DE3543968A1

DE3543968A1 - Horizontallinearitaets-korrekturschaltung

Info

Publication number: DE3543968A1
Application number: DE19853543968
Authority: DE
Inventors: Peter Eduard Adliswil Zürich Haferl
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1984-12-13
Filing date: 1985-12-12
Publication date: 1986-06-26
Anticipated expiration: 2005-12-13
Also published as: FI854825A; FI79770B; FI854825A0; GB2168559B; KR860005523A; JP2641191B2; FI79770C; GB2168559A; KR940008799B1; US4634938A; IT8523166A0; HK107793A; JPS61141265A; FR2575019B1; FR2575019A1; DE3543968C2; BE903825A; IT1186146B; SG45191G; GB8530413D0

Description

RCA 81718 Sch/Vu

RCA Corporation, Princeton, N.J. (US)

Hörizontallinearitäts-Korrekturschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf eine linearitätskorrigierte Ablenkschaltung.

Bei Zeilenablenkschaltungen treten wegen der Verluste in der Horizontalablenkwicklung und im Hinlaufschalter asymmetrische Fehler der Horizontallinearität auf. Zur

TO Linearitätskorrektur hat man vorgespannte Linearitätsspulen oder Linearitätskorrekturschaltungen mit aktiven Elementen verwendet. Solche Linearitätskorrekturschaltungen können verschiedene unerwünschte Betriebseigenschaften haben, welche sie für eine Verwendung bei hohen Anforderungen weniger geeignet macht, wie etwa im Falle von Monitoren, Farbfernsehempfängern mit flachen Bildröhren, wie etwa die flache Rechteckbildröhre der RCA Corporation, oder Ablenksystemen mit variabler Ablenkbreite oder Ablenksystemen, die eine erhebliche Ost-West-Rasterkorrektur erfordern.

Bei einigen Typen von Linearitätskorrekturschaltungen kann es vorkommen, daß die Größe der Linearitätskorrektur den Änderungen der Ablenkstromamplitude nicht richtig folgt. Bei Änderungen der Rasterbreite kann dann die Linearität sich verschlechtern. Auch kann die Ost-West-

BAD

Rasterkorrektur durch die Linearitätsschaltung beeinträchtigt werden.

Bei einer aktiven Linearitätskorrekturschaltung kann der S-Formungs- oder Hinlaufkondensator während des Hinlaufs eine zusätzliche Ladung einbringen, um in der zweiten Hinlaufhälfte einen höheren Ablenkstrom zu ergeben. Diese zusätzliche Ladung muß während des Rücklaufs aus dem Hinlaufkondensator wieder entnommen werden, damit der Ablenkstrom keine Gleichstromkomponente erhält. Außerdem soll eine Schaltung mit einem einstellbaren Lade/Entladebetrieb keinen übermäßigen Leistungsverbrauch ergeben.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung enthält eine linearitätskorrigierte Ablenkschaltung eine Ablenkwicklung, eine Hinlaufkapazität und eine Rücklaufkapazität. Mit der Ablenkwicklung ist ein erster Schalter gekoppelt, der ablenkfrequent betrieben wird und der Ablenkwicklung eine Hinlaufspannung zur Erzeugung eines Hinlaufablenkstroms zuführt. Die Rücklaufkapazität und die Ablenkwicklung bilden eine Resonanzrücklaufschaltung während des Rücklauf intervalles . Eine erste Induktivität und eine Resonanzkapazität bilden eine zweite Resonanzschaltung mit einer Resonanzfrequenz, die größer als die Rücklauffrequenz oder gleich dieser ist. Ein zweiter Schalter ist mit der zweiten Resonanzschaltung und der Hinlaufkapazität gekoppelt und ändert seinen Leitungszustand innerhalb des Rücklaufintervalls, um einen Schwingstromimpuls in der zweiten Rücklaufschaltung zu erzeugen, welcher von der Hinlaufkapazität einen vorbestimmten Ladungsbetrag herausnimmt. Eine mit der Ablenkwicklung gekoppelte zweite Induktivität führt während des Hinlaufintervalls der Hinlaufkapazität über die Resonanzkapazität einen Korrekturstrom zur Linearitätskorrektur zu.

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In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine linearitätskorrigierte Ablenkschaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 2 Signalformen, wie sie im Betrieb der Schaltung nach Fig. 1 auftreten;

Fig. 3 eine andere Ausführungsform einer linearitätskorrigierten Ablenkschaltung;

Fig. 4 Signalformen, wie sie im Betrieb der Schaltung nach Fig. 3 auftreten;

Fig. 5 eine dritte linearitätskorrigierte Ablenkschaltung gemäß der Erfindung und

Fig. 6 eine vierte linearitätskorrigierte Ablenkschaltung gemäß der Erfindung.

Bei der linearitätskorrigierten Horizontalablenkschaltung 20 nach Fig. 1, ist die Reihenschaltung einer Horizontalablenkwicklung L„ mit einem an Masse liegenden S-Formungs- oder Hinlaufkondensator C an einem Anschluß 22 mit einem Hinlaufschalter S1 verbunden. Der Hinlaufschalter S1 umfaßt einen Horizontalausgangstransistor Q1 und eine Dämpfungsdiode D1 . Ferner ist ein Rücklaufkondensator C .. an den Anschluß 22, also den Verbindungspunkt der Horizontalablenkwicklung L mit dem Hinlaufschalter SI, angeschlossen.

