DE2848318C2 - - Google Patents
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- DE2848318C2 DE2848318C2 DE2848318A DE2848318A DE2848318C2 DE 2848318 C2 DE2848318 C2 DE 2848318C2 DE 2848318 A DE2848318 A DE 2848318A DE 2848318 A DE2848318 A DE 2848318A DE 2848318 C2 DE2848318 C2 DE 2848318C2
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
- H03K4/08—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape
- H03K4/83—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices with more than two PN junctions or with more than three electrodes or more than one electrode connected to the same conductivity region
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Description
Die Erfindung betrifft eine geregelte Ablenkschal
tung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebe
nen Merkmalen.
Bei Thyristor-Horizontalablenkschaltungen mit Spei
sestromregelung, wie sie beispielsweise aus dem Vor
tragsmanuskript der SEL/lTT von der FKTG-Tagung in
Berlin am 9. Oktober 1973 bekannt sind, wird Energie
von einer Betriebsspannungsquelle über einen SCR und
eine Eingangsspeicherdrossel dem Ablenkkreis zuge
führt, wobei der Einschaltzeitpunkt des SCR durch eine
Regelschaltung in Abhängigkeit vom Energiebetrag in
der Ablenkschaltung während des Hinlaufintervalls ge
regelt wird und der SCR durch den Rückschlagimpuls
anschließend wieder in den Sperrzustand kommutiert
wird. Für den Fall, daß diese Umkommutierspannung
nicht ausreichen sollte oder infolge eines Fehlers in der
Ablenkschaltung nicht an den SCR geliefert wird, muß
eine Schutzschaltung vorgesehen werden, um die der
Ablenkschaltung zugeführte Energie zu begrenzen.
Aus der Zeitschrift "Funkschau" 1973, Heft 8, Seiten
255 bis 258 ist es ferner bekannt, als Schalter zur Uber
tragung des Betriebsstroms von der Spannungsquelle
zur Eingangsspeicherdrossel einen Transistor zu ver
wenden, der im Normalbetrieb über seine Basis ein- und
ausgeschaltet wird, wobei eine Regelung der Energiezu
fuhr zur Ablenkschaltung über die Leitungszeit des
Transistors bestimmt wird, und der in einem Störfall
durch ein Sperrsignal an seiner Basis abgeschaltet wird.
Die Ausschaltung des Transistors im Normalbetrieb
über seine Basisansteuerung erfordert jedoch Dämp
fungsmaßnahmen gegen Sperrspannungsspitzen an sei
ner Kollektor-Emitter-Strecke.
Aus dem bereits erwähnten Vortragsmanuskript von
SEL/ITT und aus der DE-OS 26 21 471 ist ferner die
sogenannte Rückstromregelung bekannt, bei welcher
aus der Ablenkschaltung periodisch Energie über einen
Thyristor in die Speisespannungsquelle zurückgespeist
wird und die Leitungsintervalle dieses Thyristors ent
sprechend dem Energiebedarf der Ablenkschaltung ver
ändert werden. Aus der DE-OS 22 52 973 ist es weiter
hin bekannt, bei einem Störfall die Energieversorgung
der Ablenkstufe dadurch zu unterbrechen, daß die Spei
sespannungsquelle durch einen parallel zur Ablenk
schaltung liegenden steuerbaren Schalter kurzgeschlos
sen wird, so daß eine Überstromsicherung anspricht und
die Spannungszufuhr unterbricht. Bei einer aus der FR-
OS 23 83 561 bekannten Schaltung werden in einem
Störfall die Horizontaltreiberimpulse kurzgeschlossen,
so daß die Ablenkschaltung nicht mehr arbeiten kann.
Schließlich ist es aus der US-PS 37 89 260 bekannt, in
einem Störfall die Horizontalablenkfrequenz zu verän
dern, so daß Bildstörungen entstehen, die den Benutzer
des Fernsehgerätes zum Abschalten veranlassen.
Der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung liegt die
Aufgabe zugrunde, eine preisgünstige und dennoch be
triebssichere Schutzschaltung gegen Störfälle in einer
Ablenkschaltung zu schaffen.
Die Erfindung hat den Vorteil, daß sie im Normalbe
trieb mit der günstigen Sperrkommutierung des Regler
schalters arbeitet, diesen dagegen in einem Störfall über
seine Steuerelektrode zur Unterbrechung der Energie
zufuhr zur Ablenkschaltung sperrt.
Weiterbildungen und spezielle Ausgestaltungen der
Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsfor
men des Ablenkschaltungsreglers zur Erläuterung wei
terer Merkmale beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 einen Ablenkschaltungsregler nach der Erfin
dung;
Fig. 2 und 3 Signale, die in der Schaltung nach Fig. 1
auftreten;
Fig. 4 eine abgewandelte Ausführungsform des Ab
lenkschaltungsreglers;
Fig. 5 Signale, die in der Schaltung nach Fig. 4 auftre
tenund
Fig. 6 und 7 andere Reglerschaltungsabschnitte nach
der Erfindung.
Nach Fig. 1 ist eine ungeregelte B + -Spannungsquel
le, die beispielsweise 300 Volt (Gleichspannung) an ei
nem Eingangsanschluß 21 liefert, über einen Strom-Be
grenzungswiderstand 22 und eine Diode 23 an einen
Eingang eines Schaltelements 24 einer Regelschaltung
35 angeschlossen, wobei das Schaltelement 24 beispiels
weise als Regeltransistor dargestellt ist. Das Leiten des
Schaltelements 24 und der Betrieb der Regelschaltung
35 werden im folgenden erläutert. Parallel zur Diode 23
und dem Transistor 24 ist ein Netzwerk, bestehend aus
einem Kondensator 25 und einem Widerstand 26, ge
schaltet, welches Einschwingvorgänge dämpft. Der
Emitter des Transistors 24 ist an den Eingangsdrosselwi
derstand 27 einer horizontalen SCR-Ablenkschaltung
28 gekoppelt.
