DE2933396C2 - Schaltung zur Erzeugung einer Regelspannung - Google Patents

Description

♦5 Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erzeugung einer Regelspannung für die automatische Verstärkungsregelung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist.
Derartige Regelschaltungen für Fernsehempfänger

so werden meist abgekürzt als AVR-Schaltungen bezeichnet und dienen der Verstärkungsregelung der HF- und ZF-Stufen des Empfängers. Als Kriterium für die Verstärkungsregelung dient die Synchronsignalamplitude des demodulierten Videosignals, die in einem festen Verhältnis zum Weißwertsignal des Bildinhaltes steht und auf einen konstanten Wert geregelt wird, so daß auch die dem Weißwert entsprechende Spitzenamplitude des Videosignals konstant gehalten wird. Zur Ermittlung der momentanen Amplitude des Synchronsignals bedient man sich entweder einer Spitzengleichrichterschaltung, die jedoch auch auf in Synchronrichtung verlaufende Störimpulse anspricht und dann eine Regelspannung liefert, die eine zu hohe Videosignalamplitude vortäuscht und die Verstärkung zu weit herabsetzt. Um solche Störeinflüsse weitgehend auszuschalten, kann man sich aber auch einer getasteten Regelschaltung bedienen, bei welcher nur das Synchronsignal abgetastet wird, so daß zwischen diesen während

des Bildinhaltes auftretende Störimpulse in die Regelspannung nicht eingehen. Als Tastsignal für die Aktivierung der die momentane Synchronsignalamplitude abfühlenden Schaltung benutzt man meist die von der Ablenkschaltung gelieferten Zeilenrück'.aufimpulse.

Auch wenn die Regelspannung nur während der Tastintervaile abgeleitet wird, dann kann es trotzdem vorkommen, daß der Spitzengleichrichter eine Restspannung am Anfang eines Tastintervalles infolge von Störimpulsen zurückbehält, die in dem Videosignal während der Zeilenabtastperiode erschienen sind. Diese Restladung bewirkt, daß der Spitzengleichrichter während des Tastintervalles auf einen nicht korrekten Signalpegel geladen oder »eingestellt« wird, wodurch die Regelspannung verfälscht wird. Um das Entstehen is dieser Störimpulse zu vermeiden, kann man eine Störschutzschaltung vorsehen, die aber recht aufwendig wird.

Fs sind auch Schaltungen bekannt, bei denen der Spitzengleichrichter entladen wird. Ein Beispiel hierfür findet sich in der US-PS 39 09 522. Der Speicherkondensator für die Regeispannung ist hierbei sowohl an einen Aufladeweg wie auch an einen Entladeweg angeschlossen. Der Aufladeweg enthält einen emitterseitig an die Betriebsspannungsquelle und kollektorseitig an den Speicherkondensator angeschlossenen Transistor eines Leitungstyps, während der Entladeweg einen kollektorseitig an den Speicherkondensator und emitterseitig an den anderen Pol der Betriebsspannungsquelle angeschlossenen Transistor des entgegengesetzten Leitungstyps enthält. Der Transistor im Aufladeweg ist basisseitig an einen Differenzverstärker angeschlossen, an dessen einem Eingang ein Bezugspotential liegt, während seinem anderen Eingang das Videosignal zugeführt wird. Die Emitter der beiden Differenzver-Stärkertransistoren sind an einen Stromquellentransistor angeschlossen, der durch ein aus den Zeilenrücklaufimpulsen abgeleitetes Tastsignal aktiviert wird, so daß der Differenzverstärker nur während des Zeilensynchronsignals eingeschaltet ist, um dessen Amplitude mit dem Bezugspotential zu vergleichen. In Abhängigkeit von diesem Vergleich wird der Leitungszustand des im Aufladeweg liegenden Transistors so verändert, daß dem Speicherkondensator mehr oder weniger Ladung zugeführt wird, wie es gerade für die Regelung der HF- und ZF-Verstärker erforderlich ist. Der Tastimpuls tastet außerdem den im Entladeweg des Speicherkondensators liegenden Transistor, so daß über diesen im Tastintervall gleichzeitig eine konstante Ladungsmenge aus dem Speicherkondensator abgeführt wird.