Der Horizontalausgangstransistor Q1 wird mit einer Zeilenablenkfreguenz f„ von 15,625 kHz von einem Horizontaloszillator und einer Treiberschaltung 21 aus angesteuert, um in der Zeilenablenkwicklung L„ einen Zeilenablenkstrom i„ zu erzeugen, wie er in Fig. 2b in ausgezogener Linie veranschaulicht ist. Am Anschluß 22 entsteht während des Horizontalrücklaufintervalls ti bis t4 eine Rücklaufimpulsspannung V_R, wie sie Fig. 2a zeigt.

Zur Ergänzung von Widerstandsverlusten in der Ablenkschaltung 20 wird dieser Energie von einem B -Spannungsanschluß

19 über einen Widerstand R1 kleinen Wertes und die Primärwicklung W eines Rücklauftransformator T1 zugeführt.

3.

An den oberen Anschluß der Primärwicklung W^ ist ein FiI-

terkondensator C1 angeschlossen.
5

Während des ZeilenhinlaufIntervalls zwischen den Zeitpunkten t4 und ti' nach Fig. 2 leitet der Hinlaufschalter Sl, so daß der Hinlaufkondensator C und die Ablenkwicklung L eine Hinlaufresonanzschaltung (L^,C) bilden, wel- ^⁰ ehe an die Ablenkwicklung L die Hinlaufspannung V_t anlegt, die vom Hinlaufkondensator C am Anschluß 24 erzeugt wird. Die Resonanzfrequenz der Hinlaufresonanzschaltung (L„,C ) ist etwas höher als die halbe Ablenkfrequenz,

ti S

also etwa 7,3 kHz bei den in Fig, 1 angegebenen Werten. Wie die ausgezogene Linie in Fig. 2b zeigt, sorgt die Hinlaufresonanzschaltung (Lri/ C) für eine symmetrische S-Formung des Zeilenablenkstroms i„...

Widerstandsverluste im llinlaufschalter S1 und in der Zeilenablenkwicklung L„ haben die Tendenz, eine asymmetrische Linearitätsverzerrung des Ablenkstroms i„ während des Hinlauf Intervalls zu verursachen. Die Widerstandsverluste flachen die Steigung des Zeilenablenkstroms gegen Ende des Hinlaufintervalls im Verhältnis zur entsprechenden Steigung in der Nähe des Hinlaufintervallbeginns ab. Außerdem neigt die asymmetrische Linearitätsverzerrung zu einer Verschiebung des Nulldurchgangszeitpunktes des Zeilenablenkstroms i„ auf einen vor der Mitte des Zeilenhinlaufintervalls liegenden Zeitpunkt. Die gestrichelte Linie des Ablenk-Stroms i_H in Fig. 2b veranschaulicht die oben erwähnte asymmetrische Linearitätsverzerrung.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung enthält die Horizontalablenkschaltung 20 eine Linearitätskorrekturschaltung 30, welche die asymmetrische Linearitätsverzerrung im Horizontalablenkstrom i_H korrigiert. Die Linearitätskorrekturschaltung 30 enthält eine Resonanzschaltung (L2,C2), die

am Anschluß 24 mit dem Hinlaufkondensator C gekoppelt ist. Die Resonanzschaltung (L2, C2) weist eine Induktivität L2 einstellbaren Wertes und einen Kondensator C2 auf. Die Resonanzfrequenz f~ der Resonanzschaltung (L2, C2) ist höher als die Zeilenrücklauffrequenz oder etwa gleich dieser. Für die in Fig. 1 angegebenen Werte beträgt die Resonanzfrequenz der Resonanzschaltung (L2, C2) etwa 55 kHz im Vergleich zur Zeilenrücklauffrequenz von etwa 44 kHz, wenn die Induktivität auf 180 μΗ eingestellt ist.

Die Induktivität L2 ist im Vergleich zur Induktivität von 1 mH der Ablenkwicklung L„ relativ klein. Die Lineari tätskorrekturschaltung 30 enthält auch eine relativ groß bemessene Induktivität L1, die am Anschluß 22 an die Zeilenablenkwicklung L„ angeschlossen ist und am Anschluß 23 mit dem Resonanzkreis (L2, C2) gekoppelt ist. Für die in Fig. 1 angegebenen Schaltungswerte ist die Induktivität L1 etwa 2 5 mal größer als die Induktivität der Ablenkwicklung L„. Zwischen dem Anschluß 23 und Masse liegt ein steuerbarer Schalter S2, der beispielshalber als Thyristor dargestellt ist.

Während des HorizontalrücklaufIntervalls ti bis t4 gemäß Fig. 2 bilden die Ablenkwicklung L_Tjr und der Rücklauf-

kondensator C₁ eine Rücklaufresonanzschaltung zur Erzeugung einer Rücklaufimpulsspannung V_R am Anschluß 22. Diese Rücklaufimpulsspannung V_R wird einer Induktivität L1 der Linearitätskorrekturschaltung 30 zugeführt. Die über der Wicklung W, des Rücklauftransformators T1 entstehende Rücklaufimpulsspannung wird dem Gate des Thyristorschalters S2 über eine Differenzierschaltung mit einem Kondensator C3 und einem Widerstand R2 zugeführt, um den Thyristor zum Rücklaufbeginn, Zeitpunkt ti in Fig. 2, einzuschalten.

Wenn der Thyristor S2 zum Rücklaufbeginn leitend wird, liegt der Anschluß 23 an Masse, wie dies durch die ausgezogene Spannung V2 in Fig. 2c veranschaulicht ist. Zum

Rücklaufbeginn fängt der Strom i^ in der Induktivität L1 unter Einfluß durch die zugeführte Rücklaufimpulsspannung V_D an, rampenförmig anzusteigen, wie dies die ausgezogene Linie in Fig. 2e zeigt. Der Strom i-fließt vom Anschluß 22 über den Thyristor S2 nach Masse.