Die Horizontal-Ablenkschaltung 28 weist einen
Kommutierungs-Schalter 29 auf, der einen gesteuerten
Silizium-Gleichrichter 30 und eine entgegengesetzt ge
polte Diode 31 enthält, sowie eine reaktive Kommutie
rungs-Schaltung 36, die eine Kommutierungs-Drossel
32 und einen Kondensator 33 und einen Rücklauf-Kon
densator 34 enthält, der in der in Fig. 1 als Beispiel
gezeigten Anordnung vorgesehen ist. Außerdem ist ein
Rücklauf-Schalter 37, welcher einen gesteuerten Silizi
um-Gleichrichter 38 und eine entgegengesetzt dazu ge
polte Diode 39 aufweist und eine Serienkombination
aus einer horizontalen Ablenkwicklung 40 und einem
ein "S" bildenden Kondensator 41 vorgesehen. Eine Se
rienschaltung aus einer Primärwicklung 42 a eines hori
zontalen Ausgangsübertragers 42 und einem Entkopp
lungskondensator 43 ist mit der Ablenkwickung 40 ge
koppelt. Eine Tertiärwicklung 42 b ist an einen Hoch
spannungskreis 44 zur Lieferung einer Hochspannung
angeschlossen.
Die Horizontal-Ablenkschaltung 28 arbeitet auf übli
che Weise. Wie aus Fig. 2a hervorgeht, wird ein Auftast
impuls zum Zeitpunkt t 0, dem Beginn des umschalten
den bzw. Kommutierungs-Intervalls, auf die Steuerelek
trode des Kommutierungs-SCR 30 von dem in Fig. 1
nicht gezeigten horizontalen Oszillatorkreis gekoppelt.
Die Spannung am Kommutierungsschalter 29 ist in Fig.
2b mit VKS dargestellt und beträgt während des Leitzu
stands des Schalters 29 während des Kommutierungsin
tervalls t 0-t2 etwa null Volt.
Das Rücklaufintervall beginnt etwas später gegen
über dem Zeitpunkt t 0, wenn der Rücklauf-Schalter 37
geöffnet wird, da die umlaufenden Ströme in der reakti
ven Kommutierungsschaltung 36 zuerst den Rücklauf-
Gleichrichter 38 abschalten und dann die Diode 39 in
Rückwärtsrichtung vorspannen. Das Rücklaufintervall
beginnt kurz vor dem Ende des Kommutierungsinter
valls, wenn sich der Rücklauf-Schalter 37 schließt, da die
zirkulierenden Ströme in der Schaltung 36 die Diode 39
in den Leitzustand in Vorwärtsrichtung vorspannen.
Gegen die Mitte des Rücklaufintervalls steuert ein Auf
tastsignal von einem üblichen, nicht dargestellten
Schaltkreis den Silizium-Gleichrichter 38 zum geeigne
ten Augenblick in den Leitzustand.
Das Kommutierungsintervall endet zum Zeitpunkt t 2,
wenn die zierkulierenden Ströme den Kommutierungs
schalter 29 durch Vorspannung der Diode 31 in Rück
wärtsrichtung umschalten. Aus Fig. 2b geht hervor, daß
das Nicht-Kommutierungsintervall zwischen den Zeit
punkten t 2 und t5 liegt. Zum Zeitpunkt t 5 wird ein weite
rer Auftastimpuls an den Silizium-Gleichrichter 30 an
gelegt, wodurch wieder ein Kommutierungsintervall
eingeleitet wird.
Die Energie von der B +-Speisequelle wird in der
Eingangsdrossel 27 während eines Teils des Kommutie
rungsintervalls gespeichert und während des Nicht-
Kommutierungsintervalls an die Ablenkschaltung 28
geleitet. Die Energiemenge, die in der Eingangsdrossel
27 gespeichert wird, wird durch die Zeit des Leitzustan
des des Regeltransistors 24 bestimmt. Die Regelung
wird dadurch erreicht, daß die Einschaltzeit des Transi
stors 24 während jedes Ablenkzyklus durch eine Steuer
schaltung 45 hinsichtlich des Phasenwinkels moduliert
wird.
Ein erster Eingang 46 der Steuerschaltung 45 liefert
Synchronisierimpulse 47 einer Horizontal-Oszillator
schaltung an einen Phasenwinkel-Modulator 48 der
Steuerschaltung 45. Ein Fehlersignal V E , welches für den
Energiewert in der Ablenkschaltung 28 repräsentativ
ist, wird an einen Eingang 49 angelegt. Die Fehlerspan
nung wird am Ausgang eines Komparators 50 einer
Sensorschaltung 60 erhalten, welche eine Bezugsspan
nung V R an einer Klemme 51 mit einem Horizontal-
Rücklaufimpuls 52 einer Klemme 53 vergleicht, der von
einer Sekundärwicklung 42 c des Horizontal-Ausgangs
übertragers 24 erhalten wird. Die Größe des Rücklauf
impulses 52 ist eine Funktion sowohl der Größe der
B + -Spannung, die sich mit Schwankungen der Energie
der Wechselstromleitung variiert, als auch der Hoch
spannungsanoden-Strahlstrombelastung und anderer
Strombelastungen, die an den Horizontal-Ausgangs
überträger gekoppelt sind.
Steuersignale 59 des Phasenwinkel-Modulators 48 an
Klemmen 54 und 55 werden einer Primärwicklung 56 a
eines Steuertransformators 56 zugeführt. Eine Sekun
därwicklung 56 b des Steuertransformators 56 ist zwi
schen den Basisanschluß 20 und den Emitter des Regel
transistors 24 über ein signalformendes Netzwerk ge
schaltet, das aus einem Widerstand 57 und einem Kon
densator 58 besteht.
Aus den Fig. 2c und 2d geht hervor, daß zum Zeit
punkt t 1, der innerhalb des Kommutierungsintervalls
t 0-t2 liegt, ein erster Einschalt-Signalabschnitt 59 a der
Steuersignale 59 den Regeltransistor 24 in einen ersten
leitenden Zustand für ein gesättigtes (vollständiges) Lei
ten vorspannt. Ein positiver Basisstrom beginnt am Zeit
punkt t 1 zu fließen, wie dies aus Fig. 2d hervorgeht.
Wenn der Transistor 24 leitend ist, wird die Spannung
B + der Eingangsdrossel 27 aufgeprägt. Ein ansteigen
der Strom zum Betrieb in Vorwärtsrichtung fließt durch
den Transistor 24 und die Eingangsdrossel 27 für den
verbleibenden Zeitraum des Kommutierungsintervalls
t 1-t2, was in Fig. 2 gezeigt ist.