Eine getastete Regelschaltung ist auch aus der US-PS 38 25 248 bekannt. Hierbei wird ein Regelspannungskondensator über einen Transistor aufgeladen, welcher einen veränderbaren Ladestromweg darstellt, der in Abhängigkeit von dem in einem Spitzengleichrichterkondensator gespeicherten Pegel der Synchronisiersignale eingestellt wird. Die Entladung dieses Regelspannungskondensators erfolgt über einen anderen Transistor, durch den ein konstanter Entladestrom von etwa 500 Mikroampfcre fließt, solange die Impulsquelle Tastimpulse liefert. Gemäß einer Variante dieser bekannten Schaltung kann der Regelspannungskondensator auch mittels eines konstanten Ladestroms aufgeladen und durch einen variablen Entladestrom entladen werden. Da entweder der Aufladestrom oder der Entladestrom konstant ist, kann eine solche Schaltung nicht sehr schnell auf Änderungen des Synchronisiersignalpegels in beiden Richtungen reagieren, wie es bei schnellen Schwankungen der Signalfeldstärke, etwa beim Überfliegen der Empfangsantenne durch ein Flugzeug wünschenswert ist.

Weiterhin ist aus der US-PS 39 36 599 eine Regelschaltung bekannt, die nicht mit einer Tastung des Videosignals arbeitel, um nur das Synchronsignal aus dem Videosignalverlauf für die Erzeugung der Regelspannung auszutasten, sondern diese Schaltung arbeitet mit einem veränderbaren Schwellwert für eine Spitzengleichrichtung, der für die Erzeugung der Regelspannung maßgebend ist. Auch bei dieser Schaltung erfolgt eine Auf- und Entladung eines Speicherkondensators, aufgrund von dessen Ladungszustand die Regelspannung erzeugt wird. Ein Transistor eines Leitungstyps bildet einen Aufladeweg und ein Transistor des entgegengesetzten Leitungstyps bildet einen Entladeweg, wobei die beiden Transistoren emitterseitig mit den Anschlüssen der Betriebsspannungsquelle verbunden sind und kollektorseitig an den Speicherkondensator geführt sind. Die beiden Transistoren werden basisseitig durch den den veränderbaren Schwellwert übersteigendtn Teil des Videosignals angesteuert und bestimmen somit die Aufladung und Entladung des Speicherkondensators in Abhängigkeit vom Videosignal, jedoch ohne Tastung.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Angabe einer Schaltung zur Regelspannungserzeugung, welche einerseits die Störunempfindlichkeit einer getasteten Regelschaltung besitzt, andererseits jedoch auf schnelle Änderungen des Empfangssignalpegels in beiden Richtungen reagiert.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs I angegebenen Merkmale gelöst.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine getastete AVR-Schaltung vorgesehen, die auf den Spitzenpegel des Synchronisiersignalanteils eines Videosignalgemisches anspricht, um eine AVR-Steuerspannung in einem Fernsehempfänger zu erzeugen. Ein Spitzengleichrichter tastet die Spitzen des Synchronisiersignalanteils ab. Es ist eine Anordnung zum Aufladen des Spitzengleichrichters auf Spitzen des Synchronisierungssignal-Anteils vorgesehen, die eine Einrichtung zur Verkleinerung der Impedanz der Ladeeinrichtung enthält, wenn der Spitzengleichrichter geladen wird. Ein Signalumformer wird durch ein AVR-Tastsignal getastet, um Lade- und Entladeströme für einen AVR-Filterkondensator zu erzeugen. Dabei sind diese Ströme eine Funktion der durch den Spitzengleichrichter gespeicherten Ladung. Eine Entladeeinrichtung spricht auf die Abwesenheit des AVR-Tastsignals an, um den Spitzengleichrichter während der Videoabtastintervalle zu entladen, um zu verhindern, daß Ladung durch den Spitzengleichrichter zurückgehalten wird, die von einem Rauschen oder einer Videosignalinformation stammt. Das Zurückhalten dieser Ladung durch den Spitzengleichrichter könnte bewirken, daß die AVR-Schaitung eine nicht korrekte AVR-Steuerspannung während des nachfolgenden Abtastintervalles erzeugen würde.

Die Entladeeinrichtung der oben beschriebenen Ausführungsform weist eine Diode und ein Widerstandsnetzwerk auf, die parallel zum Spitzengleichrichter-Kondensator in Reihe geschaltet sind. Wenn der AVR-Kreis nicht durch ein AVR-Tastsignal getastet wird, bilden die Diode und das Widerstandsnetzwerk einen Entladungsweg für den die Spitzen ermittelnden

