DE2341540A1 - Ablenkschaltung - Google Patents

Description

7587/73/Kö/S
RCA Docket No.: 66,424
Convention Date:
August 16, 1972

RCA Corporation, New York, N.Y., V.St.A.

Ablenkschaltung

Die Erfindung betrifft eine Ablenkschaltung mit einem ausgangsseitig an eine Ablenkwicklung angekoppelten Ablenkverstärker mit zwei in Reihe zwischen eine Betriebsspannungsquelle und einen Bezugspotentialpunkt geschalteten Transistoren, an deren Eingangselektroden eine Quelle von Ablenksignalen angekoppelt ist, unter deren Steuerung der Ablenkverstärker die Hinlaufund Rücklauf inter valle der einzelnen Ablenkperioden erzeugt.

Bei Fernsehenpfiängern ist man bestrebt, den Leistungsbedarf der verschiedenen Empfängerstufen möglichst gering zu halten. Zu diesem Zweck ist es üblich, im Horizontalablenkteil Sparschaltungen mit Energierückgewinnung vorzusehen, wobei aus dem während des Hinlaufintervalls der Horizontalablenkperiode durch die Horizontalablenkwicklung fließenden negativen Strom eine Spannung gewonnen wird, die zur Betriebsspannung des Empfängers hinzugefügt wird, so daß man auf diese Weise die für den positiven Teil des Ablenkstromes erforderliche Betriebsspannung für die Horizontalablenkstufe erhält. Es wird also zu diesem Zweck der Energieversorgungsteil des Empfängers mit einer "B-boostⁿ- oder Booster-Spannung beliefert.

Außerdem wird der am Ende des Hinlaufs und vor dem Beginn des nächsten Hinlaufs auftretende Rücklaufspannungsimpuls, der

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durch das abrupte Aufhören des Hinlaufstromflusses in den Horizontalablenkspulen erzeugt wird, dazu verwendet, die erforderliche Hochspannung für die Endanode der Bildröhre bereitzustellen. Zu diesem Zweck wird der Rücklaufspannungsimpuls. durch eine Tertiärwicklung des Horizontalablenk- oder Horizontalrücklauftransformators, der die Horizontalablenkstufe mit den Horizontalablenkwicklungen koppelt, aufwärtstransformiert. Auf diese Weise erhält man einen hohen Wirkungsgrad, indem der Eingangsenergiebedarf des Fernsehempfängers sich erheblich verringert.

Die Vertikalablenkschaltung eines Fernsehempfängers verbraucht eine erhebliche Menge an Betriebsenergie, und zusammen mit der Horizontalablenkschaltung verbraucht sie den größten Teil der vom Fernsehempfänger benötigten Energie. Es ist daher wünschenswert, daß der Energiebedarf der Vertikalablenkschaltung eines Fernsehempfängers so weit wie möglich herabgesetzt werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Fernsehempfänger-Ablenkschaltung mit verringertem Bedarf an Energie aus dem Energieversorgungsteil des Empfängers zu schaffen.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist eine Ablenkschaltung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß an die Betriebsspannungsquelle sowie an einen Schaltungspunkt im Reihenstromweg des Ablenkverstärkers eine Energiespeicheranordnung angeschlossen ist und daß zwischen die Ablenkwicklung und den genannten Schaltungspunkt ein Einweg-Leiterelement in solcher Polung gekoppelt ist, daß es während eines ersten Teils des RücklaufIntervalls der Ablenkperiode Strom leitet und dadurch die Energiespeicheranordnung mit Energie beliefert, die während eines zweiten Teils des Rücklaufintervalls von der Energiespeicheranordnung an den Ablenkverstärker abgegeben wird. Außerdem ist ein zweites Einweg-Leiterelement zwischen die beiden Transistoren und die Betriebsspannungsquelle in solcher Polung geschaltet, daß es dem Ablenkverstärker Betriebsstrom zuleitet.

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Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Figur 1 das Schaltschema einer herkömmlichen Ablenkschaltung;

Figur 2 Signalverlaufe, die in der Schaltung nach Figur 1 auftreten;

Figur 3 das Schaltschema einer erfindungsgemäßen Ablenkschaltung;

Figur 4 Signalverlaufe, die in der Schaltung nach Figur 3 auftreten; und

Figur 5 das Schaltschema einer erfindungsgemäßen Vertikalablenkschaltung.

Figur 1 zeigt das Schaltschema'einer herkömmlichen Ablenkschaltung unter Verwendung eines komplementärsymmetrischen Transistorverstärkers, der transformatorlos an das Ablenkjoch angekoppelt ist. Zwei Transistoren 9 und 10 vom entgegengesetzten Leitungstyp sind mit ihren Hauptstromwegen in Reihe zwischen eine Spannungsquelle +V und Masse gekoppelt. Ein am Verbindungspunkt der Emitter der beiden Transistoren gebildeter Ausgangsanschluß ist über einen Koppelkondensator 11 an eine Ablenkwicklung 12 angekoppelt. Das andere Ende der Ablenkwicklung 12 liegt über einen Rückkopplungswiderstand 13 an Masse. Der Verbindungspunkt zwischen der Ablenkwicklung 12 und dem Widerstand 13 ist über einen Kondensator 14 an den Verbindungspunkt zwischen einem Schalter 15, einer Stromquelle 16 und einem Eingang eines Verstärkers 8 angekoppelt. Die am Rückkopplungswiderstand 13 erzeugte Spannung ist dem Ablenkwicklungsstrom proportional und beliefert den Verstärker 8 mit einer parallelen Stromrückkopplung.

