DE2933471C2 - Schaltungsanordnung zum Abtrennen von Synchronsignalen - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Synchronsignal-Abtrennschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Gemäß den Normen für Fernsehübertragung enthält das zusammengesetzte Videosignal periodisch wiederkehrende Horizontal- und Vertikalsynchronimpulse, um die Abtastschaltungen für die Bildröhre in einem Fernsehempfänger und die Abtastschaltungen für das Bildaufnahmegerät an der Fernsehsendestation zu synchronisieren. In dem zusammengesetzten Videosignal haben die Horizontal- und die Vertikalsynchronimpulse alle im wesentlichen die gleiche Amplitude gegenüber einem Bezugswert, der durch einen bestimmten Helligkeitszustand (z. B. einen willkürlichen Schwarzwert) im Fernsehbild definiert ist. Fernsehempfänger enthalten eine Synchronimpuls-Abtrennschaltung, die zwischen dem Bezugs- oder Schwarzwert des Videosignals und den Spitzen der Synchronimpulse unterscheiden kann, um nur solche Signale abzustreifen bzw. nur auf solche Signale anzusprechen, die innerhalb eines Bereiches liegen, der bei oder nahe dem Schwarzwert beginnt und die Synchronimpulse enthält.

Eine Schaltung, die lh als besonders vorteilhaft zum Abtrennen der Synchronimpulse eines zusammengesetzten Videosignals erwiesen hat, enthält einen Spitzendetektor und ein Vergleichernetzwerk. Der Spitzendetektor speichert einen Bezugspegel, der in Relation zum Spitzenwert der Synchronimpulse st<?ht. Der Bezugspegel wird auf das Vergleichernetzwerk gegeben, der das zusammengesetzte Videosignal mit diesem Pegel vergleicht. Die Schaltungsanordnung ist so ausgelegt, daß nur die Synchronkomponenten des

ίο zusammengesetzten Videosignals den Bezugspegel überschreiten. Der Bezugspegel wird gewöhnlich als »Durchschneidepegel« bezeichnet, da er die Synchronimpulse bei einem Niveau, das zwischen den Synchronimpulsspitzen und dem Schwarzwert liegt, gleichsam durchschneidet Wenn dieser Pegel durch die Synchronimpulse schneidet, erzeugt der Vergleicher eine Folge abgetrennter Synchronimpulse.

Beii-i Bau einer solchen spitzenwertfühlenden Synchronimpuls-Abtrennschaltung muß Sorge getragen werden, daß sich der Durchschneidcpegel zwischen den Synchronimpulsen nicht wesentlich ändern kann, das heißt keine Welligkeit hat. Eine solche Welligkeit könnte eine Phasenmodulation der abgetrennten Sycchronimpulse bewirken, die zu Verbiegungen und Schrägungen im Fernsehbild führt. Wenn der Durchschneidepegel höher ist als der Wert der SynchrnniTipulsspitze, wird die Abtrennschaltung nur einen Teil der Synchronimpulse erfassen und abtrennen oder überhaupt alle Synchronimpulse ignorieren. Wenn andererseits der Durchschneidepegel auf ein Niveau fällt, das bei oder unter dem Schwarzwert liegt, wird die Abtrennschaltung den Schwarzwert des Videosignals fälschlich als Synchronimpuls nehmen und abtrennen. Der Durchschneidepegel muß sich jedoch etwas ändern

J5 können, damit er bestimmten Schwankungen im Videosignal zu folgen vermag, wie sie etwa durch Fading, Kanalwechsel und Flackererscheinungen infolge von Flugzeugen verursacht werden können.
Eine Schaltung gemäß dem Oberbegriff des An-Spruchs 1 ist aus der DE-AS 21 00 551 bekannt. Bei ihr wird der Tastimpuls dem Ausgang des Differenzverstärkers entnommen und dem steuerbaren Siromweg der als Schwarzpegeldetektor ausgebildeten Bszugsspannungsnachstellschaltung während der Schwarzschalter des Videosignalgemisches zugeführt. Fällt der Tastimpuls bei zu geringem Pegei des Videosignalgemisches aus, dann bleibt der steuerbare Stromweg des Schwarzpegeldetektors gesperrt und dessen Speicherkondensator kaiin sich nur über seinen Parailelwider-

>n stand entladen und während dieser Zeit ändert sich die Bezugsspannung für den Differenzverstärker nur relativ langsam, so daß einige Synchronimpulse nicht abgetrennt werden können.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine

y-i Schaltung gemäß dem Gattungsbegriff dahingehend zu verbessern, daß die Bezugsspannung schnellen Änderungen der Stä~'.ce des empfangenen Videosignalgemisches so rasch zu folgen vermag, daß ein Verlust von abgetrennten Synchronisiersignalen weitgehend vcrmieden wird.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Bei einer vorteilhafter: Ausführung der erfindungsgeinäßen Abtrennschaltung wird ein Videosignalgemisch, das als Komponenten negativ gerichtete Synchronimpulse enthält, auf einen Eingang eines Differenzverstärkers gekoppelt, der zwei Transistoren gleichen Leitungstyps aufweist, und auf die Basiselektrode eines

Spitzendetektor-Ladetransistors, der entgegengesetzten Leitungstyp hat. Der Lacletransistor lädt einen Spitzendetektor-Kondensator aui einen Bezugspegel auf. der den Durchschneidepegel der Synchronsignal-Abtrennschaltung festlegt. Die Basis-Emitter-Spannung des Ladetransistors verschiebt den Durchschneidepegel gegenüber Synchronimpulsspitzen um I K_ht. und stellt damit sicher, daß der Durchschneidepegel vom Pegel der Synchronimpulsspitzen versetzt liegt. Der Spitzendetektor-Kondensator ist mit einem zweiten Eingang des Differenzverstärkers gekoppelt, wo der Durchschneidepegel mit dem Videosignalgemisch verglichen wird, um die Synchronimpulse abzutrennen. Ferner ist noch ein Stromquellenwiderstand vorgesehen, der die einzige Ladestromquelle für den Spitzendetektor-Kondensator zwischen den Synchronimpulszeiten darstellt. Der Ladestrom ermöglicht Änderungen des DurchErfindung wird diese Gefahr dadurch vermindert, daß man im Spitzendetektor einen Ladetransistor mit einer Bandbreite verwendet, die wesentlich geringer als die Bandbreite des ankommenden Videosignalgemischs ist. Der Transistor schmaler Bandbreite dampft elfektiv das Impulsraiischen und das thermische Rauschen im Videosignal. Vorteilhafterweise werden zusätzliche Schaltungselemente vorgesehen, die für hochfrequente thermische Rauschkomponenten im Spitzendetektor eine hohe Impedanz darstellen und die den Durehschneidepegel von den Spitzen des thermischen Rauschens fort und zum Gleichstrompegel der Synchronimpulsspitzen verschieben. Schließlich ist mit dem Differenzverstärker ein Ausgangsnetzwerk gekoppelt, um den Vorderflanken der ausgangsseitigen Synchronimpulse eine kurze Anstiegszeit und den Rückflanken eine lange Abklingzeit zu geben und dadurch Rausch-

a\J UULS UI

gnalpegel folgt.

Mit Ausnahme des Spitzendetektor-Kondensators und des Stromquellenwiderstandes kann der Rest der Synchronimpuls-Abtrennschaltung vorteilhafterweise als integrierte Schaltung hergestellt werden, um ein monolithisches integriertes Schaltungsplättchen zu bilden. Die Werte des externen Kondensators und des externen Widerstandes können verändert werden, um die Welligkeit des Durchschneidepegels unabhängig von den Eigenschaften des integrierten Teils der Schaltungsanordnung justieren zu können.

Die Nachstellschaltung wird durch einen Tastimpuls angesteuert, der zweckmäßigerweise vom Horizontalrücklaufimpuls des Horizontalablenksystems abgeleitet wird, wenn es die Abtrennschaltung versäumt hat, gleichzeitig mit diesem Impuls einen Synchronimpuls abzutrennen. Von der Nachsiellschahung wird Strom zum Spitzendete.ktor-Kondcp.siitor ^liefert, um den Durchschneidepegel schnell in einer solchen Richtung zu ändern, daß Synchronimpulse aus einem schwächeren Videosignal erfaßt werden können.