Kondensator. Während der Tastintervalle wird die Diode in Sperrichtung betrieben, um zu ermöglichen, daß der Spitzengleichrichter-Kondensator sich auf den Spitzenpegel des Synchronisierungssignal-Anteils des Videosignalgemischcs auflädt. Der in dem Spitzengleichrichter-Kondensator gespeicherte Signalpegel wird über zwei Signalwege an die Basiselektroden von eine Stromquelle und eine Stromsenke darstellenden Transistoren während des Tastintervalles übertragen. Der eine Stromquelle darstellende Transistor und der eine Stromsenke darstellende Transistor weisen Kollektorelektroden mit einer hohen Impedanz auf, die mit einem AVR-Filterkondensator verbunden sind, um den Kondensator auf einen Pegel aufzuladen, der zu dem in dem Spitzengleichrichter-Kondensator gespeicherten Signalpege! in Beziehung steht. Wenn sich der AVR-Filterkondensator auf einen geeigneten Signalpegel aufgeladen hat, ist der von dem eine Stromquelle darstellenden Transistor geführtejStrom gleich dem von dem eine Stromsenke darstellenden Transistor geleiteten Strom. Diese Gleichgewichtsströme besitzen denselben Wert, unabhängig von dem in dem AVR-Filterkondensator gespeicherten Signalpegel.

Im folgenden wird die Erfindung im Zusammenhang mit der Figur näher erläutert. Diese Figur zeigt eine erfindungsgemäße AVR-Schaltung. Dabei ist diese zum Teil als Blockschaltbild und zum Teil als Schaltung dargestellt.

In der Figur ist ein Videoverstärker 4 dargestellt, der ein Videosignalgemisch an einem Eingangsanschluß 12 durch einen Tiefpaßfilter erzeugt, der einen Reihenwiderstand 6 und einen Parallelkondensator 8 aufweist. Das Videosignalgemisch am Anschluß 12 wird an die Basis eines Transistors 10! angelegt, dessen Kollektorelektrode mit einer Be/ugspotentialquclle (Masse) verbunden ist. Das Videosignalgemisch wird an eine Vcr/ögerungsschaltung 50 mit einem aktiven Filter, einen Gleichstromschwellenwert-Rauschinverter 30 und an eine AVR-Schaltung 20 von dem Emitter des Transistors 101 angelegt. Die Versorgungsspannung des Transistors 101 wird durch einen Widerstand 114 erzeugt, der zwischen dem Emitter des Transistors 101 und einer Versorgungsspannungsquelle ( + B) vorgesehen ist.

Der Gleichstromschwellenwert-Rauschinverter erzeugt invertierte Störimpulse in Antwort auf ein impulsförmiges Rauschen in dem Videosignalgeinisch. das einen Gleichstromschwellenwert überschreitet. Die invertierten Störimpulse werden dem durch die Verzögerungseinrichtung 50 mit dem aktiven Filter verzögerten Videosignalgemisch überlagert, was dazu führt., daß in dem Videosignalgemisch enthaltene Störimpulse ausgelöscht werden. Das rauschfreie Videosignal wird an einen die Spitzen demodulierenden Synchronisierungsseparator 40 zur Erzeugung eines Synchronisierungssignals angelegt. Ein Rückkopplungskondensator 46 legt das Videosignal des Eingangs des Synchronisierungsseparators 40 an die Verzögerungseinrichtung 50 mit dem aktiven Filter an, um die Anstiegszeit des Synchronisierungssignal-Anteils des Videosignalgemisches zu- verbessern. Die Verzögerungseinrichtung 50 und der Rauschinverter 30 sind in der US-PS 42 54 436 näher beschrieben. Der die Spitzen demodulierende Synchronisierungsseparator 40 ist in der US-PS 41 85 299 näher beschrieben.