Am Beginn des Hinlaufintervalls einer Ablenkperiode ist der Schalter 15 geöffnet, und der Kondensator 14 wird von der Stromquelle 16 aufgeladen. Der Verstärker 8 liefert die erforderliche lineare Rückkopplungsschleifen-Verstärkung für den Betrieb und erzeugt aufgrund der Aufladung des Kondensators 14

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an seinem Ausgang die negativ gerichtete Sägezahnspannung. Die Sägezahnspannung gelangt zu den beiden Basen der Transistoren 9 und 10. Während des positiven Teils der Sägezahnrampe leitet der Transistor 9 unter Aufladung des Kondensators 11 und Energiespeicherung in der Ablenkwicklung 12. Während des negativen Teils der Sägezahnrampe ist der Transistor 9 gesperrt und leitet der Transistor 10 unter Bildung eines Entladestromweges nach Masse für den Kondensator 11, so daß der Stromfluß in der Ablenkwicklung 12 sich umkehrt. Der Verstärker 8 vergleicht die Spannung am Kondensator 14 mit der Rückkopplungsspannung am Widerstand 13 und bewirkt die erforderlichen Korrekturen seiner Ausgangsschwingung, so daß sich der gewünschte Linearitätsgrad der Ablenkung einstellt.

Am Ende des Rampenteils der Sägezahnschwingung wird der Schalter 15 geschlossen, so daß sich der Kondensator 14 sehr schnell entlädt. Diese schnelle Entladung des Kondensators 14 und die Beendigung des negativen Rampenteils der aussteuernden Sägezahnschwingung bewirken, daß der Strom in der Ablenkwicklung 12 abrupt absinkt. Der plötzliche Zusammenbruch des vom Sägezahnstrom in der Ablenkwicklung 12 erzeugten Magnetfeldes bewirkt einen plötzlichen starken positiven Anstieg der Spannung an der Abierikwicklung 12. Die Spannung an der Ablenkwicklung 12 ist durch den Spannungsverlauf 20 in Figur 2a wiedergegeben. Figur 2b zeigb den Stromverlauf 21 in der Ablenkwicklung 12.

Der plötzliche Anstieg der Spannung an der Ablenkwicklung während des Rücklaufteils der Ablenkperiode, der durch das Schließen des Schalters 15 bewirkt wird, wird über den Emitter-Basisübergang des Transistors 10 und den Basis-Kollektorübergang des Transistors 9 auf die Betriebsspannungsquelle +V gekoppelt. Bei dieser Anordnung kann der Rücklaufspannungsteil des Spannungsverlaufs 20 niemals über die Betriebsspannung +V

ansteigen.

In Figur 2a besteht der für die Aussteuerung der.Ablenkwicklung 12 benötigte Spannungsverlauf 20 aus zwei Teilen. Die Sägezahnkomponente ergibt sich aus dem Sägezahnstrom der Ablenk-

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wicklung und dem Wicklungswiderstand. Der restliche Impulsteil des Spannungsverlaufs 20 wird gebraucht, um den Strom in der Ablenkwicklung 12 während des RücklaufIntervalls umzukehren. Die relative Dauer der Impuls- und der Sägezahnkomponente hängt vom Verhältnis der L/R-Zeitkonstante der Ablenkwicklung zum gewünschten Rücklaufzeitintervall ab.

Bei Verwendung einer Sattelspule für die Ablenkwicklung 12 ergibt sich eine Zeitkonstante in der Größenordnung von 1 Millisekunde. Aus wirtschaftlichen Gründen ist es jedoch mitunter erwünscht, ein Ablenkjoch mit ringförmig gewickelten Ablenkwicklungen zu verwenden. Eine Ringablenkwicklung hat eine typische Zeitkonstante in der Größenordnung von 2 bis 3 Millisekunden. Das erforderliche, der Norm entsprechende Fernseh-RücklaufIntervall ist normalerweise kürzer als 1 Millisekunde. Bei Verwendung einer ringförmigen Vertikalablenkwicklung muß also der Rücklaufteil der Ablenkschwingung zwei- bis dreimal so groß sein wie im Falle einer Sattelspule, damit sich die gleiche Stromänderung für eine gegebene begrenzte Rücklaufspannung an der Ringwicklung wie an der Sattelwicklung ergibt.

Wie oben erwähnt, ist die Spiitze-Spitze-Ablenkjochspannung in der Schaltung nach Figur 1 durch die Betriebsspannung +V begrenzt. Die Speisespannung für eine Ringwicklung von 3 Millisekunden muß daher mehr als doppelt so groß sein wie die für eine Sattelwicklung von 1 Millisekunde mit dem gleichen Widerstand erforderliche Spannung. Der .Strombedarf für die Sattelwicklung weicht nicht nennenswert von dem für die Ringwicklung ab, und der aus dem Energieversorgungsteil entnommene Strom ist bei beiden Wicklungsarten ungefähr der gleiche. Bei Verwendung einer Ringwicklung von 3 Millisekunden entnimmt daher die Schaltung mehr als doppelt so viel Leistung, und nahezu dreimal so viel Leistung muß wegen der großen Speisespannung an den Transistoren in den Ablenkelementen vernichtet werden, obwohl die Leistung in der Ablenkwicklung die gleiche ist. Mit der in Figur 3 gezeigten Schaltung werden die Probleme hinsichtlich einer hohen Speisespannung und des erforderlichen hohen Energieverbrauchs von Transistoren bei Verwendung einer Ringwicklung gelöst.

