JPS584867B2 - スイチヨクヘンコウカイロ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＯＴＬ出力の垂直偏向回路に関するもので、特
に出力段中点バイアス電圧安定化回路に係るものである
。

従来用いられてきた垂直偏向回路の実施例を第１図に示
す。

第１図について説明する。１は鋸歯状波電圧発生回路、
２はドライブトランジスタ３の入力結合コンデンサ、４
はドライブトランジスタ３のコレクタ負荷抵抗、５，６
は出力トランジスタで、完全コンプリメンタリ回路を形
成している。

７，８は出力トランジスタ５，６のベース・エミツタの
スレツショルド電圧を補償するダイオード、９は出力結
合コンデンサ、１０は偏向コイルである。

１１は出力段中点バイアス電圧安定化用トランジスタ、
１２．１３はトランジスタ１１のベースバイアス抵抗、
１４，１５．１６は出力トランジスタ５，６からの出力
電圧波形を平滑して平均値を作り出すフィルタ回路を構
成するとともに、トランジスタ１１に負帰還信号を供給
する回路を構成する抵抗およびコンデンサ、１１はドラ
イブトランジスタ３のベースとアース間に挿入された抵
抗である。

第１図の動作について簡単に説明する。

鋸歯状波電圧発生回路１の出力ａ点には第２図Ａの様な
波形の信号が現われ、この信号は入力結合コンデンサ２
を通ってドライブトランジスタ３のベースｂ点に伝達さ
れ、ｂ点には第２図Ｂの様に第２図Ａと直流電圧レベル
だけ異なった波形が現われる。

この信号はドライブトランジスタ３で増巾され、出力端
Ｃ点には第２図Ｃの点線Ｃの様な電圧波形が現われる。

そして偏向コイル１０の両端には第２図Ｃの実線ｄに示
すような走査期間ｔｓ中はほぼ直線に近い電圧波形が現
われる（もつとも実像管の表面の曲率に応じて逆Ｓ字補
正を行なう必要があるが全体的にみてほぼ直線になる）
。

ｅ点には第２図Ｄの点線ｅに示すような電圧波形が、ま
たｆ点には第２図Ｄの実線ｆに示すような電圧波形が現
われる。

これらの波形について説明する。

第２図Ｄの点線ｅは出力トランジスタ５，６の中点Ｃの
平均直流電圧に相当する直流電圧であり、Ｃ点の電圧波
形および平滑フィルタ回路を構成する抵抗１４．１５お
よびコンデンサ１６の値により完全な直流波形の場合も
あるが、多少脈流をもつた波形となることが多い。

ａ点の電圧波形とＣ点の電圧波形を抵抗１４，１５で分
割したのがｆ点の電圧波形（第２図Ｄのｆ）であり、こ
のｆ点の電圧波形のパルスの尖頭値Ｖｐｆ１は出力トラ
ンジスタ５，６の中点であるＣ点の平均直流に応じて変
化する。

トランジスタ１１はこのｆ点の電圧波形の帰線期間ｔｒ
のパルス信号でのみ導通ずるようにベースバイアスが選
定されている。

トランジスタ１１は帰線期間のみ導通し、そのコレクタ
電流は抵抗１１に流れると同時に入力結合コンデンサ２
も充電し、ドライブトランジスタ３のベースに必要とす
るバイアス電圧を供給する。

入力結合コンデンサ２に充電された電荷は抵抗１１、ド
ライブトランジスタ３を通して放電されるが、この放電
々流は微少であり、コンデンサ２の端子電圧は時間とと
もに少し小さくなるが大きな影響はなく、次の帰線パル
スの信号で充電されるため、入力結合コンデンサ２の端
子電圧はほぼ一定の電圧値を保つ。