Wenn die Abtrennschaltung so ausgelegt ist. daß sie Synchronimpulse eines senr schwachen Videosignals erfaßt, kann es zweckmäßig sein, die 1 V_be-Versetzung des Durchschneidepegels relativ zur Synchronimpulsspitze so zu modifizieren, daß die Synchronimpulse bei einem näher an der Synchronimpulsspitze liegenden Niveau durchschnitten werden. Bei einer erfindungsgemäßen Schaltung läßt sich der Durchschneidepegel justieren, indem man einen Spannungsteiler am Videosignaleingang des Differenzverstärkers vorsieht. Durch Einstellung Jes Spannungsteilers kann der Gleichstrompegel am Videosignaleingang des Differenzverstärkers relativ zu dem am anderen Eingang liegenden Durchschneidepegel justiert werden, womit der Durchschneidepegel näher an die Synchronimpulsspitzen gelangen kann.

Wenn die Synchronimpuis-Abtrennschaltung bei sehr schwachen Videosignalen arbeitet, verschlechtert sich der Rauschabstand des Videosignals, da es näher an den Pegel des thermischen Rauschens kommt. Die Abtrennschaltung kommt dann in Gefahr, ihren Betrieb auf das thermische Rauschen zu stimmen, wobei der Spitzendetektor den Spitzenwert des auf der Synchronimpulsspitze sitzenden thermischen Rauschens speichert und nicht den Gieichstromwert des Synchronirnpu'.ses. Das Problem dieser Einstimmung auf thermisches Rauschen wird vergrößert, wenn der Durchschneidewert näher an die Synchronimpulsspitze und somit in den Bereich des thermischen Rauschens bewegt wird. Gemäß der fCOmpCuCritüi

sen zu dämpfen.

·?<> Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt schematisch die Wellenform eines Videosignals und des Durchschneidepegels einer idealen Synchronimpuls· Abtrennschaltung;
-'■> Fig. 2(a) und 2(b) zeigen Eingangs- und Ausgangswellenformen einer bekannten Synchronimpuls-Abtrennschaltung,

F i g. 3{a) und 3(b) zeigen Eingangs- und Ausgangswellenformen einer anderen bekannten Synchronimpulsi' > Abtrennschaltung,

F i g. 4(a) und 4(b) zeigen Eingangs- und Ausgangswellenformen einer dritten bekannten Abtrennschaltung.

F i g. 5 zeigt teilweise in Blockform und teilweise im Detail eine erfindungsgemäße Synchronimpuls-Ab-Ji trennschaltung.

F i". 6 zeigt Wel!enformen. die den Betrieb der Abtrennschaltung nach F i g. 5 veranschaulichen.

F i g. 7(a) und 7(b) zeigen Eingangs- und Ausgangswellenformen, die den Betrieb einer erfindungsgemäßen «ι Synchronimpuls-Abtrennschaltung ohne zugehörige Nachstellschaltung veranschaulichen.

F i g. 8(a) und 8(b) zeigen Eingangs- und Ausgangswellenformen, die den Betrieb der Nachstellschaltung für die Synchronimpuls-Abtrennschaltung veranschauli- ^ chen.

F i g. 9(a) und 9(b) zeigen Eingangs- und Ausgangswellenformen, die den Betrieb bekannter Abtrennschaltungen beim Vorhandensein thermischen Rauschens veranschaulichen,

% Fig. 10(a). 10(b) und 10(c) zeigen Wellenformen, die weitere Aspekte des Betriebs der Abtrennschaltung nach F i g. 5 veranschaulichen.

In der Fig. 1 ist ein Videosignalgemisch 200 dargestellt, das einen Vertikalsynchronimpuls 202, einen Ausgleichsimpuls 204 und einen Horizontalsynchronimpuls 206 enthält In dieser Figur und auch bei anderen dargestellten Signalverläufen ist der Videosignalpegel, der normalerweise zwischen den Horizontalsynchronimpulsen während des Vertikalabtastintervalls erscheint, auf den Schwarzwert an der Basis der Synchronimpulse normiert dargestellt Die Darstellung versucht auch nicht, die Breiten der Synchronimpulse oder die Abstände zwischen den Impulsen, die von den Sendenormen des jeweiligen Fernsehsystems vorgeschrieben sind, genau wiederzugeben. Beim NTSC-System hat der Vertikalsynchronimpuls 202 eine Dauer von ungefähr 27 MikroSekunden, der Ausgleichsimpuls 204 hat eine Dauer von ungefähr Z5 Mikrosekunden,

und der Horizontalimpuls 206 hat eine Dauer von ungefähr 5 Mikrosekunden. Die Periodizität der Horizontalsynchronirnpulse (das heißt die Zeilendauer) beträgt ungefähr 63,5 Mikrosekunden.

Wenn das Videosignalgemisch 200 wie in Fig. 1 gezeigt ein ideales Signal konstanter Amplitude ist. kai.;, ein fester Durchschneidepegel Ksv. verwendet werden. Wie die F i g. 1 zeigt, sollte der ideale Durchschneidepegel durch die Mitte der Impulse gehen, so daß die Wahrscheinlichkeil einer Einstimmung auf Rauschen, die beim Durchschneiden zu nahe an den Synchronimpulsspitzen oder am Schwarzwert zu befürchten ist. möglichst gering bleibt. Die Synchronimpuls-Abtrennschaltung beginnt also bei jeder Vorderflanke, wenn diese den Durchschneidepegel übersteigt, mit der Lieferung eines Synchronimpulses und beendet den Synchronimpuls, wenn die Rückflanke unter den Durchschneidepegel fällt. Das ausgangsseitige Synchronsignal entspricht dann direkt der Wellenform 200.

Da jedoch die Pegel des Videosignals mit Änderungen im Pegel des empfangenen Videosignals variieren, muß dafür gesorgt werden, daß der Durchschneidepegel der Abtrennschaltung diesen Änderungen folgt. Eine Abtrennschaitung, die solchen Signalpegeländerungen folgt, ist in F i g. 6 der US-PS 38 69 586 dargestellt. Diese Abtrennschaltung besteht aus einem Differenzverstärker mit zwei emittergekoppelten npn-Transistoren und einer Pegelverschiebungsschaltung, die zwei als Emitterfolger geschaltete npn-Transistoren, einen Kondensator und einen Widerstand enthält. Ein Videosignal wird auf die Basiselektroden der beiden Emitterfolger gegeben, und die Emitterelektroden dieser Transistoren sind mit den beiden Basiseingängen des Differenzverstärkers gekoppelt. Der Kondensator und der Widerstand sind zwischen die Emitterelektrode des einen Emitterfolgers und Masse geschähet, um einen Spitzendetektor zu bilden.

Der Betrieb dieser bekannten Abtrennschaltung ist hier in den F i g. 2(a) und 2(b) veranschaulicht. Wenn ein Videosignalgemisch, das einen Synchronimpuls enthält, auf die Basiselektroden der Emitterfolger gekoppelt wird, wird dieses Signal durch den einen Emitterfolger um 1 Vt,e nach unten verschoben und dem einen Eingang des Differenzverstärkers angelegt, wie es mit der Wellenform 230 gezeigt ist. Der andere Emitterfolger verschiebt das Signal ebenfalls um 1 Vi, nach unten und legt das verschobene Signal an den Kondensator des Spitzendetektors. Ein Durchschneidepegel Vsl wird am Kondensator erzeugt und dem anderen Eingang des Differenzverstärkers angelegt. Während jedes Synchronimpulses erhöht sich der Durchschneidepegel Vsl, da der Kondensator in Richtung auf die Spitze des pegelverschobenen Signals aufgeladen wird. Während eines Ausgleichsimpulses 232 steigt der Durchschneidepegel Vsl zwar ebenfalls an, jedoch erreicht er wegen der kurzen Dauer des Impulses nicht denselben Spitzenwert Zwischen den Synchronimpulsen nimmt der Durchschneidepegel V_Sl ab, da der Kondensator durch den Widerstand und durch den vom Differenzverstärker geleiteten Basisstrom entladen wird. Diese Entladung bewirkt, daß sich der Durchschneidepegel ändert und damit Änderungen im Videosignalpegel folgen kann.