Figur 3 zeigt das Schaltschema einer erfindungsgemäßen Ablenkschaltung. Diejenigen Schaltungselemente in Figur 3, die die gleiche Funktion erfüllen wie in der Schaltung nach Figur 1, sind mit den gleichen Bezugsnummerη versehen. Derden Ablenkstrom für die Ablenkwicklung 12 in Figur 3 liefernde komplementär symmetrische Transistorverstärker ist der gleiche wie in Figur I₁ mit Ausnahme von zusätzlichen Schaltungselementen, die es ermöglichen, daß der Rücklaufimpuls über den Wert der Betriebsspannung +V ansteigt, sowie einer Schaltungsanordnung,

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mit deren Hilfe ein Teil der Rücklaufimpulsenergie während des Rücklaufintervalls der Ablenkperiode wiedergewonnen und an die Ablenkschaltung zurückgeleitet wird. Eine Diode 17 im Hauptstromweg der Transistoren 9 und 10 ist zwischen die Betriebs— spannungsquelle +V und den Kollektor des Transistors 9 ge—

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schaltet. Diese Diode ist so gepolt, daß sie den normalen Betriebsstrom von der Betriebsspannungsquelle +V zum Verstärker

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leitet. Jedoch kann während des Rücklaufimpulsteils des Rücklaufintervalls der positive Teil des Rücklaufimpulses über das Potential der Betriebsspannung +V ansteigen, da die Diode 17

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eine Begrenzung des Impulses auf den Wert der Betriebsspannung verhindert, indem sie die Betriebsspannung effektiv von dem an der Ablenkwicklung 12 erzeugten positiv ansteigenden Impuls abschaltet oder trennt. Die für diesen Zweck in der Schaltung vorgesehene Diode 17 wirkt ähnlich wie bei der in der USA-Patentschrift 3 Hl 603 beschriebenen Anordnung.

Zusätzlich sind eine Diode 18 und ein Kondensator 19 für die Wiedergewinnung eines Teils der Hochspannungs-Rücüaufimpulsenergie vorgesehen; Die Diode l8 liegt parallel zum Transistor 9j indee sie mit ihrer Anode an den Emitter und mit ihrer Kathode aa den Kollektor dieses Transistors angeschlossen ist. Ein Rücklaufkondensator 19 ist zwischen die Kathode der Diode und Masse gekoppelt. Statt an Masse kann der Kondensator 19 auch an die Betriebsspannungsquelle +V angeschlossen sein. Der Kon-

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densator 19 ist so bemessen, daß er während des Rücklauf impulses mit der Ablenkwicklung 12 in Resonanz ist. Während der ersten Hälfte der gedämpften Schwingung am Beginn des positiven Rück-

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lauf!»pulses, der im Signalverlauf 22 nach Figur 4a wiedergegeben ist, fließt der Ablenkwicklungsstrom, der vom Kondensator 11 durch den Transistor 10 geflossen ist, durch die Diode 18 in Durchlaßrichtung und lädt den Kondensator 19 auf die verhältnismäßig hohe Rücklaufimpulsspannung auf. Während der zweiten Hälfte der gedämpften Schwingung entlädt sich der Kondensator 19 über den Transistor 9 und den Kondensator 11, wodurch die Energie in . die Ablenkwicklung rückübertragen wird. Diese mit Hilfe der Hochspannimgsimpulsenergie wiedergewonnene Energie wird dazu verwendet, die Stromrichtung in der Ablenkwicklung im erforderlichen RücklaufIntervall von 1 Millisekunde umzukehren. Die Wirksamkeit dieser Anordnung hängt davon ab, daß ein verhältnismäßig verlustarmer Schwingkreis vorhanden istj das heißt, die Blindkomponente des Schwingkreises muß größer sein als seine ohmsche Komponente. Die Ringwicklung, die aufgrund ihrer verhältnismäßig langen Zeitkonstante von 2 bis 3 Millisekunden das,ursprüngliche Problem verursacht hat, besitzt das verhältnismäßig hohe L/R-Verhältnis, das die verlustarme Schwingcharakteristik ergibt. Wegen einiger Verluste aufgrund des ohmschen Widerstands der Schaltung wird nicht die gesamte Rücklaufimpulsenergie wiedergewonnen, und im Anschluß an die Halbwelle des Resonanzschwingens bleibt der Transistor 9 für kurze Zeit gesättigt, bis der Ablenkwicklungsstrom den richtigen Wert erreicht. Zu diesem Zeitpunkt beginnt das normale SägezahnhinlaufIntervall.