Die Spannung V₀ über dem Rücklaufresonanzkondensator C2 ist zum Rücklaufbeginn positiv, wie die ausgezogene Kurvenform in Fig. 2f zeigt. Die Resonanzschaltung (L2, C2) durchläuft einen halben Schwingungszyklus und erzeugt einen positiven Resonanzstromimpuls i_Q, der in der Resonanzschaltung über den Thyristor S2 und die Hinlaufkapazität C fließt. Die Resonanzkapazität C2 ist erheblich kleiner als die Hinlaufkapazität C und beträgt bei den in Fig. 1 angegebenen Schaltungswerten etwa 1/10 von C . Die Dauer der Resonanzschwingung des Stromes i_Q wird daher im wesentlichen durch die Resonanzfrequenz f_n der Resonanzschaltung (L2, C2) bestimmt.

Der Resonanzstrom I₀ erzeugt innerhalb des Rücklaufs einen Stromimpuls i„ im Thyristor S2 zwischen den Zeitpunkten ti bis t3, wie die ausgezogene Kurve in Fig. 2d erkennen läßt. Der Stromimpuls i₂ ist gleich der Summe des Stroms i_Q und des relativ niedrigen Stromes i.. in der Induktivität L1. Nahe dem Zeitpunkt t3 ist der Strom i₂ im wesentlichen Null, wobei der Resonanzstrom i„ etwas

mehr als einen halben Schwingungszyklus durchlaufen hat, um im Thyristor S2 den Induktivitätsstrom i.. auszulöschen. Der Schalter S2 wird daher vorteilhafterweise bei einem Stromwert von praktisch Null gesperrt, also mit niedriger Verlustleistung nahe dem Zeiptunkt t3 nach Fig. 2d.

Vernachlässigt man den Wert der Induktivität L2 gegenüber dem erheblich größeren Wert der Induktivität L1, dann bleibt der Anschluß 23 wechselspannungsmäßig bei der Rücklauffrequenz auf Masse, nachdem der Thyristor S2 zum Zeitpunkt t3 (Fig. 2) gesperrt hat. Der Anschluß 23 stellt

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Wechselspannungsmasse dar, weil bei der Rücklauffrequenz der Kondensator C2 und der Hinlaufkondensator C im Vergleich zur Impedanz der Induktivität L1 sehr niedrige Impedanzen haben. Der Strom i.. in der Induktivität L1 steigt daher während des restlichen RücklaufIntervalls zwischen den Zeitpunkten t3 und t4 unter Einfluß der Rücklaufimpuls spannung V_R weiterhin rampenförmig an, wie dies die ausgezogene Signalform in Fig. 2e zeigt.

Der Halbzyklus der Stromschwingung der Resonanzschaltung (L2, C2) kehrt die Polarität der am Kondensator C2 entstehenden Spannung V_Q von einer positiven Spannung zum Rücklaufbeginn, Zeitpunkt ti, auf eine negative Spannung am Ende der Stromschwingung zum Zeitpunkt t3 um, wie dies die ausgezogene Linie in Fig. 2f zeigt. Der Kondensator C2 beginnt sich zum Zeitpunkt t3 durch den Induktivitätsstrom I₁ wieder aufzuladen, wie dies Fig. 2f mit der ausgezogenen Linie zeigt, wobei die Spannung V„ zwischen den Zeitpunkten t3 und t4 rampenförmig ansteigt.

Zu Beginn des ZeilenhinlaufIntervalls, Zeitpunkt t4, wird die Dämpfungsdiode D1 des Hinlaufschalters S1 leitend und legt den Anschluß 22 an Masse. Der Induktivitätsstrom X₁ lädt den Kondensator C2 während des ZeilenhinlaufIntervalls t4 bis ti' über den Stromweg durch den Hinlaufkondensator C weiterhin auf. Die Induktivität L1 und der Kondensator C2 bilden während des HinlaufIntervalls eine weitere Resonanzschaltung (L1 , C2) mit einer Resonanzfrequenz f.. , die wesentlich niedriger als diejenige der Ablenkhinlaufresonanzschaltung (L_H, C₃) ist. Für die in Fig. 1 angegebenen Schaltungswerte beträgt die Resonanzfrequenz f.. etwa 4,6 kHz. Der von der Induktivität L1 gelieferte Strom i^ wird während des ZeilenhinlaufIntervalls von der Resonanzschaltung (L1, C2) zwischen den Zeitpunkten t4 und ti' in der durch die ausgezogene Linie in Fig. 2e gezeigten Weise geformt.

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Der Strom X₁ dient als Linearitätskorrekturstrom während des ZeilenhinlaufIntervalls, indem er eine zusätzliche Ladung zum Hinlaufkondensator C über den Kondensator Cl liefert, welche die über der Zeilenablenkwicklung L^ liegende Einlaufspannung V, modifiziert. Die Größe der Linearitätskorrektur wird durch den Mittelwert des Korrekturstroms X₁ bestimmt. Ein höherer Korrekturstrom X₁ ergibt eine größere Linearitätskorrektur für den Ablenkstrom i_H; ein niedriger Wert ergibt eine geringere Linearitätskorrektur.

Zur Bestimmung der Größe der Linearitätskorrektur wird der Mittelwert des Korrekturstroms i.. in der Induktivität L1 entsprechend der Resonanzentladung. der Kondensatoren C2 und C gesteuert, welche während des Rücklaufs durch den Schwingstrom i_Q hervorgerufen wird. Eine größere Entladung der Kondensatoren €2 und C durch den Schwingstrom i,. führt zu einem höheren Mittelwert des Korrekturstroms i-i ·

Die Rücklaufspannung V₀ über dem Rücklaufkondensator C₁ bewirkt die Stromversorgung der Linearitätskorrekturschaltung 30. Die Steigung di/dt des rampenförmig ansteigenden Stromes X₁ nach Fig. 2e während des Intervalls ti bis t4 ist praktisch unabhängig von der Leitungszeit des Schalters S2, da die Steigung di/dt von der zugeführten Rücklaufspannung V_n abhängt. Damit führt ein höherer Strom X₁ κ ι

zum Zeitpunkt ti zu einer höheren Amplitude zum Zeitpunkt t4 und zu einem höheren Mittelwert des Stromes X₁.