Wenn jedoch ein Vertikaiimpuis 234 mit einer Dauer von ungefähr 27 Mikrosekunden an die Abtrennschaltung gelegt wird, dauert die Aufladung des Spitzendetektor-Kondensators genügend lange, so daß sie zum Zeitpunkt 71 den Spitzenwert des pegelverschobenen Signals erreicht. Zu diesem Zeitpunkt sind die Spannungspegel an beiden Eingängen des Differenzverstärkers (das heißt am Durchschneidepegel-Eingang und am Videosignaleingang) einander gleich. Da ein mis zwei Transistoren gebildeter Differenzverstärker eine Spannungsdifferenz von ungefähr 100 Millivolt an den Eingängen benötigt, um in einem bestimmten stabilen Zustand zu bleiben, führen die gleichen Spannungen an den Eingängen dazu, daß der Verstärker instabil wird.

ι» Das ausgangsseitige Synchronsignal 240 wird also während derjenigen Zeit, in der die Eingangsspannungen des Differenzverstärkers um weniger als 100 Millivolt auseinanderliegen, in einem unbestimmten Zustand sein oder infolge von Rauscheinflüssen

ii fluktuieren, wie es mit dem gezackten Signalverlauf 246 in Fig. 2(b) veranschaulicht ist. Somit wird der von der bekannten Abtrennschaluinj; erzeugte Auseanusimpuls 244 eine kürzere Dauer haben und auch weniger Energie enthalten als der wirkliche Synchronimpuls, so daß das Vertikalablenksystem im Fernsehempfänger nicht mehr richtig arbeitet.

In der erwähnten US-PS 38 69 586 ist zwar ausgeführt, daß sich der vorstehend beschriebene instabile Zustand durch Einrichtung unterschiedlicher

-5 Vftf-Spannungen für die Emitterfolger-Transistoren vermeiden läßt, jedoch ist diese Lösung nicht effektiv, wenn die Synchronimpuls-Abtrennschaltung in integrierter Bauweise hergestellt wird. Um ungleiche Basis-Emitter-Spannungen zu erzeugen, müssen die

ω Emitterfolger-Transistoren auf einem integrierten Schaltungsplättchen mit ungleichen Emitterflächen gebaut sein. Typischerweise bringt ein Unterschied der Emitterflächen im Verhältnis 2 : I eine Differenz der Vie-Werte von 18 Millivolt. Ein Emitterflächenverhältnis von 4 : 1 führt zu einer Differenz von 36 Millivolt, und ein Verhältnis von 8 : 1 zu einer Differenz von 54 Millivolt. In der Praxis ist ein Emitterflächenunterschied im Verhältnis 8 :1 das Höchste, was sich erzielen läßt, denn bei größeren Verhältniswerten wird der größere

•Ό Transistor untragbar viel Platz in der integrierten Schaltung beanspruchen. Da die Vi_x.-Differenz von 54 Millivolt kleiner ist als die notwendige Differenz von 100 Millivolt, die erforderlich ist, um den Zustand des Differenzverstärkers mit Gewißheit stabil zu halten.

wird also der unstabile Zustand mit der vorgeschlagenen Lösung nicht geheilt.

Die F i g. 5 der erwähnten US-Patentschrift 38 69 586 legt eine Methode zur Lösung des Problems der Instabilität nahe. Diese Figur offenbart die Verwendung

so eh;es Vie-Spannungsteilers zwischen dem Emitterfolger-Transistor und dem Differenzverstärker auf der Videosignalseite des Differenzverstärkers. Der Spannungsteiler kann so ausgelegt werden, daß er zwischen dem Videosignaleingang und dem Spitzendetektoreingang des Differenzverstärkers einen Gleichspannungsoffset hält, wenn sich der Spitzendetektor auf den Spitzenwert des Synchronsignals aufgeladen hat Der in der genannten Figur gezeigte Spitzendetektor besteht jedoch nur aus dem als Emitterfolger geschalteten Ladetransistor und einem Spitzenwert-Kondensator zwischen der Eingangselektrode des Differenzverstärkers und Masse. Der über den Kondensator geschaltete Entladewiderstand fehlt dort Die Arbeitsweise dieser Schaltung ist nicht vorhersagbar, da sie in keiner Weise

auf Signalfading oder auf Änderungen im Signalpegel anspricht Sie tut dies deswegen nicht weil das einzige Mittel zur Entladung des spitzenwertfühlenden Kondensators der Basisstrom ist der von der Eineaneselek-

trode des Differenzverstärkers geleitet wird.

Die Arbeitsweise dieser Schaltung ist hier in den F i g. 3(a) und 3(b) veranschaulicht. Die F i g. 3(a) zeigt ein Videosignal 210. das Synchronimpulse 212, 214 und 218 enthält und mittels des Spannungsteilers auf den Videosignaleingang der Synchronimpuls-Abtrennschaltung nach der erwähnten US-Patentschrift 38 69 586 gekoppelt wird. Am anderen Eingang des Differenzverstärkers erzeugt der Spitzendetektor einen Durchschneidepegel Vsl, der die Synchronimpulse 212 und 214 »durchschneidet«, um das ausgangsseitige Synchronsignal 220 nach F i g. 3 (b) zu erzeugen, das abgetrennte Synchronimpulse 222 und 224 enthält. Zum Zeitpunkt T₂ erfährt das Videosignal 210 eine Pegelverschiebung infolge von Signalfading oder infolge eines Wechsels des Fernsehkanals. Der Durchschneidepegel V_Sl, der sich nur ändert, wenn vom Differenzverstärker Basissiiüiii aus eiern spiUenwerifühieiiueii Kondensator gezogen wird, nimmt mit einer langsamen Geschwindigkeit ab, die der genannten Pegelverschiebung nicht folgen kann, so daß eine wesentliche Anzahl von Synchronimpulsen im ausgangsseitigen Synchronsignal 220 verloren ist. Schließlich, zu einem etwas späteren Zeitpunkt T₃. ist der Durchschneidepegel V_Sl auf einen Wert gefallen, bei dem die Spitze eines Synchronimpulses 218 geschnitten wird, so daß im ausgangsseitigen Synchronsignal 220 an dieser Stelle eine kleine Welligkeit 228 erscheint. Irgendwann später würde die Abtrennschaltung die Synchronsignalabtrennung beim niedrigeren Videosignalpegel wieder aufnehmen, aber erst nachdem eine beträchtliche Anzahl von Synchronimpulsen verloren wurde und damit die Synchronisierung des Fernsehempfängers verlorengegangen ist.

Durch Kombination des Entladewiderstandes der F i g. 6 der US-Patentschrift 38 69 568 mit der in F i g. 5 dieser Patentschrift gezeigten Spannungsteiicrscha!- tung kann man eine Synchronimpuls-Abtrennstufe erhalten, welche die meisten günstigen Eigenschaften, die in der genannten Patentschrift erwähnt sind, in sich vereinigt. Die resultierende Schaltung bringt jedoch einen Nachteil, wenn sie in Massen für ein Konsumgut wie einen Fernsehempfänger hergestellt wird. Dieser Nachteil ergibt sich aus der Arbeitsweise des Spitzendetektors der bekannten Schaltungsanordnung. Wenn ein Synchronimpuls an die Basis des Emitterfolger-Ladetransistors gelegt wird, liefert der Transistor einen Ladestrom (I_Tr), um den spitzenwerterfassenden Kondensator auf den Spitzenwert des Synchronimpulses aufzuladen. Ein Teil dieses Ladestroms wird durch Leitung des Entladewiderstandes (Ir) während der Aufladeperiode nach Masse nebengeschlossen. Somit bestimmt sich der eigentliche Ladestrom (Ich) für den Kondensator nach folgender Gleichung:

Ich= hr— Ir-

Da aber der vom Emitterfolger kommende Ladestrom hr um eine Größenordnung höher ist als der Entladestrom Ir, wenn die Gleichrichtung des Spitzensignals sichergestellt sein soll, ist der eigentliche Ladestrom Ich praktisch gleich dem Ladestrom I_Tr aus dem Emitterfolger.