Im Signalverlauf 22 nach Figur 4a ergibt sich der abgerundete Teil am Dach des Rücklaufimpulses aus dem gedämpften Schwingen der Schaltung, wobei der Kondensator 19 erst aufgeladen und dann entladen wird. Die Stufe im Impulsverlauf befindet sich beim Spannungspegel von +V . Der Rücklaufimpuls bleibt auf diesem Pegel, bis der Ablenkwicklungsstrom auf denjenigen Wert ansteigt, wo das normale Sägezahnhinlaufintervall beginnt. Der Ablenkwick— lungsstrom ist durch den Stromverlauf 23 in Figur 4b wiedergegeben. Der Stromverlauf 23 ist in vier Intervalle während jeder Ablenkperiode aufgeteilt, die anzeigen, welche Schaltungselemente in der Schaltung nach Figur 3 während der betreffenden Zeit leiten und damit den Ablenkwicklungsstrom liefern. Während des Inter—

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vails P₁, das zeitlich dem Beginn des positiven Rücklaufspannungsimpulses entspricht, leitet die Diode 18 unter Aufladung des Kondensators 19· Während des Intervalls P„, das der zweiten Hälfte der Rücklaufimpuls-Schwingungsspannung entspricht, leitet der Transistor 9 unter Entladung des Kondensators 19 und Umkehr des Ablenkwicklungsstromes. Während des Intervalls P-, das dem ersten Teil des HinlaufIntervalls entspricht, leitet der Transistor 9 durch die Diode 17 unter Aufladung des Kondensators 11. Während des Intervalls P., das dem restlichen Teil des HüLaufIntervalls entspricht, leitet der Transistor 10 unter Umkehr des Ahlenkivicklungsstromes und Entladung des Koppelkondensators 11 über den Transistor 10.

Während der Kondensator 19 durch die Diode 18 auf die hohe Rücklaufimpulsspannung aufgeladen wird, herrscht keine Hochspannung am Transistor 9, da dieser effektiv durch die leitende Diode 18 überbrückt oder nebengeschlossen ist. Ebenso fließt zur Zeit des Rücklaufimpulses kein Ablenkwicklungsstrom im Transistor 10. Ferner wird durch die Entladung des Kondensators 19 über den Transistor 9 in Durchlaßrichtung der Transistor 9 gesättigt, in welchem Zustand nur sehr wenig Spannung am Transistor 9 erzeugt wird, und der Rücklaufimpuls wird bei Abwesenheit von Stromfluß am Transistor 10 erzeugt. Auf diese Weise ermöglicht die Schaltung zur Wiedergewinnung der Rücklaufimpulsspannung die Verwendung einer verhältnismäßig niedrigen Speisespannung +V bei gleichzeitiger Verwendung einer wirtschaftlichen Ablenkwicklung mit langer Zeitkonstante unter Beibehaltung des gewünschten Rücklaufintervalls von 1 Millisekunde. Außerdem verringert die Schaltung den hohen Leistungsverbrauch in den Ablenktransistoren, so daß Transistoren mit niedrigerer Nennleistung bzw. Leistungsbeiastbarkeit verwendet werden können, wodurch erheblich an Herstellungskosten für den Fernsehempfänger gespart wird.

In Figur 3 liegt der Kollektor des Transistors 10 an Masse. Der Kollektor des Transistors 10 kann jedoch stattdessen auch an eine negative Speisespannung mit Verwendung von geeigneten Vorspannanordnungen für die Eingangselektroden der Transistoren 9 und 10 angeschaltet sein. Ferner kann man auch andere Transistor-

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verstärkeranordnungen als die in Figur 3 gezeigte komplementärsymmetrische Anordnung verwenden. Beispielsweise kann man eine quasikompLsnentärsymmetrische Anordnung verwenden, bei der zwischen den Verstärker 8 und die Eingangselektrode des Transistors 9 oder 10 ein die Polarität des Aussteuersignals umkehrender Transistor gekoppelt ist. Auf diese Weise können die Transistoren 9 und 10 vom gleichen Leitungstyp sein.

Figur 5 zeigt das Schaltschema einer selbsterregten Vertikalablenkschaltung für einenFernsehempfänger in erfindungsgemäßer Ausbildung. Eine Quelle negativer Vertikalsynchronsignale 73, wie sie z.B. vom Amplitudensieb und der Synchronsignaltrennstufe (nicht gezeigt) des Fernsehempfängers erhalten werden, ist an einen Eingang 25 und von dort über einen Kondensator 26 und einen Widerstand 27 an die Basis eines Transistors 28 einer übersteuerten Phasenschieber-Oszillatorstufe angekoppelt. Zwei Widerstände 29 und 30, die mit ihrem Verbindungspunkt an den Emitter des Transistors 28 angeschlossen sind, sind in Reihe zwischen eine Spannungsquelle +V und Masse geschaltet, um die Vorspannung

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für den Transistor bereitzustellen. Der Kollektor des Transistors 28 ist an den Verbindungspunkt zwischen einem Kondensator 51.» der an Masse liegenden Reihenschaltung eines Potentiometers 58 und eines Widerstands 59 sowie der Basis eines Transistors 31 angeschlossen. Der Kondensator 51 lädt sich über die Widerstände 58 und 59 und die Ausgangsstufen der Ablenkschaltung in der angegebenen Polarität auf und erzeugt dadurch eine negativ gerichtete Sägezahn^chwingung,2Λ. r Das Potentiometer 58 -steuert die Auf - ' ladung des Kondensators 51 und dienfcdamit als Höhenregler.