Die Amplitude des Stromes X₁ zum Zeitpunkt ti wird durch die Leitungszeit des Schalters S2 bestimmt und zwar durch Einstellung des Resonanzentladungsschleifenstroms i„ mit

Hilfe der veränderbaren Induktivität L2, wie die Kurvenformen der Fig. 2c und 2d veranschaulichen. Eine längere Leitungszeit des Schalters S2 während des Resonanzintervalls ergibt zwei Effekte. Erstens beginnt die Resonanzentladung der Kondensatoren C2 und C später, und zweitens

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bleibt die Spannung V2 (Fig. 2c) für eine längere Zeit zwischen t4 und der Hinlaufmitte negativ.

Der Strom i., erhöht sich durch beide Effekte, wie Fig. 2e zeigt. Durch den ersten Effekt vergrößert sich der Strom i- zum Zeitpunkt ti wegen des späteren Beginns der Resonanzaufladung. Das Ladeintervall wird dadurch verkürzt, und der Strom i. fällt zum Zeitpunkt ti weniger ab. Durch den zweiten Effekt wird die Rampenabfallssteigung des Stroms i. während der Zeit, wo V2 negativ ist, kleiner, so daß der Strom i, zum Zeitpunkt ti ebenfalls größer ist.

Der Strom i- lädt die in Reihe liegenden Kondensatoren C-, und C während des Hinlauf Intervalls auf. Die in den Fig. 2g und 2f gezeigten Signalformen veranschaulichen die Spannung V₊. über dem Kondensator C bzw. die Spannung Vq über dem Kondensator C2· Vernachlässigt man die kleine Induktivität L2, dann stellt die Spannung V2 in Fig. 2c die Summe der Spannungen V, und V, dar. Inbesondere zeigt die Spannung V2 die Ladung an, welche vom Strom i. in den in Reihe geschalteten Kondensatoren C und C2 gespeichert wird. Ein höherer Strom i. führt zu einer größeren Ladung in den Kondensatoren C und C2 und damit zu einer höheren Spannung V2 zu den Zeitpunkten ti und ti'.

Die vom Strom i. während des Hinlaufs gelieferte zusätzliche Ladung wird während des Rücklaufs durch den Resonanzentladungsschleifenstrom i„ wieder entfernt. Fig. 2d zeigt den Strom i~ im Schalter S2, welcher den Entladestromimpuls Iq wiedergibt. Die Resonanzentladung läßt die Spannungen V2 und Vq ihrer Polarität ändern.

Die Spannung V₊. über dem viel größeren Kondensator C wird durch die Entladung verringert, wie Fig. 2g erkennen läßt. Die ausgezogene Signalform veranschaulicht eine Linearitätseinstellung für eine starke Linearitätskorrek-

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tür. Die Spannung AV gibt die aus dem Kondensator C_g während des Rücklaufs entnommene Ladung an. Während des Hinlaufs wird dieselbe Ladung vom Strom i^ für die Linearitätskorrektur hinzugefügt.

Die gestrichelte Kurve in Fig. 2g veranschaulicht eine Einstellung, bei welcher nur eine geringe Linearitätskorrektur vorliegt. Die Spannung V"_t ist zu den Zeitpunkten ti und t4 im wesentlichen gleich, und Δν. ist 0. Eine mittlere Linearitätseinstellung ergibt ein AV_t von 20 V. Ohne jegliche Linearitätskorrektur ist die Spannung V_t zum Zeitpunkt t4 etwas höher als zum Zeitpunkt ti, und zwar wegen der über die Wicklung W und der Rücklauf-

kondensator CL,., hinzugefügten Energie. 15

Zur Einstellung der Größe der Linearitätskorrektur durch die Linearitätskorrekturschaltung 30 wird die Induktivität L2 so justiert, daß sie die Resonanzfrequenz f„ der Resonanzschaltung (L2,C2) verändert und auf diese Weise die Dauer des SchwingungsStromimpulses i„ und die Größe der vom Kondensator C entnommenen Ladung einstellt. Für eine geringere Linearitätskorrektur wird beispielsweise die Induktivität L2 auf einen kleineren Wert eingestellt, so daß die Resonanzfrequenz f_Q der Resonanzschaltung (L2, C2) ansteigt. Der Schwingstrom i_Q durchläuft seinen halben Schwingungszyklus innerhalb eines erheblich kleineren Intervalls während des Rücklaufs, wie in Fig. 2d durch die gestrichelte Kurve für den Stromimpuls i₂ veranschaulicht wird.

Der gestrichelte Stromimpuls ^2 hat eine wesentlich kürzere Dauer (Intervall ti bis t2). als die Dauer des ausgezogenen Stromimpulses (Intervall ti bis t3). Zwar ist die Amplitude des gestrichelten Stromimpulses x., größer als diejenige des ausgezogenen Stromimpulses, jedoch führt die viel kürzere Dauer des gestrichelten Stromimpulses zu einem niedrigeren Mittelwert als für den ausgezogenen

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Stromimpuls. Wenn also die Resonanzschaltung (L2, C2) auf eine höhere Resonanzfrequenzschwingung eingestellt ist, dann ist die während des Rücklaufs vom Kondensator C entnommene Ladung kleiner, und im Hinlaufintervall fließt ein kleinerer Linearitätskorrekturstrom i^. Dieser kleinere Linearitätskorrekturstrom ergibt eine entsprechend kleinere Linearitätskorrektur für den Horizontalablenkstrom irr/ wie dies in Fig. 2b gestrichelt gezeigt ist.