出力段中点バイアス電圧安定化動作は次のように行われ
る。

今、仮りに出力段中点バイアス電圧が上昇しようとする
（第２図ＣのＣの電圧波形が上昇する）と、出力段中点
の平均直流値である第２図Ｄのｅの電圧波形も上昇し、
その結合点であるｆ点の電圧波形（第２図Ｄのｆの電圧
波形）の帰線期間のパルスのピーク値Ｖｐｆ１も上昇し
、トランジスタ１１をより深く導通させる。

よってそのコレクタ電流は増加し、入力結合コンデンサ
２の充電電流は増加し、その結果、入力結合コンデンサ
２の端子電圧は大きくなり、ドライブトランジスタ３の
ベース電圧は上昇し、出力トランジスタ５，６の中点で
あるＣ点の電圧を下げようと動作する。

従って、その結果トランジスタ１１のベースバイアスで
決定される電圧でバランスがとれ、出力段中点バイアス
電圧は安定化される。

さてここで問題となるのがｆ点の電圧波形である。

出力コンデンサ９，平滑コンデンサ１６および抵抗１４
，１５の各値を充分大きくすれば、第１図のＣ点、ｅ点
、ｆ点の電圧波形は各々第３図Ａ，Ｂ，Ｃに示すように
走査期間中、脈流分の小さな波形が得られ、定常動作と
しては問題なく正常に動作するが、スイッチをオンした
瞬間、コンデンサ９，１６に定常状態まで充電するのに
時間がかかるために画面の垂直方向が一瞬現われなかっ
たり（画面では水平方向に１本、明かるい線が見える）
、スイッチオン直後画面の垂直振巾が小さく、その後徐
々に大きくなっていくといった過渡現象が生じ、又、画
面が現われてもコンデンサに充電する充電時定数の差か
ら画面が上下方向に振動したりすることがある。

そこで上記の不都合をなすために出力結合コンデンサ９
、平滑コンデンサ１６および抵抗１４，；１５の値を小
さくして、スイッチオンの瞬間に画面の振巾が縮んだり
振動もせずに安定に出るようにすると、第１図のＣ点、
ｅ点、ｆ点の電圧波形は脈流分の大きな波形となり、各
々第４図Ａ，Ｂ，Ｃのごときになる。

ここで問題となるのが第４図Ｃの電圧波形でｖｐｆ１と
ｖｐｆ２の値が非常に近よってくることである。

本来、本回路方式の場合は、帰線パルス期間の間のみト
ランジスタ１１が動作し、他の走査期間の間はカットオ
フでなければならない。

ｖｐｆ２が大きくなると走査期間の途中でもトランジス
タ１１が動作し、ドライブトランジスタ３のベースバイ
アスを変動させることになり、画面のりニアリテイが悪
くなるという不都合が生じる。

仮りに常温でｖｐｆ２がＶｐｆ１より少し低く、ｖｐｆ
２でトランジスタ１１が動作しなくても周囲温度の変化
、電流電圧の変化等でトランジスタ１１のベースバイア
スが変動してｖｐｆ２で動作し、画面のりニアリテイが
悪くなるという不都合があった。

ここでまず、上記欠点を除去するために本発明に先だっ
て考察された垂直偏向回路について第５図、第６図とと
もに説明を加える。

その一実施例を第５図に示す。

図において第１図と同じ回路素子には同一符号をつけて
ある。

本発明回路は集積回路に適した回路構成である。

第５図について説明する。

トランジスタ１８，１９，２０で第１図のトランジスタ
１１の回路に相当する出力段中点バイアス電圧安定化回
路を構成している。

また、トランジスタ１９，２０は差動アンプを構成する
トランジスタ回路で、その定電流源回路となるトランジ
スタ１８はパルス発生回路２１の出力でパルス制御され
、帰線期間の間のみ動作し、他の走査期間はカットオフ
になるようにしてある。