Die von dem Synchronisierungsseparator 40 erzeugten Videosignale werden an einen Speicherkreis 70 angelegt. Dieser Speicherkreis 70 empfängt auch horizontale Rücklaufimpulse von einer Tastimpulsquelle 54, die beispielsweise von einem Transformator in dem horizontalen Ablenksystem (nicht dargestellt) abgeleitet werden. Die horizontalen Rücklaufimpulse koinzidieren normalerweise mit den Synchronisierungssignalen und werden durch den Speicherkreis 70 überlagert, um ein Tastsignal für die AVR-Schaltung 20 an einer Leitung 264 zu erzeugen. Wenn die horizontalen Rücklaufimpulse nicht mit den Synchronisierungssignalen koinzidie- !0 ren, wird ein zweites Tastsignal an die AVR-Schaltung 20 über eine Leitung 266 in Antwort auf die horizontalen Rücklaufimpulse angelegt. Der Speicherkreis 70 ist in der US-PS 42 13 151 näher beschrieben. Das am Emitter des Transistors 101 entwickelte Videosignal wird über einen Widerstand 306 an einen Eingangsverstärker mit den Transistoren 302 und 304 angelegt. Die Emitterelektrode des Transistors 302 ist über einen Widerstand 308 mit Masse verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors 302 ist mit der Basis des Transistors 304 verbunden. Der Kollektor des Transistors 304 ist mit Masse verbunden und der Emitter des Transistors 304 ist mit der Basis des Transistors 302 und über einen Widerstand 310 mit Masse verbunden. Die Kollektorspannung für den Transistor 302 wird durch einen Transistor 314 erzeugt, dessen Kollektorelektrode mit dem + ß-Anschluß der Versorgungsspannungsquelle verbunden ist und dessen Emitterelektrode über einen Widerstand 312 mit dem Kollektor des Transistors 302 verbunden ist. Der Vorspannstrom für den Transistor 314 wird durch einen Widerstand 316, der zwischen die Basis des Transistors 314 und den + ß-Anschluß der Versorgungsspannungsquelle geschaltet ist, und einen Widerstand 318, der zwischen die Basis des Transistors 314 und eine Vi_x.-Spannungsversorgungsquelle 80 geschaltet ist, erzeugt. Die Vt„..-Spannungsversorgungsquelle 80 ist ausführlicher in der zuvor bereits erwähnten US-PS 42 54 436 beschrieben.

Ein invertiertes Videosignal wird von dem Kollektor des Transistors 302 an die Basis eines Transistors 320 angelegt, bei dem es sich um einen Transistor mit zwei Emillern handelt, der in einer Emitterfolgerschaltung betrieben wird. Der Kollektor des Transistors 320 ist mit dem +ß-Anschluß der Versorgungsspannungsquelle verbunden, während eine Emitterelektrode mit dem Kollektor eines Transistors 328 und die andere Emitterelektrode mit der Basis eines Transistors 328 über einen Widerstand 322 verbunden sind. Die Emitterelektrode des Transistors 328 ist mit Masse verbunden. Die Basiselektrode dieses Transistors ist durch eine in Vorwärtsrichtung betriebene Diode 326 und einen Widerstand 324 mit Masse verbunden.

Der Verbindungspunkt zwischen dem ersten Emitter des Transistors 320 und dem Kollektor des Transistors 328 ist über einen Widerstand 332 mit einem Spitzengleichrichter-Kondensator 330 verbunden. Der Kondensator 330 ist zwischen dem Widerstand 332 und Masse geschaltet Mit dem Verbindungspunkt des Widerstandes 332 und des Kondensators 330 sind auch eo die Basis eines Abtasttransistors 370 und die Anode einer Diode 340 verbunden. Die Diode 340 stellt dadurch einen steuerbaren Entladungsweg für den Kondensator 330 zur Masse dar, daß zu ihrer Kathodenelektrode die Widerstände 342,344 und 346 in Serie geschaltet sind. Die Kollektorelektrode des Abtasttransistors 370 ist mit Masse verbunden. Die Emitterelektrode dieses Transistors ist mit der Basis eines Transistors 372 verbunden.

Der Abtastimpuls an der Leitung 264 von dem Speicherkreis 70 wird an die Basiselektrode eines Schalttransistors 350 angelegt, um die AVR-Schaltung in Betrieb zu setzen bzw. zu tasten. Die Kollektorelektrode des Transistors 350 ist mit dem + ß-Anschluß der Versorgungsspannungsquelle verbunden. Die Emitterelektrode dieses Transistors ist mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 342 und 344 verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände 344 und 346 ist mit einem »Stromspiegel« an der Basiselektrode eines Transistors 352 und der Anodenelektrode einer Diode 348 verbunden. Die Kathode der Diode 348 und die Emitterelektrode des Transistors 352 sind mit Masse verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors 352 ist mit dem Verbindungspunkt eines Widerstandes 356 und der Basis eines Transistors 360 verbunden. Der Widerstand 356 ist mit der Kathode einer Diode 354 verbunden, deren Anodenelektrode mit dem + B-Anschluß der VersorgungsspannungsqueNe verbunden ist.