Zum Zeitpunkt t 2 öffnet der Kommutierungs-Schalter
29, und die Kommutierungsspannung V KS erhöht sich im
wesentlichen auf den gleichen Wert wie die Spannung
am Kommutierungs-Kondensator 33, wenn ein relativ
kleiner Spannungsabfall an der Kommutierungsdrossel
32 vernachlässigt wird. Eine Spannung entgegengesetz
ter Polarität - deren Wert gleich der Kommutierungs
spannung V KS minus der Spannung B + ist - wird an
der Eingangsdrossel 27 erzeugt und schaltet das Schalt
element 24 in Form des Regeltransistors zum Zeitpunkt
t 3 in den AUS-Zustand um. Wie Fig. 2e zeigt, nimmt der
in Vorwärts-Betriebsrichtung fließende Strom durch
den Transistor 24 und die Drossel 27 ab, bis zum Zeit
punkt t 3 der Strom seine Richtung umzukehren ver
sucht, an welchem Zeitpunkt der Transistor in den AUS-
Zustand umgeschaltet wird. Zu beachten ist, daß am
Zeitpunkt t 3 sich der Transistor 24 noch in seinem ersten
Leitzustand befindet, weil der Einschalt-Signalabschnitt
59 a des Steuersignals 59 den Transistor 24 noch in Vor
wärtsrichtung vorspannt, um zu leiten. Die umgekehrte
Spannung an den Kollektor-Emitter-Anschlüssen des
Transistors 24 gestattet jedoch keinen Leitzustand
durch einen Strom in Vorwärtsrichtung. Die Diode 23
ist derart gepolt, daß ein Leitzustand in Rückwärtsrich
tung über den Basis-Kollektor-Weg des Transistor 24
verhindert wird.
Zum Zeitpunkt t 4 bewirkt ein zweiter Abschalt-Si
gnalabschnitt 59 b des Steuersignals 59 eine Vorspan
nung der Basis-Emitter-Anschlüsse des Transistors 24 in
Rückwärtsrichtung, so daß der Transistor in einen zwei
ten Zustand, einen nicht leitenden Zustand, geschaltet
wird. Ein Strom kann nicht weiterhin durch den Transi
stor 24 fließen, auch wenn die Vorspannung in Rück
wärtsrichtung an den Kollektor-Emitter-Anschlüssen
entfernt werden sollte. Der Modulator 48 ist so aufge
baut, daß die Pulsdauer Δ t zwischen den Zeitpunkten
t1-t4 des Einschaltsignals 59 a ausreichend groß ist, daß
es sich über den Zeitpunkt t 3, an welchem eine Kommu
tierung in den AUS-Zustand erfolgt, unter normalen
Betriebsbedingungen hinaus erstreckt. Warum ein der
artiger Aufbau erwünscht ist, wird im folgenden noch
beschrieben.
Eine Phasenwinkelmodulation zur Regelung wird
durch eine Impuls-Lagenmodulation des Einschalt-Si
gnals 59 a erreicht, wodurch die Einschaltzeit des Transi
stors 24 variiert wird. Im folgenden wird die Situation
einer niedrigen Leitungsspannung (der Wechselstrom
leitung) betrachtet, wobei die Spannung B+ niedriger
als die Nennspannung B + ist. Die Größe der Rücklauf
impulse nimmt ab, wodurch die Fehlerspannung in einer
Richtung geändert wird, die den Start des ersten Signal
abschnitts 59 a in Richtung des Zeitpunktes t 0 vorverla
gert, dem Beginn des Umschaltintervalls. Wie in den
Fig. 2f und 2g gzeigt ist, liegt der Start des Leitens des
Transistors 24 zum Zeitpunkt t 1′ vor, der zum Zeitpunkt
t 1 vorverlagert ist, dem Start des Leitens für eine Nenn
spannung B +.
Da die Spannung, die der Drossel 27 aufgeprägt wird,
geringfügig unter den Bedingungen für niedrigere Lei
tungsspannung gegenüber der Spannung ist, die bei
Nennleitungsbedingungen vorliegt, ist die Neigung des
Betriebsstroms nach Fig. 2g zwischen den Zeiten t 1′-t2
weniger steil als die entsprechende Neigung in Fig. 2e.
Weil die Einschalt-Zeit auf den Zeitpunkt t 1′ vorverla
gert ist, ist der Spitzenstrom, der am Zeitpunkt t 2 er
reicht wird, dem Ende des Umschaltintervalls, im we
sentlichen gleich dem Strom, der in Fig. 2e für die Nenn
leitungsbedingungen erreicht wird. Der Energiewert,
der in der Drossel 27 gespeichert wird, ist im wesentli
chen der gleiche, unabhängig von Wechselstrom-Lei
tungsänderungen, wodurch der Energiewert, welcher
der Ablenkschaltung 28 zugeführt wird, geregelt wird.
Der Transistor 24 wird zum Zeitpunkt t 3′ in den AUS-
Zustand umgeschaltet, wobei dieser Zeitpunkt vor dem
Zeitpunkt t 3 auftritt, und der zweite Abschalt-Signalab
schnitt 59 b des Steuersignals 59 tritt zum Zeitpunkt t 4′
auf, welcher vor dem Zeitpunkt t 4 liegt. Die Dauer Δ t
des Einschaltsignals 59 a bleibt jedoch zwischen den Zei
ten t 1′-t4′ unverändert. Es ist zu beachten, daß eine
Phasenwinkelmodulation ähnlicher Art unter Bedingun
gen von sich ändernder Strahlenstrombelastung vor
liegt.
Durch Verwendung eines Schaltungselements, das so
wohl auf die Einschalt- und Ausschalt-Signale anspricht,
kann ein Kurzschlußschutz ohne das Erfordernis einer
zweiten, leistungsbemessenen Einrichtung erhalten
werden, wie dies im folgenden erläutert wird. In der
Reglerschaltung 35 ist eine Serienschaltung aus einer
Diode 61 und einem Dämpfungs- und Rückkopplungs
widerstand 62 vorgesehen. Die Kathode der Diode 61 ist
an eine Verbindung zwischen der Drossel 27 und dem
Emitter des Transistors 24 angeschlossen. Es wird im
folgenden als Beispiel ein Stör-Zustand betrachtet, in
welchem der Kommutierungsschalter 29 während des
Betriebs durch Kurzschluß versagt. Wie in Fig. 3c ge
zeigt ist, bewirkt ein Einschalt-Signal 59 a zum Zeitpunkt
t 1 eine Vorspannung des Transistors 24 in Vorwärtsrich
tung in den gesättigten Leitzustand, wobei der Be
triebsstrom in einem ersten Hauptleitweg fließt, der den
Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 24 enthält. Der
durch den Transistor 24 fließende Strom beginnt anzu
steigen, wie in Fig. 3d dargestellt ist. Da der Schalter 29
kurzgeschlossen ist, tritt keine Kommutierungsspan
nung zum Zeitpunkt 3 auf, um den Transistor 24 in den
AUS-Zustand umzuschalten, wie in Fig. 3b dargestellt
ist. Der Strom erhöht sich weiterhin, jedoch nicht un
endlich. Zum Zeitpunkt t 4 beendet das Ausschalt-Signal
59 b den Leitzustand des Transistors 24, wobei der
Strom in dem Transistor kurz danach auf null abfällt.