２２，２３はトランジスタ１９，２０のエミツタ抵抗で
トランジスタのバランスを良くする為に入れてあり、な
くても良い。

２４，２５はトランジスタ１９のベース・バイアス抵抗
で間接的に出力トランジスタ５，６の中点の平均値電圧
を決定する。

差動アンプを構成するもう一方のトランジスタ２０のベ
ースには抵抗２６、コンデンサ２７で平滑された出力段
中点電圧の平均値が加わる。

第５図の回路動作について簡単に述べる。

今、かりに出力トランジスタ５，６の中点電位が上昇し
ようとすると、ｄ点の中点電位の平均値電圧が上昇し、
差動アンプが動作して一方トランジスタ１９のコレクタ
電流が増加しようとする。

この動作以後は第１図の場合と同じであるから省略する
が、出力トランジスタ５，６の中点電圧の平均値レベル
は抵抗２４．２５で決まる電圧で安定化される。

さて、ここで注意すべきことはトランジスタ１８，１９
．２０の出力段中点バイアス電圧安定化回路は帰線パル
スの期間のみしか動作しないことである。

ｄ点の波形がどのように脈流をもったものであろうと、
走査期間の間は完全に動作は遮断されるため、前述した
ように画面のリニアリテイが悪くなるといった不都合は
ない。

又、コンデンサ９，２７、抵抗２６を任意に選ぶことが
出来、スイツオン時に画面が振動したりスイッチオンの
瞬間垂直方向に画面が現われなかったりすることはない
。

又、前述したような周囲温度の変化、部品の値のバラツ
キ等により画面のリニアリテイに影響をおよぼすことは
全くない。

第６図は第５図の回路を更に改良した回路の実施例を示
す。

なお、第５図と同じ素子は同一符号で示してある。

第５図と第６図の相異点は出力トランジスタ５，６の中
点電圧の平均値のとり出し方にある。

第５図は抵抗２６とコンデンサ２７の平滑回路で出力ト
ランジスタ５，６の中点であるＣ点の電圧波形を平滑し
てとり出しているが、第６図の場合は第５図の偏向コイ
ル１０と出力結合コンデンサ９の接続を入れかえて、出
力結合コンデンサ９と偏向コイル１０の接続点に現われ
る出力段の結合コンデンサ９の両端に現われる電圧を出
力段中点バイアス電圧安定化回路の入力信号に用いてい
る。

出力結合コンデンサ９に現われる端子電圧は、容量値が
非常に大きい場合は、第３図Ｂの様にほとんど脈流分の
ない出力段中点電位の平均値の電圧が現われる。

しかし、結合コンデンサ９の値をコスト上必要最小限の
値にしたときは第４図Ｂの様な脈流分の比較的大きな出
力段中点電位の平均電圧が現われる。

この信号を出力段中点電圧安定化回路の入力信号として
用いても第５図の場合と同じ動作をすることは明らかで
ある。

但し、この場合抵抗２４ ．２５の値を変えてトランジ
スタ１９のバイアス電圧を変えなければならない。

第６図の場合は、第５図と比較しても明らかなように平
滑用抵抗２６とコンデンサ２７が除去でき安価な回路と
なる。

またＩＣ回路とした場合、特にコンデンサは外付部品と
なるから、コンデンサが除去出来る効果は大きい。

また、第６図と第１５図とを比較した場合、スイッチオ
ン後の安定な状態になるまでの時間は第６図の方が早い
。

如何なら第５図の場合は出力結合コンデンサ９が充電さ
れてＣ点の電圧が上昇し正常な動作となる電圧になって
から一定時間後（抵抗２６、コン一デンサ２７の時定数
で決まる時間）になって安定な電圧（出力段中点の平均
直流値）になり、その後回路が安定な正常動作を行なう
。

ところが第６図の場合、出力段中点の平均直流値をとり
出す点が出力結合コンデンサ９の端子間電圧であり、第
５図の場合の抵抗２６、コンデンサ２７による安定な電
位になるまでの時間の遅れの分がない。