F.in PNP-Transistor 360 stellt eine Stromquelle für einen AVR-Filterkondensator24dar.Seine Emitterelektrode ist über einen Widerstand 362 mit dem + ß-Anschluß verbunden. Seine Kollektorelektrode ist mit dem AVR-Filterkondensator am Anschluß 22 verbunden. Der Anschluß 22 ist auch mit einem AVR-Übertragungskreis 400 verbunden, der die AVR-Sieuerspannung an die ZF- und HF-Verstärkungsstufen indem Fernsehempfänger (nicht dargestellt) anlegt. Der Tastimpuls von der Leitung 264 wird auch an den Emitter eines Transistors 372 angelegt, dessen Kollektorelektrode mit dem Verbindungspunkt des Widerstandes 374 und der Basis des Transistors 380 verbunden ist. Der Widersland 374 ist mit der Anode einer Diode 376 und dem Leiter 266 verbunden Die Kathode der Diode 376 ist mit Masse verbunden.

Ein NPN-Transistor 380 stellt eine Stromserike für den AVR-Filterkondensator 24 und den von dem eine Stromquelle darstellenden Transistor 360 angelegten Strom dar. Die Emitterelektrode des Transistors 380 ist mit Masse verbunden. Die Kollektorelektrode dieses Transistors ist mit dem AVR-Filterkondensator und dem Kollektor des Transistors 360 am Anschluß 22 verbunden.

Während des Betriebs wird eine negativ werdendes Videosignal, das einen Synchronisierungssignal-Anteil enthält, mit der Basis des Eingangstransistors 302 durch den Transistor 101 über den Widerstand 306 verbunden. Das Videosignal wird durch den Transistor 302 invertiert und erscheint an der Basis des Transistors 320 als ein positiv werdendes Signal. Ein schwaches Videosignal oder ein normales Videosignal, das primär eine Weißpeeel-Videoinformation enthält, verursacht, daß der Transistor 302 in die Sättigung gelangt. Wenn der Transistor 302 in die Sättigung gelangt und wenn die Spannung an seiner Kollektorelektrode auf den Spannungspegel an seiner Emitterelektrode abfällt, wird ein Bastsstrom in den Kollektor des Transistors injiziert und seine KoHektorspannung beginnt zu steigen-. Dieser Übersättigungszustand würde zur Ermittlung eines nicht korrekten Signalpegels an dem Spitzengleichrichter-Kondensator 330 führen. Dieser unerwünschte Betriebszustand wird durch den Transistor 304 vermieden, der überschüssigen Strom von dem Kollektor des Transistors 302 über seinen Basis-Kollektor-Weg zur Masse ableitet, nachdem der Transistor 302 seinen Sättigungspegel erreicht hat.

Der Transistor 314 begrenzt die maximale Spannung des invertierten (d. h. positiv werdenden) Videosignals an der Basis des Transistors 320 auf 8 Volt. Dieser Spannungsclamp stellt sicher, daß der Spannungsdurchbruch am Spitzengleichrichter-Kondensator 330 von 8 Volt nicht überschritten wird.

Das positive Videosignal an der Basis des Transistors 320 bewirkt, daß der Transistor Strom durch den Widerstand 332 leitet, um den Spitzengleichrichter-Kondensator 330 auf die Amplitude des Synchronisierungssignal-Anteils des Videosignals aufzuladen. Die maximale Amplitude der Synchronisierungsspitzen wird in dem Kondensator 330 gespeichert. Der an die Basis des Transistors 350 angelegte Tastimpuls schaltet den Transistor 350 ein, um die Diode 340 während der Dauer des Tastimpulses in Sperrichtung zu betreiben. Dadurch wird vermieden, daß sich der Kondensator 330 über die Diode 340 und die Widerstände 342, 344 und 346 während des Intervalles des Tastimpulses entlädt.

Es wurde herausgefunden, daß, wenn sich der Kondensator 330 auf den Spannungspegel dos Videosignals an der Basis des Transistors 320 auflädt, die Emitterimpedanz des Transistors 320 größer wird. Die Vergrößerung der Impedanz vermindert die exponentiell Geschwindigkeit, mit der der Kondensator 330 geladen wird, und führt dazu, daß der Kondensator 330 bei kurzen Synchronisierungsimpulsen auf einen Wert geladen wird, der unterhalb des Wertes der Synchronisierungsspitze liegt. Beispielsweise handelt es sich bei den kurzen Synchronisierungsimpulsen um die Ausgleichsimpulse. Der in dem Kondensator 330 gespeicherte Spannungspegel wird daher eine Funktion der Dauer und der Amplitude des Synchronisierungsimpulses, anstatt daß er nur eine Funktion der Impulsamplitude ist. Dieses Problem wird bei der vorliegenden Erfindung durch die Funktion des Transistors 328 überwunden, der durch den zweiten Emitter des Transistors 320 gesteuert wird. Wenn der Transistor 320 Strom durch seine beiden Emitterelektroden leitet, wird der Transistor 328 durch den Strom von dem zweiten Emitter des Transistors 320 leitend geschaltet. Der Transistor 328 leitet einen Teil des Stromes von dem ersten Emitter des Transistors 320 über seinen Kollektor-Emitter-Weg, der ausreicht, um die Impedanz an dem ersten Emitter des Transistors 320 auf einen Pegel festzulegen, der wesentlich kleiner ist als die impedanz des Widerstandes 332. Die kleine Emitterimpedanz des Transistors 320 ermöglicht, daß der Kondensator 330 sich auf den maximalen Synchronisierungsspitzenpegel auflädt. Dieses Merkmal des Spitzengleichrichters ist in der US-PS 42 16 502 ausführlich beschrieben.