Wird die Resonanzschaltung (L2, C2) durch Justierung der Induktivität L2 abgestimmt, dann ändert sich die Leitungszeit des Schalters S2. Daher beginnt sich der Kondensator C2 zu anderen Zeitpunkten während des Rücklaufs wieder aufzuladen, und damit wiederum ändert sich die Amplitude des Korrekturstroms i.. während des folgenden Hinlaufintervalls.

Zum Zeitpunkt t4, dem Hinlaufbeginn, wird die Summe des

Ablenkstroms i„ und des Stroms I₁ in der Induktivität L1 ti ι

konstantgehalten, weil die Rücklaufimpulsspannung V_n entsprechend der am Anschluß 19 liegenden Spannung B+ in ihrer Amplitude konstantgehalten wird. Die Amplitude des Ablenkstroms i_H hat daher zum Hinlaufbeginn einen niedrigeren Wert, der sich im umgekehrten Sinne wie die Amplitude des Stroms i^ verändert.

Der Hinlaufkondensator C wird durch den Ablenkstrom i„

s ti

während des ersten Teils des HinlaufIntervalls langsamer aufgeladen. Damit wird der Nulldurchgangsaugenblick des Ablenkstroms i„ auf einen späteren Zeitpunkt verzögert, welcher der Mitte des HinlaufIntervalls entspricht, wie dies für eine richtige Linearitätskorrektur erforderlich ist. Der Korrekturstrom i^ in der Induktivität L1 fließt durch den Kondensator C2 und fügt dem Hinlaufkondensator C_s eine zusätzliche Ladung hinzu, die während der zweiten Hinlaufhalfte den Ablenkstrom i größer werden läßt.

Während des Rücklaufs wird die zusätzliche Ladung aus dem Hinlaufkondensator C durch die Resonanzschwingung der

Resonanzschaltung (L2, C2) wieder entnommen, und dadurch wird eine Gleichstromkomponente im Ablenkstrom vermieden. Die Resonanzschwingung während des Rücklaufs kehrt auch die Polarität der Spannung V_n am Kondensator C2 um, so daß der Korrekturstrom i- den Kondensator C2 während des nachfolgenden HinlaufIntervalls wieder aufladen kann.

Die vom Kondensator C2 während des Rücklaufs vom Stromimpuls i_Q entnommene Ladung verringert die Hinlaufspannung V. zum Hinlaufbeginn. Die Steigung des Ablenkstroms i„ wird daher zum Hinlaufbeginn weniger steil. Der Korrekturstrom i-, fügt dem Kondensator C während des Hinlauf-Intervalls Ladung zu und erhöht damit die Hinlaufspannung V,. Während der zweiten Hinlaufhalfte wird die Steigung des Ablenkstroms i., weniger steil und wirkt damit Auswirkungen der Widerstandsverluste auf die Ablenkstromsteigung

entgegen.
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Die ausgezogenen Signalformen in den Fig. 2b bis 2f zeigen einen Fall, wo die Induktivität L2 so eingestellt ist, daß sie eine etwas größere als die mittlere Linearitätskorrektur hervorruft. Die entsprechenden gestrichelten Signalformen zeigen einen Fall, wo die Induktivität L2 so eingestellt ist, daß die Resonanzschaltung (L2, C2) auf eine höhere Resonanzfrequenz abgestimmt ist. Damit ergibt sich eine geringere Linearitätskorrektur.

Wie soeben gesagt wurde, enthält die erfindungsgemäße Linearitätskorrekturschaltung 30 eine Schalteranordnung mit aktiven Bauelementen, welche für eine Umschaltung während des HorizontalrücklaufIntervalls sorgt und den Korrekturstrom i^ und die Resonanzschaltung (L1 , C2) wäh-

rend des HinlaufIntervalls nicht durch Schalt-Transienten stören läßt. Die Schalteranordnung erzeugt keine Gleichstromkomponente im Ablenkstrom und erübrigt damit eine

Zentrierkoitipensationsschaltung . Die Linearitätseinstellung erfordert auch keine einstellbare Gleichstromquelle, so daß übermäßige Stromversorgungsverluste vermieden werden.

Wegen der Polaritätsumkehr der Spannung Vq am Resonanzkondensator C2 während des Rücklaufs wird ein großer Linearitätskorrekturbereich bei relativ niedrigem Stromverbrauch möglich. Außerdem ändert sich die Rasterbreite während des Linearitätseinstellbereiches nicht nennenswert, womit ein erheblicher Vorteil gegenüber einer einstellbaren Vorspannungslinearitätsspule erreicht wird.