即ち、スイッチオン後の回路が安定な動作状態になるま
での時間は第６図の方が短く、良好である。

ここで、第６図の場合のスイッチオン時の回路の過渡動
作について考える。

（第５図の場合も同じであるので、第６図の場合を代表
して考える。

）スイッチオン時、ｇ点の電圧上昇は電源Ｖｃｃの上昇
傾斜を抵抗２４．２５で分割した比で上昇するが、ｄ点
の上昇は出力結合コンデンサ９の充電時定数に関係し、
出力結合コンデンサ９の値が大きいとそれだけｇ点の上
昇より遅くなる。

従って、定電流源トランジスタ１８がスイッチオン直後
から正常に動作しているとなると、スイツチオン後、ト
ランジスタ２０のベース電圧はトランジスタ１９のベー
ス電圧より低いため、トランジスタ２０はオンとなり、
トランジスタ１９はオフとなる。

このとき鋸歯状波発生回路１の出力ａ点の直流電圧レベ
ルが低いと、ドライブトランジスタ３および出力トラン
ジスタの一方６はオフとなり、出力には出力信号は現わ
れないが出力結合コンデンサ９にもう一方の出力トラン
ジスタ５がエミツタフオロアとして入り偏向コイル１０
を通して充電電流が流れることにより、出力結合コンデ
ンサ９の端子電圧は徐々に上昇し、この上昇に従って出
力端に出力波形が徐々に現われ、完全に充電されると、
平常の正常動作をする。

この間、出力には所定の電圧波形は現われず、スイッチ
オン直後は直流状の波形で徐々に振巾が増加していく鋸
歯状波出力波形（帰線パルスも含んだ）となる。

従ってスイッチオン後の画面は垂直方向の振巾が出す、
その後、徐々に振巾が伸びていくような出画状態となり
、好ましくない。

この不都合をなくしたのが第１図に示す本発明の回路で
ある。

この回路の特徴は鋸歯状波発生回路１にあって、定常状
態での入力結合コンデンサ２の端子電圧を小さく、０〜
０．２Ｖ附近にすることにある。

即ち、定常状態でのａ点の直流電位とｂ点の直流電位を
ほとんど同じにしておく。

このようにしておくと以下のごとき良好なる動作となる
。

スイッチオン直後は入力結合コンデンサ２の端子電圧は
“０”（放電してしまっているため）であり、かつトラ
ンジスタ１９はカットオフ状態であるためドライブトラ
ンジスタ３のべ一スバイアス電圧はａ点の直流電位と同
じになる。

そしてこのａ点の直流電位はドライブトランジスタ３が
正常動作を行う値になっているか、それに近い値となっ
ており、したがってドライブトランジスタ３はスイッチ
オン直後でも動作を開始する。

従って出力トランジスタ５，６も動作を開始しはじめる
。

即ち、第７図の場合はスイッチオンの瞬間、垂直方向の
振巾が全く現われなかったり、振巾が縮んで出たりする
ことはなく、かりにあっても第５図、第６図より程度が
少なく、時間も短く瞬間的に正常な振巾を持った画面が
現われる。

第７図の動作について説明する。

第６図と比較して判るように、出力結合コンデンサ９に
直列に抵抗２８を接続し、抵抗２８に現われる波形をス
イッチングトランジスタ２９のエミツタに加え、スイッ
チングトランジスタ２９のコレクタに現われる鋸歯状波
の直流レベルを制御しようとするものである。