Wie früher bereits erwähnt, verursacht der Tastimpuls von dem Speicherkreis 70, daß der Transistor 350 eingeschaltet wird, wobei die Diode 340 in Sperrichtung betrieben wird. Der Transistor 350 leitet auch einen Strom zur Basis des Transistors 352, wodurch dieser Transistor eingeschaltet wird Der Pegel des gleichgerichteten Tastsignals an dem Emitter des Transistors 350 wird teilweise durch den Spannungspegel des Kondensators 330 bestimmt, da dieser Pegel durch die

Basis-Emitter-Obergänge der Transistoren 370 und 372 um zwei Vj_x(I^ Volt) nach oben und durch die Basis des Emitterüberganges des Transistors 350 um ein Vi_x nach unten verändert wird. Der zur Basis des Transistors 352 geleitete Strom ist daher eine Funktion der in dem Kondensator 330 gespeicherten Synchronisierungsspitzenspannung.

Das Leiten des Transistors 352 bewirkt daß der Transistor 360 leitet, wodurch ein Ladestrom an den

AVR-Filterkondensator 24 angelegt wird. Ein Teil des Ladestromes oder der gesamte Ladestrom, der von dem Transistor 360 geführt wird, wird von dem AVR-Filterkondensator durch den eine Stromsenke darstellenden Transistor 380 abgeleitet, wie dies oben bereits erörtert wurde.

Der von dem Speicherkreis 70 gelieferte Tastimpuls stellt auch eine Quelle eines Emitterstromes für den Transistor 372 dar. Die Basis des Transistors 372 ist mit dem Emitter des Transistors 370 verbunden, der ein Signal erzeugt, das durch den in dem Spitzengleichrichter-Kondensator 330 gespeicherten Spannungspegel bestimmt wird. Der Transistor 370 ist zwischen den Kondensator 330 und die Basis des Transistors 372 geschaltet, weil der Transistor 372 ein Transistor mit einem kleinen Wert β ist, der einen relativ großen Basisstrom erfordert. Bei dem Transistor 370 handelt es sich um einen Transistor mit einem großen Wert ß, der einen relativ kleinen Basisstrom erfordert, der die in dem Kondensator 330 gespeicherte Ladung nicht schädlich beeinträchtigt.

Der Stromfluß durch den Emitter-Kollektor-Weg des Transistors 372 wird an die Basis des eine Stromsenke darstellenden Transistors 380 angelegt, wodurch bewirkt wird, daß dieser Transistor leitet. Der die Stromsenke darstellende Transistor 380 bewirkt unter schwachen Signalbedingungen, wenn der Verstärkungsgrad des Empfängers vergrößert werden soll, daß der AVR-Filterkondensator 24 in Richtung auf Masse entladen wird. Unter diesen Signalbedingungen liefert der eine Stromquelle darstellende Transistor 360 weniger Ladestrom als von dem eine Stromsenke darstellenden Transistor 380 geführt wird, was zu einer Netto-Entladung des AVR-Filtcrkondensators 24 führt. Bei starken Signalbedingungen liefert der eine Stromquelle darstellende Transistor 360 mehr Strom als der eine Stromsenke darstellende Transistor 380 führt, was zu einer Netto-Ladung des AVR-Filterkondensators 24 führt. Wenn die Synchronisierungsspitze des Videosignals sich auf dem geeigneten Spannungspegel befindet und wenn keine Korrektur des AVR-Verstärkungsgrades erforderlich ist. stimmt der von dem eine Stromquelle darstellenden Transistor 360 gelieferte Strom genau mit dem von dem eine Stromsenke darstellenden Transistor 380 geführten Strom überein, was dazu führt, daß keine Netto-Änderung des Spannungspegels an dem AVR-Filterkondensutor bewirkt wird. Diese übereinstimmenden Quellen- und Senkenströme weisen unabhängig von dem Pegel der Spannung an dem AVR-Filterkondensator 24 dieselbe Größe auf.