Zwischen den Synchronimpulsen leitet der den spitzenwertfühlenden Kondensator nebenschließende Entladcwidcrstand Strom (I_R) vom Kondensator nach Masse. Der Widerstand und der Kondensator sind mit der Basiselektrode eines Differenzverstärkertransistors gekoppelt, der Basisstrom (I_B)vom spitzenwerterfassenden Kondensator während des Entladeintervalls leitet Der eigentliche Entiadestrom (Ims) für den Spitzendetektor-Kondensator ist daher:

Ims = Ir+ Ih-

Das Entladen des Spitzendetektor-Kondensators ändert den Durchschneidepegel V₅/., und die Spannungsänderung des Durchschneidepegels bringt die Welligkeit des Spitzendetektors. Es ist zweckmäßig, die Welligkeit des Durchschneidepegels minimal zu halten, damit die Synchronimpuls-Abtrennschaltung rauschfest ist; außerdem kann die Abtrennschaltung, wenn der Durchschneidepegcl Ka auf den Schwarzwert sinkt, den Synchronimpulssockel als Synchronimpuls auffassen, so daß ein phasenverschobener Synchronimpuls erzeugt wird, der breiter als nominell ist. Um die durch übermäßige Welligkeit des Druchschneidepegels verursachten Probleme zu vermindern, muß der Entladesironi uiciii an den mindest wert gesteuert uriu gea.ic" werden, so daß irgendwelchen Änderungen im Videosignalpegel in zufriedenstellender Weise gefolgt werden kann. Diese Einschränkungen begrenzen die Auswahl der Werte für den Spitzendetektor-Kondensator und den Entladewiderstand und führen dazu, daß der Strom Ir im Entladewiderstand von der gleichen Größenordnung ist wie der von Differenzverstärkertransistor gezogene Basisstrom Ib- Es müssen also sowohl der Entladestrom Ir im Widerstand als auch der Basisstrom I_B im Differenzverstärker genau bekannt sein, um die Welligkeit des Durchschneidepegels Vsl überhaupt mit Sicherheit bestimmen zu können.

Dies ist aber nicht möglich, z. B. wenn die Synchronimpuls-Abtrennschaltung als Massenprodukt in integrierter Schaltungstechnik hergestellt wird. Hier kann sich nämlich der Verstärkungsfaktor β des Differen/verstärkers von Schaltung zu Schaltung bis zu einem Faktor von fünf zu eins unterscheiden. Typische ß-Werte für diesen Transistor können von 30 bis 150 reichen. Somit kann der Basisstrom Ib über einen Bereich von fünf zu eins variieren, so daß der Entladestrom /_D/svon Schaltung zu Schaltung ι: weiten Bereich schwankt. Wenn man außerdem noch Schwankungen anderer Schaltungselemente in Betracht zieht, etwa den Emitterstrom des Differenzverstärkertransistors, wird eine noch größere Fluktuation zu erwarten sein.

Die Probleme, die durch diesen unvorhersagbaren Entladestrom Idis hervorgerufen werden, sind hier in den F i g. 4(a) und 4(b) veranschaulicht. In der F i g. 4(a) ist ein typisches schwaches (das heißt niedrige Amplitude aufweisendes) Videosignal 300 dargestellt, das Ausgleichsimpulse 302, 302' und 302" sowie Horizontalsynchronimpulse 304 und 306 enthält Während jedes Synchronimpulses steigt der Durchschneidepegel Vsl auf einen Wert 308 an, der durch die Pegelverschiebung, die der Spannungsteiler am Videosignaleingang des Differenzverstärkers bewirkt, von der Synchronimpulsspitze versetzt liegt Zwischen den Synchronimpulsen nimmt der Durchschneidepegel V_SL gemäß folgender Gleichung ab:

Id/s= Ir+ Ib-

Wenn der Entladewiderstand z. B. für eine nominelle Verstärkung von 50 ausgelegt ist und die Transistoren der integrierten Schaltung eine Verstärkung haben, die b5 höher ist als dieser Wert, dann wird der Durchschneidepegel Vsl zwischen den Synchronimpulsen steiler als erwartet abfallen. Während der Intervalle zwischen den Ausgleichsimpulsen 302, 302', 302", ungefähr 27

Mikiosekund η beim N l'SC-System, wird es keine nachtei'^cn Effekte üiben. und das auNgangsseitige Synchn>nsii.'[i,il 3!0 wird an dieser Stelle einwandfrei abgetrennte ir.ipuhe ΐί2. 512, J12' enthalten. Das ungefähr 58 Mikr<,Sekunden dauernde Entladeintervall ·> zwischen dem ImpiiK V)2" und ncni HnrizontalsynchronimpuLs iO t kann jr-docli genügend lang sein, um den Durchschneidepegel bis auf den Sockelwert (Schwar/wert) dieser Impulse abfallen zu lassen, so daß die SynchronsiLTialalurcnnung bereits zum Zeitpunkt 7i in und nicht erst an der Yurderflanke des llorizorualsynchronimpulses 304 beginnt. Das resultierende ausgangsseitige Synchronsignal 310 enthält dann an dieser Stelle einen Ausgangsimpuls 314 einer größeren als der nominellen Breite. Dies ist der umgekehrte Fall des in r> den Fig. 2(a) und ?.(b) veranschaulichten Problems, wo die Ausgangsimpulse schmaler als erwartet sind.

Die vciü'-fiicrtffi Synchroninipuisc iI4 und 316 können ein noch größeres Problem als der verschmälerte Impuls 244 nach F i g. ?(b) verursachen, 'ind zwar weil -idas ilorizontalablenksvstcm normalerweise durch die Vorderflankc des Horizontalsynchronimpulses getastet wird. Da die Vorderflanken der Impulse 314 und 316 durch den unrichtigen Betrieb der Synchronimpuis-Abtrennschaltung phasenverschoben sind, bekommt das -^ vom Fernsehempfänger wiedergegebene Bild einen unerwünschten schwarzen Rand längs seiner rechten Seite, und der HorizontCizillntor gerät aus der Phasensynchronisierung mit dem Horizontalsynchronsignal, »ι

Eine Ausführungsform der Erfindung, in der die vorstehend erwähnten Probleme überwunden werden, ist in der F i g. 5 dargestellt. Ein negativ gerichtetes Videosignalgemisch wird von einem Videoverstärker 10 geliefert und auf einen Rauschinverter 22 und eine ü Verzögerungseinrichtung 12 gegeben. Der Rauschinverter 22 invertiert das im Videosignalgemisch enthaltene Impulsrauschen, sofern es einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet. Die Verzögerungseinrichtung 12 ist ein aktives Filter, welches das vom -to Videoverstärker 10 kommende Videosignalgemisch mit Hilfe von Tiefpaßfiltern, die aus Widerständen 122, 124 und 126 und Kondensatoren 120 und 130 bestehen, verzögert. Das verzögerte Videosignal wird mit den invertierten Rauschimpulsen vom Rauschinverter 22 an -ti der Basis eines Transistors 132 vereinigt, so daß dort ein rauschbefreites Videosignalgemisch entsteht. Dieses Signal wird durch die Transistoren 132 und 138 verstärkt, und somit erscheint am Emitter des Transistors 138 ein rauschfreies Videosignal. Der Kondensator 120 bildet eine Rückkopplung zur derartigen Formung des Videosignals, daß die Übergangszeiten der Vorderflanken der Synchronimpulse verbessert werden.