Fig. 3 zeigt eine Zeilenablenkschaltung 120 mit einer ebenfalls erfindungsgemäßen Linearitätskorrekturschaltung

130. In den Fig. 1 und 3 ähnlich bezeichnete Elemente bedeuten ähnliche Größen oder Funktionselemente. In Fig. 3 ist eine aktive Ost-West-Korrekturschaltung 40 über eine Drossel L mit der Horizontalablenkwicklung L„ gekoppelt. Der Hinlaufkondensator C und der Rücklaufkondensator C_R-, sind nicht unmittelbar an Masse angeschlossen, sondern sind wegen ihrer Kopplung mit dem Verbindungspunkt eines zweiten Rücklaufkondensators C_R2 mit einer zweiten Dämpfungsdiode D2 potentialfrei über Massepotential. Eine Ost-West-Einstellschaltung 25 erzeugt einen Kissenkorrekturstrom i in der Drossel L , welcher parabolisch mit der Halbbildfrequenz die Amplitude der Rücklaufimpulsspannung V_R2 über dem Rücklaufkondensator C_R2 moduliert. Die Amplituden des Ablenkstromes i„ und der Rücklaufimpulsspannung V_R1 sind entsprechend moduliert. Die Amplitude der Rücklaufimpulsspannung V₀ am Anschluß 22, welche in den Fig. 2 und 4a veranschaulicht ist, bleibt unmoduliert.Die Kissenkorrekturschaltung 40 ist weiterhin in der britischen Patentanmeldung 215O796A beschrieben, welche am 3. Juli 1985 veröffentlicht wurde und den Titel "East-West Correction Circuit" trägt. Anstelle der Kissenkorrekturschaltungen gemäß Fig. 3 können auch andere Kissenkorrekturschaltungen verwendet werden,

etwa Modulatorschaltungen mit geschalteten Dioden.

Es sei darauf hingewiesen, daß der Linearitätskorrekturstrom X₁ durch den Betrieb der Ost-West-Korrekturschaltung 40 moduliert wird. Diese Modulation sorgt vorteilhafterweise für eine symmetrische Ost-West-Korrektur und eine gerade Vertikalmittellinie.

Die Rücklaufimpulsspannung V_R-, wird durch einen Kondensator C3 und einen Widerstand R2 differenziert und dem Gate des Thyristors S2 zugeführt, um diesen zu Beginn des Horizontalrücklaufs einzuschalten und damit die Resonanzschwingung des Stroms i_Q einzuleiten, welcher während des RücklaufIntervalls Ladung vom Hinlaufkondensator C ab-

führt. Wie in Fig. 1 wird die Linearitätskorrektur über den Strommittelwert des Schwingungsimpulses i„ und die Gesamtmenge der vom Hinlaufkondensator C während des Rücklaufs abgeführten Ladung bestimmt, und damit wird der Mittelwert des Korrekturstroms i.. während des Hinlaufintervalls eingestellt. Im Gegensatz zur Linearitätskorrekturschaltung 30 nach Fig. 1 wird bei der Linearitätskorrektur schaltung 130 nach Fig. 3 aber der Mittelwert des Korrekturstroms i- durch Einstellung des Induktivitätswertes der Induktivität L1 bestimmt, während die Resonanz- frequenz f„ der Resonanzschaltung (L2, C2) unverändert bleibt.

Durch Einstellung der Induktivität L1 wird die Resonanzfrequenz f.. der Resonanzschaltung (L 1 , C2) bestimmt, welehe durch die Induktivität L1 und den Kondensator C2 während des Hinlaufintervalls gebildet wird, über die Resonanzfrequenz f. wird die Steigung des Linearitätskorrektur Stroms i.j in der Induktivität L1 verändert, und damit läßt sich der Mittelwert des Stroms I₁ verändern. Der sich verändernde Strom I₁ lädt die Reihenschaltung der Kondensatoren C₃ und C2 auf, und damit ändern sich die Spannungen V_Q/ V_fc und V2 zum Zeitpunkt t gemäß Fig. 4.

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Eine höhere Spannung V2 zum Zeitpunkt t führt zur Entfernung einer größeren Ladung von den Kondensatoren C und CZ während des Intervalls t bis t, . Die größere abgeführte Ladung hat auch zur Folge, daß die Spannung V2 nach der Hinlaufmitte länger negativ bleibt. Damit steigt der Mittelwert des Stromes i- weiter an, weil dieser Strom zu einem späteren Zeitpunkt rampenförmig abzufallen beginnt. Die soeben erläuterte Betriebsweise ist anhand der Signalformen in den Fig. 4b bis 4f veranschaulicht. Im Gegensatz zur Fig. 2d ist die Steigung di/dt des Stromes I₁ gemäß Fig. 4b während des Intervalls t bis t bei unterschiedlichen Linearitätseinstellungen nicht mehr konstant, weil die Induktivität L1 nun einstellbar ist.

Die Einstellung einer niedrigeren Resonanzfrequenz für die Resonanzschaltung (L1,C2) über eine Vergrößerung der Induktivität L1 führt zu einem höheren Mittelwert des Stromes i- und zu einer stärkeren Linearitätskorrektur.

Die Amplitude der Halbwellenschwingung des Resonanzstroms i_Q zum Rücklaufbeginn, durch welche Ladung vom Hinlaufkondensator C abgezogen wird, bestimmt sich durch die Amplitude der Spannung V_n am Hinlaufende. Für eine starke Linearitätskorrektur entsprechend dem Aufbau einer höheren Spannung am Kondensator C2 hat daher die Resonanzschwingung, die in Fig. 4c durch den Stromimpuls i~ im Thyristor S2 veranschaulicht ist, eine größere Amplitude. Wenn auch die Dauer der Stromschwingung während des Rücklaufs sowohl für große als auch für kleine Linearitätskorrektur ein festes Intervall ist, so ist doch bei einer größeren Linearitätskorrektur der Mittelwert der Stromschwingung größer.