Um die Stromleitung durch die Drossel 27 beizube
halten, geht die Spannung an der Kathode der Diode 61
zum Zeitpunkt t 4 ausreichend ins Negative, um die Di
ode 61 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, damit ein
zweiter Hauptleitweg geschaffen wird, wenn der durch
den 1 ransistor 24 fließende, plötzlich verringerte Strom
die Drossel 27 die Spannung mit dieser Polarität erzeu
gen läßt. Wie durch den Dioden-Stromverlauf nach Fig.
3e gezeigt ist, fließt der Strom in einem Stromkreis, der
die Diode 61, die Drossel 27, den Schalter 29 und den
Widerstand 62 enthält. Nach dem Zeitpunkt t 4 fällt der
Strom in der Diode 61 exponentiell abhängig von den
Werten des Widerstands 62 und dem Drosselwiderstand
27 ab.
Eine Störungserfassungsschaltung 63, im folgenden
Detektorschaltung 63 genannt, die eine übliche Verrie
gelungs-Anordnung darstellen kann, ist an die Verbin
dung zwischen der Diode 61 und dem Widerstand 62
angeschlossen. Die Detektorschaltung 63 erfaßt die ne
gative Spannung am Widerstand 62 im Betrieb bei Vor
liegen eines Störzustandes und liefert ein Sperrsignal an
den Phasenwinkelmodulator 48, um unter Störungsbe
dingungen die zum Transistor 24 geführten Steuersigna
le zu entfernen, wodurch der Stromweg für die B + -Zu
führung geöffnet wird.
Auch wenn es nicht erwünscht ist, die Steuersignale
vom Transistor 24 zu entfernen, liefert die Schaltung
nach Fig. 1 eine Begrenzung des maximalen Energiebe
trages, der unter Kurzschlußbedingungen von der
B + -Speisequelle übertragen wird. Da die Einschaltzeit
des Transistors 24 relativ konstant ist, wird nur ein fester
Energiebetrag zur Drossel 27 gekoppelt. Diese Energie
kann im Widerstand 62 während des Ausschalt-Zeitin
tervalls verbraucht werden.
Sollte ferner beispielsweise die Fehlerspannung aus
V E niedrig sein oder fehlen, dann könnte der Regeltran
sistor 24 frühestens zum Zeitpunkt t 0 eingeschaltet wer
den. Der Strom im Transistor 24 und in der Drossel 27
erhöht sich weiterhin bis zum Zeitpunkt t 0 + Δ t, wobei
Δ t der Nenn-Einschaltabschnitt der Steuer-Wellenform
59 ist, die von dem Phasenwinkelmodulator 48 erzeugt
wird. Zu diesem Zeitpunkt wird der Ausschalt-Signalab
schnitt der Wellenform 59 den Transistor 24 abschalten,
wodurch die Dauer, über welche Energie in der Drossel
27 gespeichert wird, auf ein Intervall Δ t anstelle des
gesamten Kommutierungsintervalls begrenzt wird.
Die Schaltung nach Fig. 4 zeigt eine detaillierte Aus
führungsform, welche erfindungsgemäße Merkmale der
Schaltung nach Fig. 1 enthält und eine Detektorschal
tung 63 liefert, die eine normale Regeloperation wieder
herstellt, falls der Störzustand nur übergangsweise vor
liegen sollte. Ähnlich funktionierende Elemente in Fig. 1
und Fig. 4 sind mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Negative Rücklaufimpulse 52, die an die Eingangs
klemme 53 des Komparators 50 angelegt werden, wer
den von einer Diode 121 gleichgerichtet und über einen
einstellbaren Linearisierungswiderstand 123 und eine
Schwellwert-Begrenzungzenerdiode 124 (Clipping-Di
ode) einem Filterkondensator 122 zugeführt. Die Span
nung am Filterkondensator 122 wird über einen Wider
stand 125 der Bezugsspannung V R hinzuaddiert, die an
der Klemme 51 erhalten wird; die Kondensatorspan
nung wird dabei über einen einstellbaren Arm des Wi
derstands 125 zugeführt. Die Summenspannung weist
eine Fehlerspannung V E auf, die an die Eingangsklemme
49 geführt wird. Die Fehlerspannung am Eingang 49
wird einem üblichen Univibrator 126 zugeführt, ebenso
wie Synchronisierimpulse 47 von der Eingangsklemme
46. Der Ausgang des Univibrators 126 an einem An
schluß 128 liefert eine horizontale Ablenkfrequenz,
1/ T H , d. h. eine sich wiederholende einseitige (one-shot)
Wellenform 127 mit einer vorderen, positiven Kante, die
entsprechend der Eingangsfehlerspannung V E bezüglich
der Impulsdauer moduliert ist, wie dies in Fig. 2h durch
gestrichelte Linien gezeigt ist. Der maximale Umfang
der Modulation während der normalen Univibratorope
ration liegt zwischen t1′-t1′′. Die Dauer des positiven
Abschnitts des Impulses 127 reicht bis zum Beginn des
nächsten Umschaltintervalls t 5.
Um den bezüglich der Impulsdauer modulierten Im
puls in einen bezüglich der Impulslage modulierten Im
puls mit relativ konstanter Impulsbreite zu ändern, wird
der Impuls 127 auf die Basis eines formenden bzw. si
gnalformenden Transistors 129 über ein integrierendes
Netzwerk geführt, welches einen Widerstand 130 und
einen Kondensator 131 enthält. Eine Diode 199 ist paral
lel zum Widerstand 130 geschaltet. Der Impuls 127 wird
über einen Widerstand 139 an den Kollektor des Transi
stors 129 geführt.