Das rauschbefreite Videosignal wird vom Emitter des ^ Ausgangstransistors 138 der Verzögerungseinrichtung 12 auf eine Synchronimpuls-Abtrennscha'.tung 40 gekoppelt. Das Videosignal wird über einen Widerstand 42 auf einen Transistor 44 gegeben und außerdem einem pnp-Ladetransistor 52 eines Spitzendetektors 50 angelegt. Ein Widerstand 142 führt von der Basis des Transistors 44 zur Basis des Transistors 138. Die Widerstände 42 und 142 bilden einen Spannungsteiler parallel zürn Basis-Emitter-b'bergang des Transistors 138, der die Wirkung hat, daß das auf die Basis des Transistors 44 gekoppelte Videosignal einen höheren Gleichstrompegel hat als das dem Spitzendetektor ⁵O iugeführte Signal. Der Kollektor des Ladetransistors 52 ist mit einem Bezugspotentialpuuki (Masse) verbunden. Der Spitzendetektor 50 enthalt außerdem einen spitzenwerterfassenden Kondensator 28. da- /wischen den Emitter des Transistors 50 und Mas.>e gekoppelt ist, sowie einen Stromquellenwidersiand 26. der zwischen den Emitter des Transistors 52 und eine Setriebsspannungsquelle (potential + B) geschaltet ist. Alle vor ί :- hencl beschriebenen Schaltungselemente der Abtrennschaltung 40 können auf einem einzigen monolithischen integrierten Schaltungsplüttchcn gebildet sein, mit Ausnahme des Widerstandes 26 und des Kondensators 28, die an einer Außenklemme 14 der integrierten Schaltung angeschlossen sind.

Die Gefahr des Ansprechens auf thermisches Rauschen ist bei der Ausführungsform nach Fig. 5 durch Anbringung zusätzlicher äußerer Schaltungselemente, welche die Bandbreite des Spitzendetektor«; so vermindern, gering gehalten. Zwischen den Emitter des Ladetransistors 52 und die Außer klemme 14 der integrierten Schaltung ist ein Widerstand !56 geschaltet, und zwischen den Kondensator 28 des Spitzendetektors und den Außenanschluß 14 ist eine Parallelschaltung aus einem Dämpfungswiderstand 152 und einer Induktivität 154 gelegt.

Der Kollektor des Differenzverstärkertransistors 44 ist an das Versorgungspotential + B angeschlossen. Der Emitter des Transistors 44 ist mit dem Emitter eines zweiten Differenzverstärkertransistors 46 und mit dem Kollektor eines eine Konstanzstromquelle bildenden Transistors 48 verbunden. Der Emitter des Transistors 48 liegt an Masse. Die Basis des Transistors 48 wird durch Anschluß an eine V'/v-Spanniingsquelle 30 auf einem kontrollierten Spannungswert gehalten.

Der Spitzendetektor 50 ist über einen Widerstand 56, der an die Klemme 14 angeschlossen ist, mit der Basis des Transistors 46 verbunden. Der Kollektor des Differenzverstärkertransistors 46 ist mit der Basis eines Transistors 60 und über einen Widerstand 58 mit + B verbunden. Der Emitter des Transistors 60 liegt ebenfalls an + B, und sein Kollektor ist mit einer Tastschaltung 70, die eine Schaltung 20 zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR) tastet, sowie mit der Basis eines Transistors 160 verbunden, dessen Kollektor an +Sund dessen Emitter an die Basis eines Transistors 162 angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors 162 ist über einen Widerstand 164 mit +B verbunden, und der Emitter des Transistors 162 ist mit einer Außenklemme 16 der integrierten Schaltung verbunden. Im hier dargestellten Fall liegt an der Klemme 16 eine RC-Lasi, bestehend aus einem Widerstand 166 und einem Ableitkondensator 168, die parallel zueinander zwischen der Klemme 16 und Masse liegen. Das dort entwickelte ausgangsseitige Synchronsignal wird auf die Horizontal- und Vertikalablenkschaltungen des Fernsehempfängers (nicht dargestellt) gekoppelt.

Die Tastschaltung 70 erzeugt ein Tastsignal für die AVR-Schaltung 20 bei Koinzidenz eines von der Synchronimpuls-Abtrennschaltung kommenden Impulses mit einem von einer Tastimpulsquelie 72 kommenden Impuls. Die Tastimpulsqueile kann z. B. der Horizontalrücklauftransformator im Ablenksystem eines Fernsehempfängers (nicht dargestellt) sein. Die Tastschaltung 70 kann von einer Bauart sein, wie sie in der DE-OS 29 33 470 beschrieben ist. Die AVR-Schaltung 20 spricht auf das Tastsignal an, um eine Regelspannung zur automatischen Verstärkungsregelung (AVR-Regelspannung) zu erzeueen dip «irh mit

dem Pegel der Synchronimpulsspitzen des Videosignalgemischs ändert. Die AVR-Regelspannung wird dazu verwendet, den Verstärkungsfaktor der HF- und ZF-Verstärkerstufen des Fernsehempfängers (nicht dargestellt) zu ändern.

Die AVR-Tastschaltung 70 ist außerdem mit einer Nachstellschaltung 80 für die Synchronimpuls-Abtrennschaltung verbunden, und zwar an der Basis eines Transistors 82. Der Transistor 82 liegt mit seinem Emitter an Masse, und sein Kollektor ist über die Reihenschaltung eines Widerstandes 84 und einer Diode 86 mit + B verbunden. Die Diode 86 liegt mit ihrer Anode an +Bund mit ihrer Kathode am Widerstand 84. Der Kollektor des Transistors 82 ist außerdem mit der Basis eines Transistoi-s 90 gekoppelt, dessen Emitter über einen Widerstand 92 mit + B verbunden ist und dessen Kcl'ektor an der Außenklemme 14 der integrierten Schaltung mit dem Spitzendetektor 50 gekoppelt isL

Der Differenzverstärkertransistor 44 ist normalerweise leitend und der Transistor 46 normalerweise gesperrt Bei Empfang eines negativ gerichteten Videosignalgemischs. das einen Synchronimpuls er.mält, beginnt der Transistor 52 des Spitzendetektors 50, den Kondensator 28 auf eine Spannung aufzuladen, die um 1 Vfce oberhalb der negativ gerichteten Synchronimpulsspitze am Emitter des Transistors 138 liegt. Die am Kondensator 28 gespeicherte Spannung, die den Duichschneidepegel der Abtrennschaltung relativ zur Synchronsigp.alspitze einstelk. wird über die Parallelschaltung des Widerstandes 152 und der Induktivität 154 und über den Widerstand 56 auf die Basis des Transistors 46 gekoppelt.

Der negativ gerichtete Synchronimpuls, der zur Basis des Differenzverstärkertransistors 44 gelangt, fällt schnell unter die an der Basis des Transistors 46 liegende Spannung des Durchschneidepegels, wodurch der Transistor 44 aus der Sättigung gelangt und der Transistor 46 zu leiten beginnt. Infolge der Stromleitung im Transistor 46 beginnt der Transistor 60 zu leiten, so -»o daß an dessen Kollektor ein positiv gerichtetes Synchronsignal erzeugt wird, das über die Transistoren 160 und 162 au: die Außenklemme 16 der integrierten Schaltung gekoppelt wird.

Die Arbeitsweise der Abtrennschaltung 40 nach 4i F i g. 5 ist in F i g. 6 veranschaulicht, welche die Wellenform eines Videosignais zeigt, das Ausgleichsimpulse 334, 334' und 334" sowie Horizontalsynchronimpulse 336 und 338 enthält. Die Impulse gehen in negativer Richtung von einem Schwarzwert 330 aus. der seinerseits negativer ist als ein Weißwert 332. Die Bildinformation im Videosignal hat normalerweise Amplituden, die sich zwischen dem Schwarzwert 330 und dem Weißwert 332 ändern. Der Durchschneidepegel Vsl an der Basis des Transistors 46 durchschneidet wie dargestellt die Synchronkomponenten des Videosignals.

Während der Zeiten der Synchronimpulse entlädt der Transistor 52 (I_Tr)den Spitzendetektor-Kondensator 28 auf einen Pegel, der ungefähr um 1 V^ über den Pegel t>o der Synchronimpulsspitze am Emitter des Transistors 138 liegt. Während dieser Zeit liefert der extern angeschlossene Ladewiderstand 26 außerdem Ladestrom (Ir). und der Transistor 46 leitet Basisstrom (Ib). Diese beiden letztgenannten Ströme haben ungefähr n> den gleichen Betrag und neigen dazu, sich auszugleichen. Außerdem werden die beiden genannten Ströme vom Entladestrom In des Transistors 52 weit übertroffen, der um eine Größenordnung stärker als jeder der beiden anderen Ströme ist Der Entladestroin während der Synchronimpulszeit berechnet sich also wie folgt:

Idis— hr— iR-i- Ib= In

Zwischen den Synchronimpulszeiten wird der Spitzendetektor-Kondensator 28 über den externen Ladewiderstand 26 aufgeladen, wodurch die Welligkeit des Durchschneidepegels Vsl entsteht Während dieser Zeit leiten die Transistoren 52 und 46 keinen Strom, das heißt der Ladestrom ist:

Man erkennt also, daß sich die Welligkeit des Durchschneidepegels durch geeignete Bemessung des Ladewiderstandes 26 und des Spitzendetektor-Kondensators 28 genau kontrollieren läßt Da außerdem die Welligkeit des Durchschneidepegels unabhängig von den Eigenschaften der integrierten Schaltungselemente der Synchronimpuls-Abtrennschaltung ist, läßt sich die Schaltung in Massenproduktion herstellen, ohne daß Schwankungen im Betrieb des Spitzendetektors zu fürchten sind.