ここで、３０はスイッチングトランジスタ２９のエミツ
タ抵抗でなくても良い。

３１は鋸歯状波電圧発生用コンデンサ、３２，３３はコ
ンデンサ３１を充電する抵抗および可変抵抗である。

さらに第１図の回路の動作を第８図を用いて説明する。

スイッチングトランジスタ２９のベースには第８図Ａに
示すような帰線期間Ｔｒのパルス巾を持ったパルス信号
が加わる。

（実際には同期信号によるトリガパルスと、出力段の帰
線期間のパルスを重ねて加える。

）スイツチングトランジ１スタ２９がカットオフの間（
走査期間Ｔｓ・・・・・・Ｔ１〜Ｔ２の間）、コンデン
サ３１には電源より抵抗３２、可変抵抗３３を通って充
電電流が流れて充電され、第８図Ｃの実線のｔ１〜ｔ２
間の様にゆるやかな正の傾斜を持った波形が現われる。

時間ｔがｔ２にきたときスイッチングトランジスタ２９
は導通し、コンデンサ３１と充電された電荷を急速に放
電させる。

スイッチングトランジスタ２９のエミツクには抵抗２８
の両端に現われる第８図ＢまたはＣの点線で示したよう
な波形が加わっているため、ｔ＝ｔ２〜ｔ４の間このエ
ミツタの波形と、放電電流による電圧波形が重畳した電
圧波形がスイッチングトランジスタ２９のコレクタに現
われ、第８図Ｃの実線の様な波形となる。

即ち、ｔ＝ｔ２〜ｔ３の間はスイッチングトランジスタ
２９のエミツタ電圧は低いから波形は急速に下降するが
、ｔ＝ｔ３〜ｔ４ではスイッチングトランジスタ２９の
エミツタ電圧波形によっておし上げられる。

ｔ＝１４になるとスイッチングトランジスタ２９はカッ
トオフとなり、コンデンサ３１は再び抵抗３２、可変抵
抗３３より充電電流が流れて、充電され、１＝ｔ１の動
作より繰り返す。

さて、ここで注意するのが第８図ＣのＶｃｐと、ＶＢｐ
である。

ＶＢｐはスイッチングトランジスタ２９のエミツタに現
われる電圧波形のピーク値であり、ｖｃｐはスイッチン
グトランジスタ２９のコレクタ電圧波形の走査開始点の
電圧値である。

のコレクタ電圧波形の走査開始点の電圧値である。

ＶＣｐとＶＥｐ陣の差はスイッチングトランジスタ２９
のコレクタ・エミツタ飽和電圧ｖｃＥ（ｓａｔ）であり
ほぼ一定である。

従って、ｖｃｐの値はＶＢｐによって左右されることに
なる。

ＶＢｐの値は偏向コイル１０に流れる電流と抵抗２８の
値によって決まる。

偏向コイル１０に流れる電流はブラムン管、高圧、偏向
コイルが決まれば決定される。

従って、抵抗２８の値を変えることによりＶＣｐを変え
ることが出来、即ち、鋸歯状波発生回路１の出力である
ａ点の鋸歯状波の直流レベルを変えることが出来る。

第７図の回路を用いれば、抵抗２８の値を適当に選定し
て定常動作状態で入力結合コンデンサ２の端子電圧を０
〜０．２Ｖ程度にすることが出来、前述したように、ス
イッチオン後、瞬間に画像が現われ、良好な特性を得る
ことが出来る。

尚、ｄ点の電圧は出力結合コンデンサ９の端子間電圧波
形と抵抗２８の端子間に現われる電圧波形（第８図Ｂ）
とか重畳したものとなるが、抵抗２８の端子間電圧波形
の振巾は小さくｄ点の電圧波形の脈流分がわずかに増加
したにすぎない程度であり、ほとんど無視出来る。