Wie in Fig. 2i dargestellt ist, steigt die Spannung an
der Basis des Transistors 129 vom Zeitpunkt t 1 mit der
Ladung des Kondensators 131 an. Am Zeitpunkt t 4
reicht die Spannung am Kondensator 131 aus, um den
Transistor 129 zur Leitung in Vorwärtsrichtung vorzu
spannen. Der Transistor 129 leitet weiterhin, und die
Spannung am Kondensator 131 bleibt bis zum Zeit
punkt t 5 nahezu konstant, an welchem die Impulsspan
nung 127 am Anschluß 128 auf null abfällt. Der Konden
sator 131 beginnt sich über den Vorwärtswiderstand der
Diode 199 zu entladen, wie dies in Fig. 2i zwischen den
Zeiten t 0-t1 dargestellt ist, wodurch der Transistor 129
gesperrt wird.
Wie durch die Spannungswellenform 132 in Fig. 2j
dargestellt ist, liegt die Spannung an einem Anschluß
133, dem Kollektor des Transistors 129, auf seinem obe
ren Wert nur zwischen den Zeiten t 1-t4 während des
Ladeintervalls des Kondensators 131. Während der
übrigen lntervalle beträgt die Spannung am Punkt 133
null, entweder weil der Transistor 129 leitend ist oder
weil die Spannung am Anschluß 128 null ist. Da somit
das Ladeintervall des Kondensators 131 unverändert
bleibt, bleibt auch die Impulsbreite der Spannung 132
unverändert, wobei nur die Startzeit der ins Positive
gehenden Vorderkante der Spannung 132 moduliert ist,
wie es durch den Spannungswert am Anschluß V E des
Univibrators 126 bestimmt ist.
Die Spannung 132 wird auf die Basis eines verstär
kenden und invertierenden Treibertransistors 134 über
einen Widerstand 135 angelegt. Die vorstehend erwähn
ten Steuersignale 59, die in Fig. 2c dargestellt sind, wer
den am Kollektor des Treiber- oder Steuertransistors
134 erhalten und werden der Primärwicklung 56 a des
Steuertransformators 56 zugeführt, um eine Phasenwin
kelmodulation des Leitzustandes des Regeltransistors
24 zu liefern. Ein Netzwerk zum Dämpfen von Ein
schwingvorgängen weist einen Widerstand 136 und eine
Diode 137 auf, die parallel zur Primärwicklung 56 a ge
schaltet sind, sowie einen Kondensator 138, der zwi
schen Masse und den Kollektor des Transistors 134 ge
schaltetist.
Die Fehlerdetektorschaltung 63 ist zwischen einen
Anschluß 140 an der Basis des Treibertransistors 134
und einen Rückkopplungsanschluß 141 an der Verbin
dung zwischen der Diode 61 und dem Widerstand 62
angeschlossen. Die Schaltung 63 weist zwei in Serien
schaltung verbundene Dioden 142 und 143 und zwei in
Serienschaltung verbundene Widerstände 144 und 145
auf, die zwischen die Anschlüsse 140 und 141 geschaltet
sind. Ein lntegrationskondensator 146 liegt zwischen
Masse und der Verbindung zwischen den Widerständen
144 und 145 an einem Anschluß 147 an.
Es wird ein Fehler- bzw. Störungszustand betrachtet,
in welchem der Schalter 29 während des Betriebs der
Ablenkschaltung kurzgeschlossen ist. Dabei besteht kei
ne Kommutierungsspannung, um den Regeltransistor
24 in den AUS-Zustand zu kommutieren. Der Strom im
Transistor 24 erhöht sich, bis der Abschalt-Signalab
schnitt des Steuersignals 59 den Transistor 24 abschal
tet. Der Stromfluß wird zur Diode 61 und dem Wider
stand 62 geführt. Die Rückkopplungsspannung am An
schluß 141 geht ins Negative und wird vom Kondensa
tor 146 in eine negative Spannung am Anschluß 147
integriert, die ausreichende Größe hat, um die Dioden
142 und 143 in den Leitzustand in Vorwärtsrichtung
vorzuspannen, um den Basisstrom vom Treibertransi
stor 134 weg nebenzuschließen.
Auch wenn der Univibrator 126 am Anschluß 128
Signalimpulse 127 erzeugt, lassen diese Signale unter
der Voraussetzung, daß ein ausreichend großer Strom
noch durch den Widerstand 62 fließt, zu keinem Zeit
punkt während des Ablenkzyklus die Spannung an der
Basis des Transistors 134 soweit ansteigen, daß der
Transistor 134 durch eine Vorspannung in Vorwärts
richtung in den Leitzustand gebracht wird. Es werden
keine Steuersignale 59 an den Übertrager 56 angelegt,
und der Regeltransistor 24 bleibt im Abschaltzustand,
wodurch der Kurzschlußschutz erreicht wird.
Wie in Fig. 5c an einem gegenüber dem Zeitpunkt T 1
späteren Zeitpunkt dargestellt ist, ist der exponentiell
abfallende Strom durch die Diode 61 und den Wider
stand 62 ausreichend hinsichtlich seiner Größe abgefal
len, und die integrierte negative Spannung am Anschluß
147 ist ebenfalls hinsichtlich ihrer Größe ausreichend
reduziert, um die vordere positive Flanke des Signalim
pulses 127 den Transistor 134 in den Leitzustand durch
eine Vorspannung in Vorwärtsrichtung schalten zu las
sen, obgleich er notwendigerweise nicht in einen gesät
tigten Zustand vorgespannt ist, wie dies in den Fig. 5b
und 5d dargestellt ist; die Fig. 5f veranschaulicht die
Spannungswelle V 140 an der Basis des Transistors 134.
Ein erster Einschalt-Signalabschnitt 59 a′ des Steuersi
gnals 59′ wird dem Steuertransformator 59 zugeführt
und spannt den Regeltransistor 24 in Vorwärtsrichtung
in den Leitzustand vor, so daß der Strom der Speise
quelle B+ beginnend mit dem Zeitpunkt T 1 geleitet
wird, wie durch die Fig. 5d und 5e dargestellt ist.
Die tatsächliche B + -Spannung am Emitter des Tran
sistors 24 spannt die Diode 61 in Rückwärtsrichtung vor,
und der fließende Drosselstrom und die Rückkopp
lungsspannung werden vom Widerstand 62 entfernt.