Durch die Einstellung des Wertes der Induktivität L1 zur Bestimmung der gewünschten Linearitätskorrektur weist die Linearitätskorrekturschaltung 130 nach Fig. 3 einen größeren Linearitätseinstellbereich als die Linearitätskorrektur-

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schaltung 30 nach Fig. 1 auf. Die Linearitätskorrekturschaltung 130 ergibt eine niedrigere Verlustleistung im Thyristor S2, weil dessen Leitungszeit nicht verändert wird. Da der Linearitätskorrekturstrom i- bei Fig. 3 während der zweiten Einlaufhalfte negativ gemacht werden kann, ist eine differentielle Einstellung des Strommittelwertes VOn-I₁ möglich. Eine nur kleine Veränderung der Resonanzfrequenz der Resonanzschaltung (L1, C2) führt zu einer großen Änderung des mittleren Stromes i^ und zu einem größeren Linearitätseinstellbereich. Die positiven und negativen Teile des Stroms i.. werden vom Kondensator C integriert. Der Vorteil der differentiellen Einstellung besteht darin, daß wenige Umdrehungen des Kerns der einstellbaren Spule LT einen größeren Linearitätseinstellbereich überdecken.

Als Hinweis für die Bemessung der verschiedenen Schaltungskomponenten für Fig. 3 seien die folgenden Kriterien angeführt. Die Resonanzfrequenz f.. der Resonanzschaltung (1,2., C2) liegt etwa 20% höher als die Ablenkrücklauf frequenz. Die Resonanzfrequenz f.. der Resonanzschaltung (L1, C2) beträgt etwa die Hälfte der Resonanzfrequenz der Ablenkhinlauf-Resonanzschaltung (L„,C ). Der Wert der

n. s

Induktivität L2 kann bei der Berechnung der Resonanzfrequenz f. vernachlässigt werden.

Wenn der Hinlaufkondensator C für eine symmetrische S-Formung des Zeilenablenkstroms i_H bei einer Rasterablenkung über den Schirm einer Bildröhre mit großem Ablenkwinkel und großem Bildschirm, wie etwa eine 27V, 110° flache Rechteckbildröhre, sorgt, dann wird der Wert des Kondensators C2 empirisch bestimmt auf etwa 1/10 des Kondensators C₂. Der Kondensator C2 bestimmt zusammen mit dem Einstellpunkt der Induktivität LI die mittlere Größe

·" der Linearitätskorrektur, die ihrerseits von den Ablenkverlusten abhängt.

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Es soll darauf hingewiesen werden, daß der Wert des Kondensators C in Beziehung zum Wert der Ablenkwicklung L„ und dem Ablenkwinkel steht. Die Amplitude des Ablenkstroms i„ hängt mit der Amplitude der Rücklaufspannung V zusammen. Wird der Kondensator C2 empirisch mit einem Zehntel des Kondensators C gewählt, dann wird der Wert der Induktivität L1 wegen den oben angeführten Bemessungskriterien für die Resonanzfrequenz f-, empirisch abhängig von der Ablenkwicklung L Die Induktivität L1 hängt auch über die Beziehung des Ablenkstroms zur Rücklaufimpulsspannung von der Ablenkstromamplitude ab.

Ein kleinerer Kondensator C2 erfordert eine Induktivität L1 größeren Induktivitätswertes. Die damit höhere Spannung V_Q verringert den mittleren Strom i., , was zu einer ungenügenden Linearitätskorrektur führen kann. Umgekehrt erfordert ein größerer Kondensator C2 eine Induktivität L1 niedrigeren Wertes. Der Strom i. kann dann zu hoch werden, so daß die Linearitätskorrektur zu stark wird.

Das mit 1:10 benannte Auswahlkriterium für den Betrieb mit einer Ablenkfrequenz von 1f_H wird zu 1/20 für einen Betrieb mit einer Ablenkfrequenz von 2f„, weil die dem

Kondensator C während des Hinlaufs zugeführte und während des Rücklaufs von ihm entfernte Ladung in beiden Fällen etwa gleich ist (Ladung = Strom mal Zeit).

Fig. 5 zeigt eine linearitätskorrigierte Zeilenablenkschaltung 220 mit einer Linearitätskorrekturschaltung gemäß der Erfindung, bei welcher ein Bipolartransistorschalter Q2 den Thyristor im steuerbaren Schalter S2 ersetzt. Eine Diode D3 im Kollektorstromweg des Transistors Q2 verhindert, daß ein negativer Kollektorstrom fließt. Die Betriebsweise der Linearitätskorrekturschaltung 230 in Fig. 5 ist im wesentlichen die gleiche wie bei der Linearitätskorrekturschaltung 130 nach Fig. 3. Gleiche

Bezugszeichen in beiden Figuren bezeichnen gleiche Größen oder Funktionselemente.

BAD ORIGINAL

In Fig. 5 ist ein dritter Rücklaufkondensator C₃ in Reihe zwischen die Rücklauf kondensatoren C_n.,- und C „ geschaltet. Die am Rücklaufkondensator C₃ entstehende Rücklaufimpulsspannung V_R-, wird über eine Schaltung mit einem Kondensator C4 und Widerständen R3 und R4 auf die Basis des Transistors Q2 gekoppelt, um diesen zum Rücklaufbeginn einzuschalten und einen Halbzyklus einer Resonanzstromschwingung in der Resonanzschaltung (L2, C2) einzuleiten. Über die Induktivität L2 ist ein Widerstand R5 geschaltet, um beim Sperren des Schalters S2 entstehende Transienten zu dämpfen.

Fig. 6 zeigt eine linearitätskorrigierte Zeilenablenkschaltung 320,, die mit einer Ablenkfrequenz von 2f , der doppelten Frequenz der Ablenkschaltungen nach den Figuren 1, 3 und 5, betrieben wird. Die in den Fig. 5 und 6 verwendeten gleichen Bezugsziffern stellen gleiche Größen oder Funktionselemente dar. Die erfindungsgemäße Linearitätskorrekturschaltung 3 30 ähnelt den zuvor beschriebenen Linearitätskorrekturschaltungen mit der Ausnahme, daß der Schalter S2 einen MOS-Transistor Q3 statt des Bipolartransistors nach Fig. 5 umfaßt. Außerdem wird die Rücklaufimpulsspannung V_R3 dem Gate des MOS-Transistors Q3 über einen Widerstand R6 zugeführt. Eine Zenerdiode ZT begrenzt die an das Gate gelegte Spannung. Über die Induktivität L2 ist eine Dämpfungsschaltung mit einem Widerstand R-7 und einem Kondensator C5 gelegt.