Der zu einer Verstärkerstufe gehörende Bansistor 31 liegt mit seinem Kollektor über einen Widerstand 32 an Masse und ist mit seinem Emitter über einen' Widerstand 33 an eine Spannungsquelle B+ angeschlossen, die eine positivere Spannung liefert als die Spannungsquelle +V . Und zwar beträgt B+ in diesem Fall

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+115 Volt Gleichspannung, und +V beträgt +18 Volt Gleichspannung.

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Der Kollektor des Transistors 31 ist an die Basis eines Transistors 34, der ebenfalls zu einer Verstärkerstufe gehört, angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 34 liefert eine negativ

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gerichtete Sägezahnschwingung 75 ai/die Basis eines Transistors sowie über einen Widerstand 35 an die Basis eines Transistors Der Widerstand 35 dienbdazu, etwaige Übergangsverzerrungen zwisphen den Transistoren 37 und 36 zu verringern. Der Emitter des Transistors 34 liegt über einen Widerstand 79 an Masse.

Die Transistoren 36 und 37 sind als im wesentlichen B-Gegentaktverstärker vom komplementärsymmetrischen Typ geschaltet und beliefern die Vertikalablenkwicklung 41 mit dem Ablenkstrom. Der Kollektor des Transistors 36 ""istT über eine'öxocte' "38 an die Spannungsquelle +V und mit seinem Emitter an den Emitter des Tran-

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sistors 37 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 37 liegt über einen Stromfühlerwiderstand 39 an Masse. Der Verbindungspunkt der Emitter der Transistoren 36 und 37 bildet einen Ausgang 40. Der Ausgang 40 ist an die Vertikalablenkwicklung 41 angeschlossen, die mit ihrem anderen Ende über einen Wechselstrom-Rückkopplungswiderstand 44 an einen Schaltungspunkt 45 angeschlossen ist. Zwischen dem Schaltungspunkt 45 und Masse liegt ein erster Koppelkondensator, und zwischen dem Schaltungspunkt und der Spannungsquelle +V liegt ein zweiter Koppelkondensator 47· Durch diese Zweifach-Koppelkondensatoranordnung wird die Ablenkwicklung 41 wechselstrommäßig so mit der Spannungsquelle +V und Masse verkoppelt, daß sich eine Verringerung der

Spitzenstromentnahme aus der Spannungsquelle +V ergibt. Dadurch verringern sich die Filterungserfordernisse für die +V -

Speisespannung sowie in starkem Maße die Welligkeit dieser +V -

Speisespannung, .so daß sie gut für die Speisung anderweitiger Stufen, beispielsweise, der Videostufen, des Fernsehempfängers verwendet werden kann. Diese Koppelanordnung mit zweifachem Koppelkondensator und ihre Vorteile sind in der Patentanmeldung der gleichen Anmelderin beschrieben.

Im Betrieb der Schaltungsanordnung nach Figur 5j soweit bisher beschrieben, bewirken die zur Basis des Transistors 28 gelangenden negativen Synchronimpulse 73, daß dieser Transistor leitet. Damit setzt das Rücklaufintervall der Ablenkperiode ein. Im leitenden Zustand bildet der Transistor 28 einen Entladestromweg für die im Kondensator 51 gespeicherte negative Ladung.

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Der zwischen den Emitter des Transistors 28 und den Schaltungspunkt 45 gekoppelte Kondensator 50 sorgt für eine schnelle Entladung des Kondensators 51 während des Rücklaufs. Wenn die Spannung am unteren Ende des Kondensators auf ekien positiven Wert ansteigt, werden die Transistoren 31 und 34 gesperrt. Das positiv gerichtete Signal am Kollektor des Transistors 34 unterbricht abrupt die negativ gerichtete Rampe des vom Ausgang 40 des komplementärsymmetrischen Verstärkers mit den Transistoren 36 und 37 in die Ablenkwicklung 41 geschickten Sägezahnstromes. Wenn der Strom in der Ablenkwicklung aussetzt, bricht das Magnetfeld zusammen , und ein positiver Rücklaufimpuls verhältnismäßig großer Amplitude, angedeutet im Spannungsverlauf 76, wird an der Ablenkwicklung erzeugt. Am Ende des negativen Vertikalsynchronimpulses 73 wird der Transistor 28 gesperrt und lädt sich der Kondensator 51 über die Widerstände 58 und 59 aus den Kondensatoren 46 und 47 auf, die eine zeitweilige Energiequelle für die Aufladung während des Hinlaufintervalls zur Erzeugung der negativ gerichteten Sägezahnschwingung 74 bilden, die über die Verstärkertransistoren 31 und 34 auf die komplementärsymmetrischen Transistoren 36 und 37 zur Bildung des Hinlaufintervalls der Ablenkperiode gekoppelt werden.

Die übrigen Merkmale der Vertikalablenkschaltung nach Figur 5 werden nachstehend beschrieben, um die Funktionsweise der Schaltungselemente zu erläutern. Obwohl in verschiedenen Abschnitten beschrieben, werden die einzelnen Merkmale vorteilhafterweise, jedoch nicht notwendigerweise, gemeinsam in einer- erfindungsgemäßen Vertikalablenkschaltung angewendet.