Die Spannung V 140 an der Basis des Treiber-Transistors
134 am Arm 140 repräsentiert die integrierte Kollektor
spannung des Formungstransistors 129 und wird einer
langsam sich ändernden Durchschnittsspannung überla
gert, wie dies in Fig. 5f gezeigt ist. Bei Vernachlässigung
der Speicherzeit des Transistors 134 ist die EIN-Zeit
T 1-T2 des Transistors 134 gleich dem Intervall, wäh
rend welchem die Spannung V 140 die Spannung V 197
überschreitet, die Vbe des Basis-Emitter-Übergangs des
Transistors 134, wie dies in Fig. 5f durch V140 zwischen
den Zeiten T 1-T2 gezeigt ist.
Während des Intervalls T 1-T2, während welchem der
Transistor 24 leitend ist, erhöht sich der Strom in der
Drossel 27, bis zu einem Zeitpunkt T 2 der Strom gleich I p
(Fig. 5e) ist. Wenn der regelnde Transistor 24 zum Zeit
punkt T 2 abgeschaltet wird, leitet die Diode 61 den
Drosselstrom, und eine langsam hinsichtlich der Größe
abnehmende negative Rückkopplungsspannung wird
am Anschluß 141 erzeugt und vom Kondensator 146 in
eine langsam abnehmende negative Spannung am An
schluß 147 integriert.
Die Durchschnittsspannung am Anschluß 140, der Ba
sis des Transistors 134, ist proportional der langsam
hinsichtlich der Amplitude abnehmenden negativen
Rückkopplungsspannung, die proportional zu der fe
sten, positiven Durchschnittsspannung am Anschluß 133
addiert ist. Somit ist die Durchschnittsspannung unmit
telbar nach dem Leiten des Regeltransistors 24 negati
ver als vor dem Leiten und ausreichend negativ bei den
nächsten beiden Augenblicken, beispielsweise zu den
Zeiten T 3 und T4, um die positiven Spitzen der Span
nung V 140 unter dem in Vorwärtsrichtung vorspannen
den Wert V 197 des Transistors 134 zu halten, wie dies in
Fig. 5f durch die gestrichelte Linie gezeigt ist. Der Tran
sistor 134 bleibt bis zum Zeitpunkt T 5 nicht leitend,
wenn der zirkulierende Drosselstrom ausreichend abge
nommen hat, um die Amplitude der negativen Spannung
am Anschluß 147 ausreichend zu verringern, damit die
positiven Spitzen von V140 (Fig. 5f) den Transistor 134
wieder in Vorwärtsrichtung vorspannen.
Wie aus Fig. 5e hervorgeht, ist die leitende Zeit des
Regeltransistors 24 nach der Zeit T 1 relativ kurz und
dauert nur zwischen den Zeiten T 1 und T2 an, über das
Intervall, in welchem - unter Vernachlässigung der
Speicherzeitwirkungen des Transistors 134 - die Span
nung am Anschluß 140 ausreichend positiv ist, um den
Transistor 134 in den Leitzustand in Vorwärtsrichtung
vorzuspannen. Dieses Intervall ist relativ klein, da eine
Abnahme von nur 0,1 oder 0,2 Volt typischerweise be
nötigt wird, um den Transistor 134 aus dem Leitzustand
vorzuspannen. Der Kurzschlußschutz wird dadurch er
reicht, daß der Spitzenstrom, der von der B + -Speise
quelle über den Regeltransistor 24 geführt wird, auf
grund der relativ kurzen Leitzeit des Transistors relativ
klein ist.
Abhängig von verschiedenen Faktoren, wie beispiels
weise der L/R-Zeitkonstante des zirkulierenden Dros
selstromkreises, leitet der Regeltransistor 24 den Strom
von der Speisequelle B + nur einmal bei mehreren Ab
lenkzyklen; Fig. 5e zeigt als Beispiel, daß dieser Zeitzu
stand nur einmal je drei Ablenkzyklen vorliegt. Der
Kurzschlußschutz wird außerdem dadurch erreicht, daß
die Frequenz begrenzt wird, daß die Energie, welche
von der B + -Speisequelle geliefert wird, einmal für je
weils mehrere Ablenkzyklen vorliegt.
Bei einem sich wiederholenden Betrieb der Störungs
detektorschaltung nach Fig. 4 in der beschriebenen
Weise kann der normale Reglerbetrieb wieder aufge
nommen werden, falls sich gezeigt hat, daß der Stö
rungszustand nur übergangsweise vorgelegen hat. Da
beispielsweise die Kommutierungsspannung nach Be
endigung der übergangsweise vorliegenden Störungs
zustände am Kommutierungsschalter 29 wieder erzeugt
wird, wird die Diode 61 selbst möglicherweise in den
AUS-Zustand umgeschaltet, wenn der Strom durch die
Diode auf null abnimmt und versucht, die Richtung um
zukehren. Der normale Reglerschaltungsbetrieb tritt
wieder auf, da die Einschalt-Signale 59 a den Regeltran
sistor 24 in den Leitzustand vorspannen und die Kom
mutierungsspannung V KS den Transistor in den AUS-
Zustand schaltet.
Sollte der Phasenwinkelmodulator 48 oder die Hori
zontal-Ablenkschaltung 28 hinzugefügte Multivibrator
schaltungen gegenüber dem monostabilen Multivibrat
or 126 enthalten, kann die Störungsdetektorschaltung
63 entsprechend modifiziert werden, um einen wieder
holten Betrieb der Störungsdetektorschaltung, die sol
che Multivibratorschaltungen enthält, zu bewirken. Ab
hängig von der Rückkopplungsspannung am Anschluß
141 nach Fig. 4 kann beispielsweise ein Einschalt-Signal
zum Zeitpunkt T 1 (Fig. 5e) dem Transistor 134 über den
Univibrator 126 und zum Zeitpunkt T 2 ein Abschalt-Si
gnal durch die zusätzliche Multivibrator- bzw. Univibra
torschaltung zugeführt werden.
Das Regelschaltelement 24 muß kein Transistor sein,
sondern kann durch jede beliebige andere Einrichtung,
beispielsweise einen abschaltbaren Thyristor, d. h. einen
GTO-Thyristor, gebildet sein, wobei ein Anoden-Katho
den-Hauptleitweg imstande ist, den Betriebsstrom zu
führen und in leitenden und nicht leitenden Zustand
abhängig von den zugehörigen Einschalt- und Aus
schalt-Signalen zu schalten, die dem Steueranschluß die
ser Einrichtung zugeführt werden. Fig. 6 zeigt den Re
gelabschnitt 35 einer horizontalen Ablenkschaltung mit
einem GTO-Thyristor 224 als Schaltelement. Die Schal
tung nach Fig. 6 arbeitet zum Teil ebenfalls so, daß der
GTO-Thyristor 224 unter Strombelastungszuständen
abgeschaltet wird.