第９図に示す本発明の回路は第１図の回路を改良したも
ので、周囲温度の変化に対してもスイッチオン後の画面
の出方を良好にしようとするものである。

回路は鋸歯状波発生回路１の部分のみを示したが他の回
路は全て第７図と同じであるため省略する。

第７図と異なる点は第Ｔ図の抵抗２８のところに抵抗２
８に代って感温抵抗素子３４を接続したことにある。

周囲温度が変化すると感温抵抗素子３４の値が変化し、
従って、ａ点に現われる鋸歯状波電圧の直流電圧レベル
が変化するのを利用している。

ドライブトランジスタ３のベース・エミツタ順方向電圧
も周囲温度が変化すると変化する。

従って、ドライブトランジスタ３のベース・エミツタ順
方向電圧ＶＢＥ３の温度変化に合わせて、感温抵抗素子
３４の値を決めてやれば、周囲温度変化によって入力結
合コンデンサ２の端子電圧の変化をほとんど”零”に出
来、使用される周囲温度の全領域で安定した画面の出方
（スイッチオン時の画面の出方）を得ることが出来る。

実際には、周囲温度が上昇すると、トランジスタのベー
ス・エミツタ順方向電圧は小さくなるので、ａ点に現わ
れる鋸歯状波電圧の直流電圧が下がるようにするために
、感温抵抗素子３４の両端に現われる波形の振巾が小さ
くなるようにすればよく、感温抵抗素子３４としてサー
ミスタを用いれば良い。

第９図の回路は感温素子３４を１ヶのみ用いたが、補償
特性を最適なものとするため、感温抵抗素子と普通の抵
抗素子との直列接続、又は並列接続、場合によっては直
列接続と並列接続の組合わせの回路を用いても良いこと
は明らかである。

このように本発明による第９図のごとき回路を用いれば
周囲温度が変化してもスイッチオン後の画面の出方に安
定した良好な特性を得ることができる。

さらに本発明によればこの効果以外に画面の垂直振巾が
周囲温度の上昇により縮少する度合いを小さくすること
ができる。

それは出力が定電圧出力方式のためＣ点に現われる電圧
波形は一定であるが、偏向コイル１０は周囲温度が上昇
すると巻線の損失が増加するため、偏向コイル１０に流
れる電流が減少する。

一方、偏向コイル１０に直列に接続された感温抵抗素子
３４（サーミスタＣの値が減少するため、偏向コイル１
０に流れる電流の減少を打ち消す方向に動作するためで
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の垂直偏向回路の電気結線図、第２図Ａ−
Ｄ、第３図、第４図Ａ−Ｃは第１図の動作説明用の各部
電圧波形図、第５図、第６図は従来の欠点を除去するた
めに本発明に先だって考察された垂直偏向回路の電気結
線図、第７図、第９図は本発明の互いに異なる実施例を
示す垂直偏向回路の電気結線図、第８図Ａ−Ｃは第７図
の動作説明のための各部電圧波形図である。 １・・・・・・鋸歯状波電圧発生回路、２・・・・・・
入力結合コンデンサ、３・・・・・・ドライブトランジ
スタ、５，６・・・・・・出力トランジスタ、９・・・
・・・出力結合コンデンサ、１８，１９，２０・・・・
・・トランジスタ、２１・・・・・・パルス発生回路、
２９・・・・・・スイッチングトランジスタ、３１・・
・・・・コンデンサ、３２，３３・・・・・・抵抗、３
４・・・・・・感温抵抗素子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ベースに垂直同期パルスが印加されコレクタに鋸歯
   状波電圧を発生させる充放電回路を接続したスイッチン
   グトランジスタ回路により構成された鋸歯状波電圧発生
   回路と、ドライブ段入力結合コンデンサと、エミツタ接
   地型トランジスタ回路のドライブ段と、前記ドライブ段
   と直結された垂直偏向出力段と、この垂直偏向出力段に
   接続された偏向コイルと出力結合コンデンサの直列回路
   と、出力信号の直流信号分を検出して前記ドライブ段の
   入力に信号を負帰還して出力信号の動作点を安定に保つ
   バイアス安定化回路とを備え、前記偏向コイルと出力結
   合コンデンサの直列回路の出力段側と異なる端子を前記
   スイッチングトランジスタ回路のエミツタ回路に接続し
   、この接続点とアース電位間に感温素子を接続したこと
   を特徴とする垂直偏向回路。