Der Spannungsverlauf 76 gibt die für die Aussteuerung der Ablenkwicklung und die Stromumkehr in ihr während des Rücklaufintervalls erforderliche Spannungsform wieder. Normalerweise müßte man die +V -Speisespannung so groß 'wählen, daß sie diese Spitze-

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Spitze-Spannurig liefert. Jedoc-h würde durch eine so große Speisespannung der Leistungsverbrauch oder die Verlustleistung im komplementärsymmetrischen Verstärker stark erhöht. In der Schaltungsanordnung nach Figur 5 ist gemäß einer Ausführungsform der

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Erfindung eine wirksamere Lösung vorgesehen, indem dafür gesorgt ist, daß die Ablenkwicklungsspannung während eines ersten Teils des Rücklaufintervalls wesentlich höher als die +V -Speisespannung ansteigen kann und diese Spannung zurückgewonnen und während eines zweiten Teils des Rücklaufintervalls an die Ablenkschaltung zurückgeliefert wird, wie im Zusammenhang mit Figur 3 und 4 erläutert. Eine mit ihrer Anode an die Spannungsquelle +V

und mit ihrer Kathode an den Kollektor des Transistors 36 angeschaltete Diode 38 sorgt dafür, daß die an der Ablenkwicklung erzeugte positive Rücklaufspannung höher als die +V -Speise-

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spannung ansteigen kann. Das Arbeiten des Transistors 36 während des Hinlaufintervalls wird dadurch nicht beeinträchtigt, da der Strom für den Transistor die Diode 38 in der Durchlaßrichtung durchfließt. Eine Diode 54 ist mit ihrer Anode an den Ausgang und mit ihrer Kathode an den Kollektor des Transistors 36 in solcher Polung angeschaltet, daß sie die positiven Spitzen der Rücklaufspannung 76 leitet. Ein zwischen den Kollektor des Transistors 36 und die Spannungsquelle +V gekoppelter Rücklauf-

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kondensator 55 speichert während eines ersten Teils des Rücklaufintervalls die die Diode 54 durchfließende Energie und liefert während eines zweiten Teils des Rücklaufintervalls diese Energie an die Ablenkschaltung. Und zwar leitet die Diode 54 während des ersten Teils des Rücklaufimpulses unter Aufladung des Kondensators 55f der so bemessen ist, daß er mit der Ablenkwicklung 41 in Resonanz ist. Während des zweiten Teils des Rücklaufintervalls entlädt sich der Kondensator 55 über den Transistor 36 unter Rückspeisung von Energie in die Ablenkwicklung 4L Während dieser Zeit schaltet die Diode 38 die Ablenkschaltung effektiv von der +V -Speisespannung ab. Die am Kondensator 55 erzeugte Spannung bewirkt, daß der Ablenkwicklungsstrom während des verhältnismäßig kurzen Rücklaufintervalls von 1 Millisekunde seine Richtung umkehren kann. Zugleich verbrauchen die Ablenktransistoren 36 und 37 keine Energie, da während der Aufladung des Kondensators 55 durch die verhältnismäßig hohe Spannung (ungefähr +55 Volt) der Transistor 36 effektiv durch die Diode 54 überbrückt oder kurzgeschlossen ist. Während der Entladung des Kondensators 55 wird der Transistor 36 gesättigt. Der Transistor 36 bleibt im Sätti-

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gungszustand, bis der AbIenkwicklungsstrom seinen Spitzenwert erreicht und das Hinlaufintervall beginnt. Die Transistoren 36 und 37 brauchen daher keine hohe Leistung zu verarbeiten und können für eine verhältnismäßig niedrige Nennleistungsbelastbarkeit bemessen sein, so daß sich die Herstellungskosten des Fernsehempfängers beträchtlich erniedrigen. Auf diese Weise verringert sich der Leistungsbedarf des komplementärsymmetrischen Verstärkers aus der Speisespannungsquelle +V erheblich. Ferner verringert sich durch die Anordnung mit den Zweifach-Koppelkondensatoren 46 und 47 der Spitzenenergiebedarf der Ablenkschaltung. Die parallel zur Ablenkwicklung 4I liegende Reihenschaltung des Widerstands 42 und des Kondensators 43 dämpfen die durch die hochfrequenten Komponenten im Spannungsverlauf 76 hervorgerufenen Schwingungen weg.

Es ist erwünscht, zur Linearisierung des Ablenkrasters auf dem Bildschirm der Bildröhre eine geeignete Rückkopplung vorzusehen. Hierzu dient die Wechselstromrückkopplung vom Verbindungspunkt des Widerstands 42 und der Ablenkwicklung 41 über die Diode 52 zum Emitter des Transistors 31. Die am Widerstand 44 erzeugte Rückkopplungsspannung wird von den Koppelkondensatoren 46 und bis zu einem gewissen Grade abgeleitet. Die Gleichstromrückkopplung erfolgt vom Ausgang 40 über die Ablenkwicklung 41 und die Diode 52 zum Emitter des Transistors 31· Die Diode 52 und der zwischen den Emitter des Transistors 31 und die Spannungsquelle B+ geschaltete Widerstand 33 kompensieren den V__F-Spannungsabfall des Transistors 31· Die Vorspannung an der Basis der Transistoren 36 und 37 aJö Beginn des Hinlauf Intervalls wird durch die Spannung an der Basis des Transistors 31 bestimmt. Die Basisspannung des Transistors 31 ist zu diesem Zeitpunkt durch diejenige Spannung bestimmt, auf die sich der Kondensator 51 während des Rücklaufintervalls entladen hat. Die Spannung am Kondensator 51 ist zu diesem Zeitpunkt ihrerseits durch die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 29 und 30 im Emitterkreis des Entladetransistors 28 bestimmt. Wie bereits erwähnt, erfolgt eine Gleichstromrückkopplung vom Ausgang 40 über die Ablenkwicklung 41 und die Diode 52 zum Emitter des Transistors 31, dessen Kollektorspannung folglich durch die kombinierte Basis- und Emitterspannung be stiemt ist.