Ein stromerfassender Widerstand 221 ist an die Ka
thode des Thyristors 224 und den Drosselwiderstand 27
angeschlossen. Ein Filterkondensator 222 ist über den
Widerstand 221 geschaltet. Ein gesteuerter Silizium-
Gleichrichter 223 liegt zwischen der Gate-Elektrode
220 des Thyristors 224 und der Verbindung zwischen
dem Widerstand 221 und der Drossel 27. Die Kathode
einer Zener-Diode 225 ist an die Gate des Thyristors 224
angeschlossen, und die Anode der Zener-Diode 225 mit
der Gate des Gleichrichters 223 verbunden.
Sollte sich der Strom im Widerstand 221 über einen
vorbestimmten Wert hinaus erhöhen, überschreitet die
Spannung an der Zener-Diode 225 deren Durchbruchs
spannung, wodurch eine Spannung an die Gate des Sili
zium-Gleichrichters 223 angelegt wird, die gegenüber
der Kathode des Silizium-Gleichrichters 223 positiv ist,
so daß der Silizium-Gleichrichter 223 in den Leitzustand
geschaltet wird. Wenn der Silizium-Gleichrichter 223
leitend ist, wird die Gate des Thyristors 224 mehr nega
tiv als dessen Kathode, so daß der Thyristor 224 nicht
leitend geschaltet wird, wodurch bei Stromüberla
stungsbedingungen ein Schutz durch einen Schaltkreis
unterbrecher erhalten wird.
Fig. 7 gibt einen Teil der Regelschaltung 35 wieder,
die einen relativ hohen Abschaltstrom erzeugt, den be
stimmte Typen von GTO-Thyristoren oder Darlington-
Einrichtungen erfordern können. Die Spannung an ei
nem Abgriffsabschnitt des Drosselwiderstands 27 wird
über einen Widerstand 322 einer Diode 321 zugeführt
und während des Kommutierungsintervalls gleichge
richtet und durch einen Kondensator 323 gefiltert.
Ein Anschluß des Kondensators 323 ist mit der Ka
thode des Thyristors 224 verbunden, während der ande
re Anschluß über einen Gleichrichter 325 und einen
Widerstand 326 mit der Gate des Thyristors 224 verbun
den ist.
Der mit einem Punkt versehene Anschluß der Sekun
därwicklung 56 b steht über einen Widerstand 331 mit
dem Widerstand 326 in Verbindung. Die Basis und der
Emitter eines Transistors 332 liegen parallel zu einem
Widerstand 329. Der Kollektor des Transistors 332 ist
über einen Widerstand 333 an die Gate des Silizium-
Gleichrichters 325 angeschlossen.
Wenn ein Abschaltsignal der Sekundärwicklung 56 b
des Steuertransformators 56 zugeführt wird, wird der
nicht mit einem Punkt versehene Anschluß positiv ge
genüber dem mit Punkt versehenen Anschluß. Der
Transistor 332 wird in Vorwärtsrichtung vorgespannt.
Der Kollektor des Transistors 332 legt eine Spannung
an die Gate des Silizium-Gleichrichters 323 an, die ge
genüber der Spannung an der Silizium-Gleichrichter-
Kathode positiv ist, so daß der Silizium-Gleichrichter in
den Leitzustand getastet wird. Wenn der Silizium-
Gleichrichter 325 leitend ist, entlädt sich der Kondensa
tor 323 über den Kathoden-Gate-Weg des Thyristors
224, wodurch ein hoher Abschaltstrom erzeugt wird, der
den Thyristor 224 in den Nichtleit-Zustand schaltet.
Es ist zu beachten, daß die Schaltungen nach Fig. 1, 4,
6 und 7 nach Art einer isolierten Wechselstromleitung
aufgebaut sein können, wobei der Regeltransistor oder
GTO-Thyristor an die Primärwicklung und der umschal
tende Schalter an die Sekundärwicklung angeschlossen
ist. Bei einem solchen Aufbau kann die Eingangsdrossel
27 weggelassen werden, wobei die Streukapazität die
gleiche Funktion ausführt.
Claims (13)
1. Geregelte Ablenkschaltung, die Energie aus ei
ner Betriebsspannungsquelle bezieht und in einer
an sie angeschlossenen Ablenkwicklung einen Ab
lenkstrom erzeugt, wobei an einem ersten Schal
tungspunkt der Ablenkschaltung eine ablenkfre
quente Spannung ensteht,
- - mit einer ersten Fühlschaltung, welche an eine Spannungsquelle angeschlossen ist, deren Spannung ein Maß für den Energiewert in der Ablenkschaltung ist, und welche gegebenen falls ein Fehlersignal liefert,
- - mit einer durch das Fehlersignal steuerba ren Steuerschaltung zur Lieferung eines ersten Steuersignals,
- - mit einem steuerbaren Schalter, über den von der Betriebsspannungsquelle an den er sten Schaltungspunkt ein Betriebsstrom an die Ablenkschaltung fließt, und der mit einem Steueranschluß an die Steuerschaltung ange schlossen ist und durch einen ersten Abschnitt der ablenkfrequenten Spannung in den Sperr zustand kommutiert wird und durch das erste Steuersignal in den Leitungszustand geschal tet wird, dessen zeitliche Lage in jedem Ab lenkzyklus zur Regelung der Energiezufuhr zur Ablenkschaltung im Normalbetrieb modu liert ist,
dadurch gekennzeichnet, daß dem Schalter (24;
224) ein zweites Steuersignal (59 b) zugeführt wird,
welches in einem Störfall, in dem die ablenkfre
quente Spannung den Schalter (24; 224) nicht schon
vorher in den Sperrzustand umkommutiert hat, zu
dessen Sperrung führt.
2. Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch ge
kennzeichnet, daß an den steuerbaren Schalter (24;
224) ein zweiter Schalter (61) zur Ubernahme des
Betriebsstromes bei Sperrung des steuerbaren
Schalters durch das zweite Steuersignal (59 b) ange
schlossen ist.