Wenn der Speicherkreis 70 die AVR-Schaltung 20 zwischen den Tastintervallen nicht in Betrieb setzt, versucht der Transistor 320 den Kondensator 330 auf die maximale Amplitude des Videosignals aufzuladen. Weil die Diode 340 weiterhin in Vorwärtsrichtung betrieben wird, wenn der Transistor 350 nicht leitet und den Kondensator 330 kontinuierlich in Richtung auf Masse Ober die Widerstände 342, 344 und 346 entlädt.

behält der Spitzengleichrichter-Kondensator 330 zu dieser Zeit keine bemerkenswerte Ladung zurück. Dieser Entladungsweg vermeide), daß die Spitzenamplitude des Videosignals und Störimpulse an dem Kondensator 330 während des Videorücklaufintervalles zurückbehalten werden, was bewirken würde, daß die AVR-Schaltung 20 in Antwort auf das Signal oder Störimpulsspitzen während des nachfolgenden Tastintervalles fälschlicherweise eingeschaltet würde. Der Entladungsweg vermeidet auf diese Weise das Erfordernis von komplexen Störschutzschaltungen in der AVR-Schallung20.

Der eine Stromquelle darstellende Transistor 360 und der eine Stromsenke darstellende Transistor 380 stellen für den AVR-Filterkondensator 24 zwischen den Tastintervallen eine hohe Ausgangsimpedanz dar. Dies rührt daher, weil die Transistoren 360 und 380 während dieser Zeit nicht leiten und mit dem AVR-Filterkondensator 24 an ihren eine hohe Impedanz aufweisenden Kollektorelektroden verbunden sind. Die hohe Impedanz am Anschluß 22 vermeidet auf diese Weise unerwünschte Änderungen der AVR-Steuerspannung infolge der Stromverluste während der Tastintervalle. Die Verwendung des Stromquellen- und Stromsenkentransistors in der vorliegenden Erfindung vermeidet das Erfordernis von Lade- und Entladeeinrichtungen mit einer kleinen Impedanz für den AVR-Filterkondensator 24, bei dem es sich beispielsweise um zwischen dem Anschluß 22 und dem + ß-Anschluß der Versorgungs-Spannungsquelle oder Masse geschaltete Widerstände handeln könnte. Solche Lade- und Entladeeinrichtungen kleiner Impedanz stellen beim Stand der Technik gewöhnlich die Ursache für nicht wünschenswerte Änderungen der AVR-Steuerspannung dar.

Wenn der Speicherkreis 70 einen horizontalen Rücklaufimpuls empfängt, der nicht mit einem Synchronisierungsimpuls koinzidiert, wird kein Tastimpuls an der Leitung 264 erzeugt und es wird ein kleiner positiver Impuls an der Leitung 266 erzeugt. Dieser kleine positive Impuls wird an die Basis des Transistors 380 über den Widerstand 374 angelegt, wodurch bewirkt wird, daß der Transistor schwach leitet. Das schwache Leiten des eine Stromsenke darstellenden Transistors 380 führt zu einer schwachen Entladung des AVR-FiI-terkondensators 24 in Richtung auf Masse und zu einer kleinen Zunahme des Verstärkungsgrades in den ZF- und H F-Schaltungen des Fernsehempfängers. Da dieser gegenüber dem synchronen Zustand verschobene Zustand gewöhnlich von dem Empfang eines schwachen