BAD ORIGIMAL

- al.

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Claims

DR. DIETER V. BEHOLD
DIPL. ING. PETER SCHÜTZ
DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER 3543968

ZUGELASSEN BEIM PATENTANWÄLTE TELEFON (089) 470 60

EUROPÄISCHEN PATENTAMT TtLEX 522 638

MARIA THtRLSIA-S I RAbSt i '2

EUROPEANPATENTATTORNEYS PJSIFACH 8(,i)i60 TELEGRAMMSOMBEZ

Π-ΑΛΠΠ \Λ llFMrMPM AA FAX GR II + 111*0091 2716063

MANDATAIRES EN BREVETS EUROPEENS ^U ^ÖUUU MUt[NC-HtIM ÖO ^rA*· ·-■"

RCA 81718 Sch/Vu

RCA Corporation, Princeton, N.J. (US)
Horizontallinearitäts-Korrekturschaltung

P a te ntansprüche

i1) Linearitätskorrigxerte Ablenkschaltung mit einer
Ablenkwicklung, einer an die Ablenkwicklung angekoppelten Hinlaufkapazität zur Erzeugung einer Hinlaufspannung,

einer an die Ablenkwicklung angekoppelten Rücklaufkapazität, und mit einer an die Ablenkwicklung angekoppelten
ersten Schalteranordnung, die mit der Ablenkfrequenz betrieben wird und die Hinlaufspannung während eines Hinlaufintervalls eines Ablenkzyklus an die Ablenkwicklung legt, so daß in dieser ein Hinlaufablenkstrom fließt,
wohingegen während eines RücklaufIntervalls des Ablenkzyklus die Rücklaufkapazität mit der Ablenkwicklung eine Resonanzrücklaufschaltung zur Erzeugung einer Rücklaufimpulsspannung und eines Rücklaufablenkstroms in der
Ablenkwicklung bildet, dadurch gekenn-

BAD ORIGINAL

_ 2 — *

zeichnet, daß eine Resonanzkapazität (C2) mit einer ersten Induktivität (L2) eine zweite Resonanzschaltung bildet, deren Resonanzfrequenz etwa bei der Rücklauffrequenz der Resonanzrücklaufschaltung (L2,C2) liegt oder größer als diese ist, daß mit der zweiten Resonanz-¹ schaltung (L2,C2) und der Hinlaufkapazität (C ) eine
zweite Schalteranordnung (S2) gekoppelt ist, die ihren
Schaltzustand innerhalb des RücklaufIntervalls ändert
und während des RücklaufIntervalls in der zweiten Resonanzschaltung (L2,C2) einen Schwingstromimpuls entsprechend deren Resonanzfrequenz erzeugt, um von der Hinlaufkapazität (C ) eine vorbestimmte Ladungsmenge abzuführen, und daß mit der Resonanzrücklauf schaltung (C ₁ ,L₁₁) eine

R I ti

zweite Induktivität (L1) gekoppelt ist, welcher die Rücklaufimpulsspannung zur Lieferung eines Korrekturstromes an die Hinlaufkapazität (C ) über die Resonanzkapazität (C2) während des HinlaufIntervalls im Sinne eines vorbestimmten Linearitätskorrekturgrades für den Hinlaufablenkstrom zugeführt wird.
2) Linearitätskorrigierte Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwingstromimpuls während des RücklaufIntervalls etwa einen halben Schwingungszyklus durchläuft.
3) Linearitätskorrigierte Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Mittelwert des Korrekturstroms entsprechend der vorbestimmten Ladungsmenge eingestellt wird.
4) Linearitätskorrigierte Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ablenkwicklung (L„) und die Hinlaufkapazität (C2) während des Hinlaufintervalls eine Resonanzhinlaufschaltung bilden und daß die zweite Induktivität (L1) und die Resonanzkapazität

(C2) während des Hinlaufintervalls eine vierte Resonanz-

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schaltung (LI,C2) bilden, die den Korrekturstrom liefert und deren Resonanzfrequenz niedriger als die Resonanzfrequenz der Resonanzhinlauf schaltung (Lr,,C ) ist.
5) Linearitätskorrigierte Ablenkschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Induktivität (L1) mit der zweiten Schalteranordnung (S2) gekoppelt ist und daß die zweite Schalteranordnung während des RücklaufIntervalls den Schwingstromimpuls leitet und gleichzeitig den Strom in der zweiten Induktivität (L1) von der Resonanzkapazität £2) ableitet.
6) Linearitätskorrigierte Ablenkschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schalteranordnung (S2) während des Hinlaufintervalls in einem gegebenen Leitungszustand bleibt, um die vierte Resonanzschaltung (L1,C2) unbeeinflußt von Schalttransienten während des Hinlaufintervalls zu halten.
7) Linearitätskorrigierte Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Induktivität (L2) zur Einstellung der Resonanzfrequenz der zweiten Resonanzschaltung (L2,C2) und damit zur Einstellung der vorbestimmten Ladungsmenge und Linearitätskorrektur einstellbar ist.
8) Linearitätskorrigierte Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Induktivität (L1) zur gleichzeitigen Einstellung der Amplitude des Schwingstromimpulses und damit des vorbestimmten Linearitätskorrekturgrades einstellbar ist.

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