Wenn gewünscht wird, die Synchronimpuls-Abtrennschaltung 40 mit einem Offset von 1 Vt_x zwischen dem Durchschneidepegel Vsl und den Synchronimpulsspitzen zu betreiben, wie es in F i g. 6 veranschaulicht ist, dann kann der Widerstand 142 in der Schaltung nach F i g. 5 fortgelassen werden. Wenn man jedoch den Offset niedriger als 1 Vi_x halten will, was im Falle des Betriebs bei niedrigen Videosignalpegeln zweckmäßig sein kann, kann man den Widerstand 142 in der gezeigten Weise einfügen, um in Zusammenwirkung mit dem Widerstand 42 einen Vj^-Spannungsteiler zu bilden. Die beiden in der gezeigten Weise verbundenen Widerstände haben die Wirkung, daß der Pegel des Videosignals in einer Richtung verschoben wird, bei welcher der Offset zwischen den Basiselektroden der Transistoren 44 und 46 auf weniger als 1 V_1x verringert ist, wenn der Spitzendetektor-Kondensator auf seinen Minimalpegel entladen ist Der Offset sollte jedoch nicht auf weniger als 100 Millivolt reduziert werden, um die Schaltstabilität des Differenzverstärkers wie oben erläutert sicherzustellen.

Wenn das Signal am Fernsehempfänger plötzlich schwindet (Fading) oder wenn der Empfänger von einem starken auf einen schwachen Kanal umgeschaltet wird, kann es vorkommen, daß die Spitzen der negativ gerichteten Synchronimpulse wesentlich oberhalb des Durchschneidepegels Vsl zu liegen kommen, bis die Verstärkungsregelschaltungen das Videosignal wieder auf normalen Pegel bringen. Während dieser Zeit geht die Synchronisierung verloren, weil die Synchronimpuls-Abtrennstufe nicht fähig ist, die verschobenen Synchronimpulse zu erfassen. Dieser Betrieb ist mit den in den Fig.7(a) und 7(b) gezeigten Wellenformen veranschaulicht, welche die Eingangs- und Ausgangssignale einer spitzenwerterfassenden Synchronimpuls-Abtrennschaltung darstellen. Das Videosigna! 350 enthält Synchronimpulse 352 und 354, die in der normalen Weise abgetrennt werden, da sie den Durchschneidepegel Vsl überschreiten. Zum Zeitpunkt Ti erfährt das Signal 350 eine plötzliche Pegelverschiebung, wodurch die Spitzenwerte der nachfolgenden Synchronimpulse 358 bis 362 höher zu liegen kommen. Anschließend steigt der Durchschneidepegel V-n. mit einer gleichmäßigen Geschwindigkeit an, da der Ladewiderstand den Spitzendetektor-Kondcnsainr auf-

lädt. Schließlich beginnt der Durchschneidepegel, die Synchronimpulsspitzen ab dem Synchronimpuls 362 zu schneiden, und die Synchronimpulsabtrennung beginnt zunächst mit einem gebrochenen Impuls 366 im ausgangsseitigen Synchronsignal 364. Anschließend wird der normale Abtrennbetrieb wieder hergestellt, jedoch erst nachdem Synchronimpulse 358 und 360 verlorengegangen sind. Die erfindungsgemäße Synchronimpuls-Abtrennschaltung jedoch erholt sich dank des Betriebs der Nachstellschaltung 80 schnell von diesem Synchronimpulse verlierenden Zustand.

Der Synchronimpulse verlierende Zustand wird von der AVR-Tastschaltung 70 erfaßt Die Tastschaltung 70 fühlt, daß koinzident mit den von der Tastimpulsquelle 72 kommenden Impulsen keine Impulse mehr aus der ^lä Abtrennschaltung 40 eintreffen. Die Tastschaltung 70 reagiert auf diesen Zustand, indem sie Impulse aus der Tastimpulsquelle 72 auf die Nachstellschaltung 80 koppelt und damit diese Schaltung in Betrieb tastet Die Tastimpulse bringen den Transistor 82 zum Leiten, was seinerseits dazu führt, daß der Transistor 90 Strom vom Versorgungspotential +B über die Klemme 14 zum Spitzendetektor 50 leitet Der über den Transistor 90 kommende Strom addiert sich mit dem über den Widerstand 26 kommenden Ladestrom, so daß die am Kondensator 28 gespeicherte Spannung schnell ansteigt Der Durchschneidepegel Vsl verschiebt sich schnell nach oben in Richtung auf den Synchronimpulspegel des schwachen Videosignals, bis der Spitzendetektorbetrieb wieder einsetzt und die Synchronsignalabtrennung wieder beginnt. Die Nachstellschaltung 80 bringt also die Abtrennschaltung 40 dazu, schnell auf ein Absinken des Signalpegels anzusprechen, ohne daß man Kc den Kondensator 28 und den Widerstand 26 Elemente mit kleinen Kenngrößen nehmen muß, wie es ^J5 sonst üblich ist. Diese Elemente können daher relativ große Werte haben, bei denen die Welligkeit des Durchschneidepegels V₅/. minimal ist.

Die Arbeitsweise der Nachstellschakung 80 für die Synchronimpuls-Abtrennschaltung ist mit den in den F i g. 8(a) und 8(b) gezeigten Eingangs- und Ausgangswellenformen veranschaulicht. Der Verlauf des Videosignals 370 ist genauso wie der Verlauf des in Fig. 7(a) gezeigten Videosignals 350, das heißt, das Signal erfährt eine plötzliche Pegelverschiebung zum Zeitpunkt 7s nach dem Synchronimpuls 372. Der Durchschneidepegel Vsl steigt zwischen den Synchronimpulsen 372 und 374 an, da der Spitzendetektor-Kondensator 28 durch den über den Widerstand 26 kommenden Strom aufgeladen wird. Zum Zeitpunkt T₆ fühlt die AVR-Tastschaltung 70 einen von der Quelle 72 kommenden Tastimpuls, der nicht koinzident mit einem vom Transistor 60 kommenden Synchronimpuls ist.

Die Tastschaltung 70 reagiert auf diese Bedingung, indem sie die Transistoren 82 und 90 der Nachstellschal- ^:5 tung 80 in den leitenden Zustand schaltet, so daß Strom über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 90 in den Spitzendetektor-Kondensator fließt. Dieser zusätzliche Ladestrom führt dazu, daß der Durchschneidepegel Vsl mit einer schnelleren Geschwindigkeit ansteigt, bis der von der Quelle 72 kommende Tastimpuls zum Zeitpunkt Tj zu Ende ist. Ab diesem Zeitpunkt wird der Anstieg des Durchschneidepegels wieder allein durch den Widerstand 26 bestimmt. Der Durchschreidepegel hat sich nun jedoch weit genug ^e5 nach oben verschoben, daß der nächste Synchronimpuls 378 erfaßt wird. Anschließend setzt die normale Synchronimpulsabtrennung wieder ein. Wie das in F i g. 8(b) gezeigte ausgangsseitige Synchronsignal 380 erkennen läßt, ist nur der Synchronirnpuls 374 verlorengegangen, als der Durchschneidepegel Vsl durch die von der Nachstellschaltung 80 bewirkte Ladehilfe geändert wurde.