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Es ist üblich, daß man die Vertikalablenkstufe mit der Vertikalablenkfrequenz selbstschwingen läßt, so daß das Ablenkraster auch während eines vorübergehenden Ausfalls der Vertikal— synchronimpulse erhalten bleibt. Im normalen Betrieb triggern oder steuern die Vertikalsynchronimpulse die Oszillatorstufe, die in Figur 5 durch den Transistor 28 mit dazugehörigen Schaltungselementen gebildet wird. Eine Rückkopplung von den Ausgangsstufen zum Transistor 28 sorgt dafür, daß die Oszillatorschwingung aufrechterhalten bleibt. Ein erster Oszillator-Rückkopplungszweig führt vom Kollektor des Transistors 34 über das Bjtentiometer 62, den Widerstand 6l und den Widerstand 49 zur Basis des Transistors 28. Der Spannungsverlauf 75 am Kollektor des Transistors 34 besteht aus einem negativ gerichteten Sägezahn mit positivem Rücklaufimpulsteil. Der positive Rücklaufteil des Rückkopplungssignals hat eine solche Polarität, daß er den Transisbor 28 nicht leitend machen kann, so daß normale Multivibratorschwingungen nicht möglich sind. Stattdessen arbeitet der Transistor 28 als übersteuerter Phasenschiebe-Oszillator. Die Kondensatoren 48 und 72 in Verbindung mit den Widerständen 61, und 49 bewirken eine nacheilende Phasenverschiebung des Rückkopplungssignals. Diese Phasenverschiebung in Verbindung mit der durch den Kondensator 51 erzeugten weiteren Phasenverschiebung hat zur Folge, daß die Stufe schwingt. Durch das Potentiometer 62 wird die Geschwindigkeit der Aufladung des Kondensators 48 bestimmt und kann somit die Schwingungsfrequenz verändert werden. Das 'Potentiometer 62 dient daher als Vertikal-Bildfangregler.

Dadurch, daß der Kondensator 72 auf den Widerstand 39 im Kollektorkreis des Transistors 37 zurückgeschaltet ist, wird ein kleiner Betrag an direkter positiver Rückkopplung erhalten, wodurch sich die Einschaltgeschwindigkeit des Transistors 28 stark erhöht.

Zwischen dem Ausgang 40 und der Basis des Transistors 28 liegt die Reihenschaltung eines V/i der stands 56 und einer Diode 57, die so gepolt ist, daß sie einen Teil des positiven Rücklaufimpulses durchläßt, der den Kondensator 48 während des Rücklaufs positiv auflädt. Dadurch vergrößert sich die Spannung an der

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Basis des Transistors 28 und wird dessen Arbeiten besser stabilisiert.

In den Ladestromkreis für den sägezahnerzeugenden Kondensator 51 sind Widerstände 58 und 59 eingeschaltet. Die Spannung an den Widerständen 58 und 59 enthält eine von den Widerständen 29 und 30 erzeugte Gleichstrom-Vorspannung, die Sägezahnkomponente und eine an den Koppelkondensatoren 46 und 47 erzeugte parabolische Komponente, wobei die Kondensatoren 46 und 47 die an der Ablenkwicklung 41 erzeugte Sägezahnspannung integrieren. Ein zwischen dem Ausgang 40 und dem Verbindungspunkt der Widerstände und 59 liegender Widerstand 60 koppelt einen kleinen Sägezahnspannungsanteil auf diesen Verbindungspunkt, wodurch die Säge— zahnkomponente am Widerstand 58 aufgehoben oder wegkompensiert wird. Die verbleibende parabolische Komponente hat die richtige Form für die "S-Zuformung", ohne daß.hierfür ein zusätzlicher Schaltungsaufwand erforderlich ist. Die Größe der parabolischen Komponente und damit das Ausmaß der "S-Zuformung" kann durch Verändern der Werte der Koppelkondensatoren 46 und 47 eingestellt werden.

Eine Möglichkeit zur Erzielung der Austastung im Fernsehempfänger besteht darin, daß man das Steuergitter der Bildröhre während der Horizontal- und VertikalrücklaufIntervalle mit negativen Impulsen beaufschlagt. Bei der transformatorlosen Vertikalablenkschaltung nach Figur 5 steht kein negativer Vertikalrücklaufimpuls zur Verfügung. Ferner umfaßt das RücklaufIntervall einen längeren Zeitraum als der gedämpfte Schwingimpuls am Ablenkjoch. Man braucht ein Austastsignal, das vom Ende des jeweiligen HinlaufIntervalls bis zum Beginn des nächsten HinlaufIntervalls reicht. In Figur 5 sind die Transistoren 31 und 34 während dieses Intervalls gesperrt. Mit Hilfe des Sperrzustandes des Transistors 34' wird die Austastschaltung mit einem Transistor 63 gesteuert, der mit seinem Emitter an den Emitter des Transistors angeschlossen ist und mit seiner Basis an Masse liegt.

