mittleren Punkt der Endstufe und einen Eingang der Treiberstufe eine Tiefpaßgegenkopplung geschaltet, die zur Vermeidung von bei sprungartigen Strom- oder Spannungsänderungen auftretenden, mit einer Zeitkonstante behafteten Übersteuerungseffekten des durch die Treiberstufe und die Endstufe gebildeten Verstärkers eine Abschwächung der Verstärkung des Anteiles der niederen Frequenzen im Eingangssignal der Treiberstufte bewirkt. Infolge der dadurch bedingten Beeinträchtigung der Verstärkung am unteren Ende des JO Nutzfrequenzbandes wird die Linearität der von der Sägezahngeneratorschaltung erzeugten Sägezahnspannung verzerrt. Zur Vermeidung dieses Nachteils wird daher bei der bekannten Vorspannungsstabilisationsschaltung eine entsprechende gegenläufige Verformung des von der Sägezahngeneratorschaltung an den Eingang der Treiberstufe angelegten sägezahnförmigen Eingangssignals vorgenommen. Eine derartige Maßnahme zum Ausgleich der Verzerrung der Linearität arbeitet jedoch nur ungenau und unvollständig, da ihre ·*ο Wirkung beispielsweise von der Umgebungstemperatur abhängt. Die bekannte Vorspannungsstabilisationsschaltung weist daher insbesondere den Nachteil auf, daß die für eine einwandfreie Bildwiedergabe erforderliche Linearität der sägezahnförmigen Ablenkspannung während der Hinlaufperiode nicht sichergestellt ist.

Es ist auch bekannt (DE-AS 12 70 086), bei einer selbstschwingenden Vertikalablenkschaltung das am mittleren Punkt der Endstufe vorhandene s.igezahnförmige Ablenksignal über einen Rückkopplungsweg einem Schalttransistor zuzuführen, dessen Ausgangssignal den Transistor der Treiberstufe sperrt. Dadurch wird eine schnelle Aufladung eines Ladekondensators für die Sägezahnspannung während der Rücklaufperiode erreicht und die Anschwingsicherheit der selbstschwingenden Vertikalablenkschaltung verbessert. Im Zusammenhang mit einer Vorspannungsstabilisationsschaltung ist jedoch eine derartige Maßnahme nicht betrachtet worden.

Es ist auch schon eine Schaltung vorgeschlagen t>o worden (DE-AS 24 33 887), bei der es möglich ist einem auf beliebigem Potential liegenden Punkt einer Schaltung eine Gleich- oder Wechselspannung ausgleichsstromfrei anzulegen, indem man auf beliebigem Potential liegenden Schaltungspunkt zwei Konstant- f>5 Stromquellen, die Ströme gleicher Stärke und bezüglich des Schaltungspunktes entgegengesetzten Vorzeichens führen, angeschlossen sind und wobei dem Eingang mindestens einer der beiden Konstantstromquellen die anzulegende Gleich- oder Wechselspannung zugeführt ist. Dabei ist auch vorgeschlagen worden, eine derartige Schaltung bei der Ankopplung des Nord-Süd-Korrektursignais von Farbfernsehern an den Ausgang des Vertikal-Ablenkimpuls-Generators zu verwenden, wobei ?.n diesem Schaltungspunkt auch eine der Einstellung der Mitten-Ruhespannung einer als Gegentaktendstufe aufgebauten Vertikalendstufe dienende Referenzspannung anliegen kann.

Weitere Einzelheiten des Aufbaus und der Wirkungsweise eines typischen Beispiels einer Vorspannungsslabilisationsschaltung, wie sie im wesentlichen aus dem Stand der Technik bekannt ist, werden anhand der F i g. 1 bis 4 beschrieben.

In F i g. 1 ist mit der Bezugszahl 1 eine Sägezahngeneratorschaltung bezeichnet, mit der Bezugszahl 2 ein Eingangskoppelkondensator für eine durch einen Treibertransistor 3 gebildete Treiberstufe, mit der Bezugszahl 4 ein Kollektorlastwiderstand für den Treibertransistor 3 und mit den Bezugszahlen 5 und 6 je ein Ausgangstransistor, deren Emitter so aneinandergeschaltet sind, daß eine Gegentaktendstufe mit komplementären Ausgangstransistoren gebildet wird, mit den Bezugszahlen 7 und 8 je eine Diode zur Kompensation der Basis-Emitter-Schwelienspannungen der Ausgangstransistoren 5 und 6, mit der Bezugszahl 9 ein einen Ausgangskoppelkondensator bildender Kondensator und mit der Bezugszahl 10 eine Ablenkspule. Die Bezugszahl Ii bezeichnet einen einen Stabilisationstransistor darstellenden Transistor, mit den Bezugszahlen 12 und 13 sind Basisvorspannungswiderstände für den Transistor Il bezeichnet und mit den Bezugszahlen 14, 15 und 16 zwei Widerstände und ein einen Filterkondensator darstellenden Kondensator, die einen Filterkreis zur Glättung des Ausgangsspannungiiverlaufs der Ausgangstransistoren 5 und 6 darstellen, um so eine gemittelte Spannung zu erzeugen. Die Bezugs,zahl 17 bezeichnet einen Widerstand, der zwischen die Basis des Treibertransistors 3 und Erde gelegt ist.

Es sollen nun die Betriebsvorgänge bei der Anordnung der F i g. 1 kurz erläutert werden.

An einem Ausgangspunkt a der Sägezahngeneratorschaltung 1 erscheint ein Signal mit dem in F i g. 2 bei A gezeigten Verlauf. Dieses Signal wird über den Eingangskoppelkondensator 2 der Basis (Punkt b) des Treibertransistors 3 zugeleitet. An dem Punkt b erscheint der in Fi g. 2 bei B gezeigte Signalverlauf, der sich von dem Signalverlauf A der F i g. 2 im Gleichspannungspegel unterscheidet. Dieses Signal wird von dem Treibertransistor 3 verstärkt und an einem mittleren Punkt c der Gegentaktendstufe erscheint ein Spannungsverlauf, wie er in Fi g. 2C durch die gestrichelte Linie c dargestellt ist. Über der Ablenkspule 10 erscheint ein Spannungsverlauf wie der in F i g. 2C durch die durchgezogene Linie d dargestellte, der während der Hinlaufperiode t_s im wesentlichen linear ist. (Obwohl in Abhängigkeit von dem Krümmungsradius der Katodenstrahlröhre eine umgekehrte S-förmige Kompensation vorgenommen werden muß, ist der Spannungsverlauf insgesamt im wesentlichen linear.) An einem Verbindungspunkt e des Widerstandes 14 und des Kondensators 16 erscheint ein Spannungsverlauf wie der in Fig. 2D durch die gestrichelte Linie e wiedergegebene und an einem Punkt / erscheint ein Spannungsverlauf, wie ihn die durchgezogene Linie fm F i g. 2D zeigt.

Es sei nun auf diese Spannungsverläufe näher