Wenn die Synchronimpuls-Abtrennschaltung 40 mit sehr niedrigen Signalpegeln betrieben wird, vermindert sich das Verhältnis des Signalpegels zu dem Pegel des auf dem Videosignal thermischen Rauschens beträchtlich, wie es mit der Wellenform 250 in Fig.9(a) veranschaulicht ist Man erkennt dort, daß das Videosignal 250 thermisches Rauschen beträchtlicher Amplitude enthält, das dem Schwarzpegel und dem Spitzenpegel der Synchronimpulse überlagert ist Wenn der Durchschneidepegel Vsl des Spitzendetektors 50 die Synchronimpulse unterhalb des thermischen Rauschens durchschneidet, wie es am Ausgleicbsimpuls 250 gezeigt ist wird ein genauer ausgangsseitiger Synchronimpuls produziert, wie er bei 262 im ausgangsseitigen Synchronsignal 260 nach Fig.9(b) gezeigt ist Wenn aber ein breiter Vertikalsynchronimpuls 256 von der Abtrennschaltung 40 empfangen wird, hat der Spitzendetektor 50 genügend Zeit, sich auf seinen Maximalwert aufzuladen, so daß der Schnitt durch das thermische Rauschen hindurchgehen kann. Der Spitzendetektor-Kondensator hält dann eine Ladung, die einen Durchschneidepegel V_Sl darstellt, der gegenüber dem Spitzenwert des thermischen Rauschens 258 anstatt gegenüber dem mittleren Spitzenwert 254 der Synchronimpulse versetzt ist Der höhere Durchschneidewert Vsl bewirkt, daß die nachfolgenden Impulse noch näher am thermischen Rauschen durchschnitten werden. Wenn der Widerstand 142 verwendet wird, um den Durchschncidepegel enger an die Synchronimpulsspitze zu bringen, dann wird das Problem des Anschneidens des thermischen Rauschens noch vergrößert, wie es die Fig.9(a) zeigt, wo der Vertikalsynchronimpuls 256 praktisch an seinem Spitzenwert durchschnitten wird. Das Ergebnis des Durchschneidens des thermischen Rauschens ist der in Fig.9(b) gezeigte abgebrochene ausgangsseitige Synchronimpuls 266, dessen gebrochene Form durch das hochfrequente, vom thermischen Rauschen bewirkte Umschalten des Differenzverstärkers der Abtrennschaltung 40 verursacht wird.

Die vorliegende Erfindung überwindet das Problem des durch thermisches Rauschen bewirkten Umschaltens auf mehrere Arten. Zunächst einmal wird im Spitzendetektor 50 nach Fig.5 ein pnp-Transistor 52 schmaler Bandbreite verwendet Diener pnp-Transistor hat eine Bandbreite von nur drei bis 4 MHz im Unterschied zu npn-Transistoren bekannter Schaltungen, deren nominelles Verstärkungs/Bandbreiten-Produkt bei nur 400 bis 500 MHz liegt. Der schmalbandige pnp-Transistor dämpft hochfrequentes Rauschen im Spitzendetektor 50 beträchtlich, womit ein glatterer Durchschneidepegel Vsl am entsprechenden Eingang des Differenzverstärkers erzeugt und somit die Gefahr des Umschaltens der Abtrennschaltung 40 infolge hochfrequenter Rauschkomponenten geringer wird.

Die Verschiebung des Durchschneidepegels V5/., die sich ergibt, wenn statt der wirklichen Synchronimpubspitzen die Spitzen des thermischen Rauschens erfaßt werden, wird im Spitzendetektor 50 durch die Einfügung eines Widerstandes 152 zwischen den Transistor 52 und den Spitzendetektor-Kondensator 28 negiert Der Spannungsabfall an diesem Widerstand hat zur Wirkung, daß der Durchschncidepegel V_Sl an der Basis des Transistors 46 die Synchronimpulsspitze und

nicht die Spitzen des thermischen Rauschens darstellt, versetzt um den Väe-Spannungsabfall des Transistors 52. Eine Induktivität bildet einen für Gleichstrom niederohmiger Weg zwischen dem Spitzendetektor-Kondensator und dem Differenzverstärker. Der Widerstand 152 wirkt mit der Induktivität 154 zusammen, um irgendwelche abklingenden Schwingungen zu dämpfen, die durch die Induktivität verursacht werden können. Außerdem bildet die aus dem Widerstand 152 und der Induktivität 154 bestehende RL-Kombination einen hochohmigen Weg für hochfrequentes Rauschen im Spitzendetektor 50, aber einen niederohmigen Weg für das Durchschneidesignal V_Su Der Widerstand 156 bringt eine zusätzliche Filterung des Signals am Emitter des Transistors 52. Obwohl hochfrequentes Rauschen an dem den Durchschneidepegel empfangenden Eingang des Differenzverstärkers gedämpft wird, können im ausgangsseitigen Synchronsignal am Kollektor des Transistors 46 noch Rauschkomponenten erscheinen, und zwar wegen der Signalkoppiuflg über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 44 zum Emitter des Transistors 46. Thermisches Rauschen kann zum hochfrequenten Umschalten des Differenzverstärkers führen, was am Kollektor des Transistors 46 zu der in Fig. 10(a) dargestellten gebrochenen Wellenform 280 führt Ein großer Teil der Energie des Synchronimpulses 280 ist infolge der durch das Rauschen verursachten Einbrüche verloren, so daß der Integrator des Vertikalablenksystems nicht richtig arbeitet, denn dieser Integrator baut auf einen genauen Energiegehalt der Vertikalsynchronimpulse, um das Vfvtikalrücklaufintervall zum richtigen Zeitpunkt zu beginnen. Der Energiegehalt des Synchronimpulses 280 wird bei der erfindungsgemäßen Anordnung durch Verwendung des pnp-Ausgangstransistors 60, der eine schmale Bandbre.ie hat, verbessert. Der pnp-Transistor 60 dämpft die Rauschspitzen des Synchronimpulses 280, so daß an seinem Kollektor ein verbesserter Synchronimpuls 282 erscheint, wie er in F i g. 10(b) dargestellt ist

Der Synchronimpuls 282 nach Fig. 10(b) wird noch weiter dadurch verbessert, daß dem Kollektor des Transistors 60 zusätzlich eine Ausgangsstufe in Form eines Emitterfolgers nachgeschaltet ist, der auf eine kapazitive. Last arbeitet Der Kollektor des Transistors 60 ist mit den Transistoren 160 und 162 verbunden, die eine Ausgangsstufe in Darlingtonschaltung darstellen, deren kombinierte Emitter-Basis-Durchbrucrrspannung 12 Volt beträgt, so daß an der Außenklemme 16 der integrierten Schaltung ein Synchronsignal mit hoher Spannung erscheint An die Ausgangsstufe ist eine äußere kapazitive Last gekoppelt, bestehend aus der Parallelschaltung eines Widerstandes 166 und eines Kondensators 168 zwischen der Klemme 16 und Masse. Die Transistoren 160 und 162 sorgen für kurze Anstiegszeiten der Rückflanken der Rauschspitzen und der Vorderflanken der Synchronimpulse im Ausgangssignal. Da außerdem die Darlingtonschaltung auf eine kapazitive Last arbeitet, haben die Vorderflanken der Rauschspitzen und die Rückflanken der Synchronimpulse Abfallzeiten, die langer sind als die kurzen Anstiegszeiten. Dies hat zur Folge, daß die Tiefe der einbrechenden Rauchspitzen in den Synchronimpulsen an der Klemme 16 sehr viel geringer ist, wie es der Synchronimpuls 284 in Fig. 10(c) offenbart. Diese Wellenform zeigt deutlich, daß die Tiefe der Rauchspitzen im Synchronimpuls 282 an der Basis des Transistors 160 durch die anstiegsversteilernden und abfallverlangsamenden Eigenschaften der Emitterfolger-Ausgangsstufe und der kapazitiven Last an der Klemme 16 reduziert ist. Somit bekommt der Synchronimpuls 284 auch beim Vorhandensein von thermischem Rauschen praktisch den gleichen Energiegehalt wie ein rauschfreier Synchronimpuls, so daß die Integration der Vertikalsynchronimpulse im Vertikalintegrator zum richtigen Ergebnis führt.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (14)

Patentansprüche:

1. Synchronsignal-Abtrennschaltung mit einem Differenzverstärker (44, 46), dessen Eingängen ein Videosignalgemisch bzw. eine Bezugsspannung zugeführt sind und an dessen Ausgang ein abgetrenntes Synchronsignal auftritt, wenn der Synchronpegel des Videosignalgemisches das Bezugssignal überschreitet, und mit einem Spitzendetektor (50) zum Erzeugen der Bezugsspannung mit einer Amplitude, die den Schwankungen des Synchronpegels im Videosignalgemisch folgt, und mit einer mit dem Spitzendetektor gekoppelten Bezugsspannungs-Nachstellschaltung (80), die einen durch periodische Tastimpulse gesteuerten Stromweg (90) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die Tastimpulse von einer auf das Ausgangssignal des Difttrenzverstärkers (44, 46) und ablenksynchrone Tastsignale (Tastimpulsquelle 72) ansprechenden Koinzidenzschaltung (70) erzeugt und dem steuerbaren Stromweg (90) im Sinne einer derartigen Ansteuerung zugeführt werden, daß er den Wert der Bezugsspannung (V_Sl) zusätzlich schneller (T₆-Ti in Fig.8a) in einem solchen Sinne ändert, daß Synchronsignale in einem Videosignalgemisch niedrigen Pegels auch dann ermittelt werden, wenn das abgetrennte Synchronsignal mit dem Tastsignal nicht koinzident ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (12) zur Lieferung eiries zusammengesetzten Videosignals vorgesehen ist, das einen Weißpegel hat und Synchronsignalkomponenten enth-it, deren Spitzenwerte bei einem Signalpegel liegen, der sich zwischen dem Weißpegel und einem Bezugspotential (Masse) befindet; daß der Differenzverstärker (44, 46) einen Ausgang zur Erzeugung eines abgetrennten Synchronsignals aufweist und einen ersten (44) und einen zweiten (46) Transistor gleichen Leitungstyps enthält, wobei die Basis des ersten Transistors das zusammengesetzte Videosignal von der dieses Signal liefernden Einrichtung (12) empfängt: daß der Spitzendetektor (50) eine Stromquelle (26) und einen Kondensator (28) enthält, die in Reihe zueinander zwischen ein Versorgungspotential (+ B) und das Bezugspotential geschaltet sind, sowie einen dritten Transistor (52), dessen Leitungstyp demjenigen des ersten und des zweiten Transistors entgegengesetzt ist und dessen Kollektor-Emitter-Strecke parallel zum Kondensator liegt und dessen Basis das zusammengesetzte Videosignal von der dieses Signal liefernden Einrichtung (12) emfpfängt; daß eine Einrichtung (56) vorgesehen ist, um die Basis des zweiten Transistor (46) auf den am Kondensator entwickelten Spitzensignalpegel ansprechen zu lassen: daß der von der Stromquelle (26) gelieferte Strom der einzige Strom für den Kondensator (28) ist, wenn der dritte Transistor (52) nichtleitend ist, und daß sich der am Kondensator (28) bei leitendem dritten Transistor (52) entwickelte Spitzensignalpegel um mindestens die Halbleiterübergangsspannung am dritten Transistor vom Spitzenwert des zusammengesetzten Videosignals unterscheidet, das an die Basis des dritten Transistors (52) gelegt wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die das zusammengesetzte Videosignal liefernde Einrichtung (12) folgendes enthält: einen vierten Transistor (138), der als Emitterfolger geschaltet ist und dessen Eingangselektrode das zusammengesetzte Videosignal empfängt und dessen Ausgangselektrode gleiohstrommäßig mit der Basis des dritten Transistors (52) verbunden ist; einen Spannungsteiler (42, 142) mit zwei Eingangsanschlüssen, deren erster πι! der Eingangselektrode und deren zweiter mit der

ίο Ausgangselektrode des vierten Transistors (138) gekoppelt ist, und mit einem zwischen den beiden Eingangsanschlüssen liegenden Ausgangsanschluß, der gleichstrommäßig mit der Basis des ersten Transistors (44) verbunden ist

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Nachstellschaltung (80) auf das Ausgangssignal des Differenzverstärkers /44,46) anspricht, um den am Kondensator (28) entwickelten Signalpegel zu ändern, wenn die Synchronsignal-

-° komponenten des zusammengesetzten Videosignals an der Basis des ersten Transistors (44) den am Kondensator entwickelten Signalpegel nicht überschreiten.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das gelieferte zusammengesetzte Videosignal eine gegebene Bandbreite hat und daß der Spitzendetektor (50) eine Ansprechcharakteristik hat, deren Bandbreite wesentlich geringer als die gegebene Bandbreite ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzendetektor (50) einen Stromquelienwiderstand (26) und einen Kondensator (28) enthält, die in Reihe zueinander zwischen das Betriebspotential ( + B) und das Bezugspotential

'⁵ (Masse) geschaltet sind, und daß die Nachstellschaltung (80) zur Änderung des Bezugsspannungspegels des Spitzendetektors einen Transistor (90) en'hält. dessen Kollektor-Emitter-Streckc parallel zum Stromquellenwiderstand (26) liegt.

•Ό

7. Schaltungsanordnung nach A üspruch 6. dadurch

gekennzeichnet, daß das zusammengesetzte Videosignal eine gegebene Brandbreite hat und daB der Spitzendetektor eine Ansprechcharakteristik hat. deren Bandbreite wesentlich geringer als die gegebene Bandbreite ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß eine Spannungsquelle vorgesehen ist, die an einer ersten Klemme das Bezugspotential (Masse) und an einer zweiten Klemme das

* Betriebspotential ( + B) erzeugt, und daß der dritte Transistor (52) im Spitzendetektor mit seinem Emitter an die Basis des zweiten Transistors (46) und mit seinem Kollektor an die erste Klemme der Spannungsquelle angeschlossen ist und daß der

" Stromquellenwiderstand (26) zwischen die zweite Klemme der Spannungsquelle und den Emitter des dritten Transistors (52) geschaltet ist und daß der Kondensator (28) des Spitzendetektors zwischen den Emitter des dritten Transistors und die erste

^hl) Klemme der Spannungsquelle geschaltet ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch I oder 8. gekennzeichnet durch eine Quelle für Tastsignale (72) und einen vierten Transistor (82). dessen Basis über die Koinzidenzschaltung(70) mit der Tastsignal-

**> quelle und dessen Emitter mit der Spannungsquelkgekoppelt ist, sowie einen fünften Transistor (90). dessen Basis mit dem Kollektor des vierten Transistors und dessen Emitter mit der Spannung

quelle und dessen Kollektor mit dem Verbindungspunkt zwischen der Stromquelle (26) und dem Kondensator (28) gekoppelt ist, wobei die Tastimpulse den fünften Transistor veranlassen, den Spannungspegel am Kondensator zu ändern.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Differenzverstärker (44, 46) eine signalformende Einrichtung (160, 162) gekoppelt ist, um den Vorderflanken der abgetrennten Synchronsignale eine kurze Anstiegszeit und den Rückflanken der abgetrennten Synchronsignale eine verlängerte Abfallzeit zu geben und um den Vorderflanken von Einbrüchen im Synchronsignal eine verlängerte Abfallzeit und den Rückflanken dieser Einbrüche eine kurze Anstiegszeit zu geben, so daß eine durch Rauschen verursachte Verminderung des Energiegehalts der abgetrennten Synchronsignale im wesentlichen verhindert wird.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die signalformende Einrichtung einen ersten Transistor (360) enthält, dessen Basis mit einem Ausgang des Differenzverstärkers gekoppelt ist, ferner einen zweiten Transistor (162), dessen Basis mit dem Emitter des ersten Transistors gekoppelt ist, sowie eine kapazitive Last, die mit dem Emitter des zweiten Transistors gekoppelt ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit dem Kondensator (28) und parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des dritten Transistors (52) eine Parallelschaltung eines zweiten Widerstandes (152) mit einer Induktivität (154) vorgesehen ist.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Transistor (52) ein pnp-Transistor ist.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Tastsignale aus den Horizontalrücklaufimpulsen des Ablenksystems abgeleitet werden.