Eine geeignete Quelle wie der Horizontalablenktransformator (nicht gezeigt) beliefert einen Anschluß 69 mit negativen Hori-

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zontalaustastimpulsen 77· Der Anschluß .69 ist über Widerstände 67, 68 und eine Diode 66 an den Kollektor des Transistors 63 angeschlossen. Zwischen dem Kollektor dieses Transistors und Masse liegt ein Kondensator 65· Die über die Diode 66 eingekoppelten negativen Horizontalaustastimpulse 77 laden den Kondensator 65 negativ auf. Solange der Transistor 34 leitet, leitet auch der Transistor 63> und der Kondensator 65 entlädt sidiüber ihn nach jedem eintreffenden Horizontalimpuls. Während des Vertikalrücklaufs ist der Transistor 34 gesperrt, wodurch der Transistor 63 gesperrt wird und der Kondensator 65 negativ aufgeladen bleiben kann, da der Schnellentladungsweg durch die Transistoren unterbrochen ist. Während dieses Zeitraums wird dadurch der negative Vertikalaustastimpuls erzeugt. Das zusammengesetzte negative Vertikal- und Horizontalaustastsignal 78 gelangt über einen Widerstand 70 zu einem Anschluß 71> der an die Steuerelektrode der Bildröhre anschließbar ist.

Eine in einem Schwarzweiß-Fernsehempfänger mit einer SV-Bildröhre erfolgreich erprobte Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach Figur 5 ist mit folgenden Schaltungselementen bestückt :

Transistor 28 2N4249

Transistor 31 2N4249

Transistor 34 MPS HO5

Transistor 36 MPS A05

Transistor 37 MPS A 56

Transistor 63 2N4249

Diode 38 1N4002

Diode 52 FDH 6OO

Diode 54 IN4OO2

Diode 57 FDH 6OO

Diode 66 FD 222

Kondensator 26 0,001 uF

Kondensator 43 0,01 uF

Kondensator 46 100 11F

Kondensator 47 100 11F

Kondensator 48 0,047 pF

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Kondensator Kondensator Kondensator Kondensator Kondensator Widerstand 27 Widerstand 29 Widerstand 30 Widerstand 32 Widerstand 33 Widerstand 35 Widerstand 39 Widerstand 42 Widerstand 44 Widerstand 49 Widerstand 53 Widerstand 56 Widerstand 58 Widerstand 59 Widerstand 60 Widerstand 6l Widerstand 62 Widerstand 67 Widerstand 68 Widerstand 70 Widerstand 79 47 O,lyuF

0,47 yuF 100 pF

0,0047 yul 56O Kiloohm 10 Kiloohm 15 Kiloohm 100 Kiloohm 56O Kiloohm 270 Ohm 6,8 Ohm

1.8 Kiloohm

5.6 Kiloohm 180 Kiloohm

47 Kiloohm 100 Kiloohm

1,5 Megohm 820 Kiloohm

3.9 Megohm ISO Kiloohm 200 Kiloohm

6.8 Kiloohm

3.9 Kiloohm 22 Kiloohm

2.7 Kiloohm

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Claims (4)

1. Patentansprüche

   \l) Ablenkschaltung mit einem ausgangsseitig an eine Ablenkwickluiig angekoppelten Ablenkverstärker mit zwei in Reihe zwischen eine Betriebsspannungsquelle und einen Bezugspotentialpunkt geschalteten Transistoren, an deren Eingangselektroden eine Quelle von Ablenksignalen angekoppelt ist, unter deren Steuerung der Ablenkverstärker die Hinlauf- und Rücklauf Intervalle der· einzelnen Ablenkperioden erzeugt, dadurch geke nnzeichnet , daß an die Betriebsspannungsquelle (+V )

   CC

   sowie an einen Schaltungspunkt im Reihenstromweg des Ablenkverstärkers (9* 10) eine Energiespeicheranordnung (19) angeschlossen ist und daß zwischen die Ablenkwicklung (12) und- den genannten Schal-fcungspunkt ein Einweg-Leiterelement (l8) in solcher Polung gekoppelt ist, daß es während eines ersten Teils des Rücklaufintervalls der Ablenkperiode Strom leitet und dadurch die Energiespeicher anordnung mit Energie beliefert, die während eines zweiten Teils des Rücklaufintervalls von der Energiespeicheranordnung an den Ablenkverstärker abgegeben wird.
2. 2. Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Energiespeicheranordnung (19) einen Kondensator enthält.
3. 3. Ablenkschaltung nach Anspruch 2, dadurch g ekennzeichnet , daß die beiden Transistoren (9, 1O) vom entgegengesetzten Leitungstyp und mit ihren Emittern zusam— mengeschaltet sind.
4. 4. Ablenkschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Betciebsspannungsquelle (+V ) und die Reihenschaltung der beiden

   CC

   Transistoren (9, 10) ein weiteres Einweg-Leiterelement (17) geschaltet ist und daß die an den Verbindungspunkt der beiden Einweg-Leiterelemente (17t 18) angeschlossene Energiespeicheranordnung (19) mit der Ablenkwicklung (12) in Resonanz ist, derart, daß

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   sie während eines ersten Teils des RücklaufIntervalls vom Rücklaufifflpuls stammende Energie speichert und während eines zweiten Teils des RücklaufIntervalls Betriebsstrom an den Ablenkverstärker liefert.

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