so Videosignals herrührt, ermöglicht die geringfügige Zunahme des Verstärkungsgrades, daß der Synchronisierungsseparator 40 und der Speicherkreis 70 wieder schnell synchronisiert werden. Das schwache Leiten des Transistors 380 gleicht auch jeden kleinen Fluß eines ungewünschten Ladestromes in den Filterkondensator 24 von dem AVR-Übertragungskreis 400 aus. Diese Arbeitsweise der AVR-Schaltung 20 in Antwort auf den Impuls auf der Leitung 266 ist ausführlicher in der US-PS 42 12 032 beschrieben.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Erzeugung einer Regelspannung für die automatische Verstärkungsregelung aufgrund des Synchronsignalpegels eines Videosignalgemisches, mit einem Impulsgenerator, der mit dem Synchronsignal zusammenfallende Tastimpulse erzeugt, sowie mit je einem durch die Tastimpulse eingeschalteten Auflade- und Entladeweg für einen Speicherkondensator zur Speicherung der Regelspannung, wobei einem Steuereingang des Aufladeweges zur kontinuierlichen Änderung von dessen Leitfähigkeit in Abhängigkeit von dem Synchronsignalpegel ein diesen Pegel beinhaltendes Signal zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Entladeweg (372, 380) ebenfalls einen Steuereingang für die Zuführung eines den Synchronsignalpegel beinhaltenden Signals zur kontinuierlichen Änderung der Leitfähigkeit des Entladeweges gleichzeitig mit dem Aufladeweg in Abhängigkeit von diesem Pegel aufweist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Aufladeweg (350, 352, 360) einen ersten Transistor (360) eines Leitungstyps enthält, dessen Basis die Tastimpulse und das Videosignalgemisch zugeführt werden und dessen Emitter mit dem ersten Anschluß (+ B) einer Versorgungsspannungsquelle verbunden ist, daß der Entladeweg (372,380) einen zweiten Transistor (380) des entgegengesetzten Leitungstyps enthält, dessen Basis die Tastimpulse und das Videosignalgemisch zugeführt werden und dessen Emitter mit einem zweiten Anschluß (Masse) der Versorgungsspannungsquelle und dessen Kollektor mit dem Kollektor des ersten Transistors (360) verbunden ist, und daß der Speicherkondensator (24) zwischen dem Verbindungspunkt (220) der Kollektoren des ersten und zweiten Transistors (360, 380) und einen Anschluß (Masse) der Versorgungsspannungsquelle geschallet ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Spitzengleichrichter (302, 320, 330), dessen Eingangskreis das Videosignalgemisch zugeführt wird und dessen Ausgangskreis einen Spitzengleichrichterkondensator (330) enthält, der auf den Spitzenwert des Synchronsignalpegels aufgeladen wird und dessen Ladungszustand unter Steuerung durch die Tastimpulse die Spannung am Speicherkondensator (24) bestimmt, und durch eine vom Speicherkondensator (24) unabhängige Entladeschaltung (70, 340-346, 350) für den Spitzengleichrichter.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß im Aufladeweg (350, 352, 360) unter Steuerung durch die Tastimpulse und den Ladungszustand des Spitzengleichrichterkondensators (330) ein Ladungssignal erzeugt wird, unter dessen Steuerung ein erster Transistor (360), der mit einer hochohmigen Ausgangselektrode mit dem Speicherkondensator (24) verbunden ist, diesen entsprechend dem Ladungssignal auflädt, und daß im Entladeweg (372, 380) unter Steuerung durch die Tastimpulse und den Ladungszustand des Spitzengleichrichterkondensators (330) ein Entladungssignal erzeugt wird, unter dessen Steuerung ein zweiter Transistor (380), der mit einer hochohmigen Ausgangselektrode mit dem Speicherkondensator (24) verbunden ist, diesen entsprechend dem Entladungssignal entlädt.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Transistor (360) und der zweite Transistor (380) vom einander entgegengesetzten Leitungstyp sind und der Kollektor des ersten Transistors (360) mit dem Kollektor des 7weiten Transistors (380) verbunden ist und die Emitter des ersten und zweiten Transistors m?t zwei Anschlüssen (+S, Masse) einer Versorgungsspannungsquelle verbunden sind, daß der Speicherkondensator (24) zwischen den Verbindungspunkt der Kollektoren und einen Anschluß (Masse) der Versorgungsspannungsquelle geschaltet ist, und daß der erste und der zweite Transistor (360,380) unter basisseitiger Ansteuerung durch die Tastimpulse und den Ladungszustand des Spitzengleichrichterkondensators (330) und die Spannung am Speicherkondensator (24) einstellen.

6. Schaltung nacli Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladeschaltung für den Spitzengleichrichterkondensator (330) eine über diesen geschaltete Reihenschaltung aus einer Diode (340) und einem Widerstand (342—346) aufweist, und daß die Diode (340) durch eine die Entladeschaltung sperrende Tastschaltung (70,350) bei Auftreten der Tastimpulse in Sperrichtung vorgespannt wird.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 2,4 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der von dem ersten Transistor (360) während des Auftretens eines Tastimpulses geführte Strom gleich dem von dem zweiten Transistor (380) geführten Strom ist, wenn das Synchronsignal einen gewünschten Pegel aufweist.

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die gleichen Ströme, die von dem ersten Transistor (360) und dem zweiten Transistor (380) geführt werden, wenn das Synchronsignal den gewünschten Pegel aufweist, eine konstante Größe besitzen, die unabhängig von dem Pegel der in dem Speicherkondensator (24) gespeicherten Spannung zur automatischen Verstärkungsregelung ist.