3. Ablenkschaltung nach Anspruch 2, dadurch ge
kennzeichnet, daß mit dem zweiten Schalter (61)
zur Dämpfung des in ihm fließenden Betriebs
stromes ein Dämpfungsglied (62) verbunden ist.
4. Ablenkschaltung nach Anspruch 1 oder 2, da
durch gekennzeichnet, daß mit dem steuerbaren
Schalter (224) ein Stromfühler (221) verbunden ist,
der in Abhängigkeit von dem Betriebsstrom ein
Abschaltsignal an den steuerbaren Schalter (224)
liefert, wenn der Betriebsstrom eine vorbestimmte
Größe überschreitet.
5. Ablenkschaltung nach Anspruch 2, dadurch ge
kennzeichnet, daß mit dem zweiten Schalter (61)
eine zweite Fühlschaltung (62) zur Lieferung eines
Störfallerkennungssignals gekoppelt ist.
6. Ablenkschaltung nach Anspruch 5, dadurch ge
kennzeichnet, daß an die zweite Fühlschaltung (62)
eine Sperrschaltung (142, 143, 144, 146) angeschlos
sen ist, die im Störfall ein den normalen Fernseh
empfängerbetrieb verhinderndes Sperrsignal er
zeugt.
7. Ablenkschaltung nach Anspruch 5, dadurch ge
kennzeichnet, daß an die Steuerschaltung (134) ei
ne Sperrschaltung (142, 143, 144, 146) angeschlos
sen ist, die in Abhängigkeit von dem Störfallerken
nungssignal das erste Steuersignal von dem Steuer
anschluß (20) des steuerbaren Schalters abtrennt,
derart, daß dieser über zumindest einen wesentli
chen Zeitraum während des Auftretens eines Stör
falles nicht leitet.
8. Ablenkschaltung nach Anspruch 7, dadurch ge
kennzeichnet, daß das Störfallerkennungssignal ei
ne Rückkopplungsspannung (an 62) ist, welche ein
Maß für den Stromfluß durch den zweiten Schalter
(61) ist, und daß die Sperrschaltung das erste Steu
ersignal für einen durch die Rückkopplungsspan
nung festgelegten Zeitraum von dem Steueran
schluß (20) abtrennt.
9. Ablenkschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis
3 und 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der
steuerbare Schalter einen Transistor (24) aufweist,
dessen Kollektor-Emitter-Strecke in Reihe mit der
Betriebsspannungsquelle und dem ersten Schal
tungspunkt (V KS) geschaltet ist.
10. Ablenkschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 4,
dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schal
ter ein über seine Gate-Elektrode sperrbares Ele
ment (224) enthält, dessen Anoden-Kathoden-
Strecke in Reihe mit der Betriebsspannungsquelle
und dem ersten Schaltungspunkt (V KS) geschaltet
ist.
11. Ablenkschaltung nach Anspruch 10, dadurch ge
kennzeichnet, daß in Reihe mit der Anoden-Gate-
Strecke des Elementes (224) und einer Kapazität
(222, 323) ein dritter Schalter (223, 325) liegt, über
den sich die Kapazität durch die Kathoden-Gate-
Strecke bei Auftreten des zweiten Steuersignals
zum Sperren des Elementes (224) entlädt.
12. Ablenkschaltung nach Anspruch 10, dadurch ge
kennzeichnet, daß mit Gate oder Kathode des Ele
mentes (224) ein Stromfühler (221) für den Be
triebsstrom zur Sperrung des Elementes (224) ver
bunden ist, wenn der Betriebsstrom eine vorbe
stimmte Größe überschreitet.
Applications Claiming Priority (1)
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Families Citing this family (4)
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---|---|---|---|---|
FR2432251A1 (fr) * | 1978-07-25 | 1980-02-22 | Thomson Brandt | Circuit d'alimentation stabilisee en combinaison avec le circuit de balayage horizontal d'un recepteur videofrequence, et recepteur equipe d'un tel circuit |
US4193018A (en) * | 1978-09-20 | 1980-03-11 | Rca Corporation | Deflection circuit |
US4298829A (en) * | 1980-02-08 | 1981-11-03 | Rca Corporation | Power supply and deflection circuit with raster size compensation |
FR2524185A1 (fr) * | 1982-03-26 | 1983-09-30 | Thomson Csf Mat Tel | Dispositif de protection de la commande de balayage horizontal d'un ecran de visualisation |
Family Cites Families (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3638067A (en) * | 1969-08-25 | 1972-01-25 | Rca Corp | Triggering circuit for crt deflection system utilizing an scr |
US3749966A (en) * | 1971-01-04 | 1973-07-31 | Rca Corp | High voltage hold down circuit for horizontal deflection circuit |
DE2252973C3 (de) * | 1972-10-28 | 1975-05-28 | Loewe Opta Gmbh, 1000 Berlin | Schutzschaltung für eine Thyristor-Horizontal-Ablenkschaltung in einem Fernsehempfangsgerät, die bei Leistungsüberlastung der Bildröhre oder Spannungsüberlastung der Ablenkstufe eine Unterbrechung der Energieversorgung der Ablenkstufe auslöst |
DE2255389C3 (de) * | 1972-11-11 | 1981-04-30 | Loewe Opta Gmbh, 1000 Berlin | Schaltungsanordnung zur Steuerung der Energieaufnahme einer Thyristor-Horizontalablenkschaltung |
US3789260A (en) * | 1973-03-23 | 1974-01-29 | Rca Corp | High voltage protection circuit |
US3936115A (en) * | 1974-08-19 | 1976-02-03 | Rca Corporation | Start-up circuit for a deflection system |
GB1545059A (en) * | 1975-05-16 | 1979-05-02 | Rca Corp | Voltage regulator for a television receiver deflection system |
FI761297A (de) * | 1975-05-16 | 1976-11-17 | Rca Corp | |
GB1555858A (en) * | 1976-11-23 | 1979-11-14 | Rca Corp | Regulation system for deflection apparatus |
DE2710665C2 (de) * | 1977-03-11 | 1978-06-15 | Saba Schwarzwaelder Apparate-Bau- Anstalt August Schwer Soehne Gmbh, 7730 Villingen | Selbstregelnde Horizontalablenkschaltung für Katodenstrahlröhren |
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-
1978
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GB2007453A (en) | 1979-05-16 |
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FI69734B (fi) | 1985-11-29 |
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US4162434A (en) | 1979-07-24 |
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