DE2848318C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine geregelte Ablenkschal­ tung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebe­ nen Merkmalen.

Bei Thyristor-Horizontalablenkschaltungen mit Spei­ sestromregelung, wie sie beispielsweise aus dem Vor­ tragsmanuskript der SEL/lTT von der FKTG-Tagung in Berlin am 9. Oktober 1973 bekannt sind, wird Energie von einer Betriebsspannungsquelle über einen SCR und eine Eingangsspeicherdrossel dem Ablenkkreis zuge­ führt, wobei der Einschaltzeitpunkt des SCR durch eine Regelschaltung in Abhängigkeit vom Energiebetrag in der Ablenkschaltung während des Hinlaufintervalls ge­ regelt wird und der SCR durch den Rückschlagimpuls anschließend wieder in den Sperrzustand kommutiert wird. Für den Fall, daß diese Umkommutierspannung nicht ausreichen sollte oder infolge eines Fehlers in der Ablenkschaltung nicht an den SCR geliefert wird, muß eine Schutzschaltung vorgesehen werden, um die der Ablenkschaltung zugeführte Energie zu begrenzen.

Aus der Zeitschrift "Funkschau" 1973, Heft 8, Seiten 255 bis 258 ist es ferner bekannt, als Schalter zur Uber­ tragung des Betriebsstroms von der Spannungsquelle zur Eingangsspeicherdrossel einen Transistor zu ver­ wenden, der im Normalbetrieb über seine Basis ein- und ausgeschaltet wird, wobei eine Regelung der Energiezu­ fuhr zur Ablenkschaltung über die Leitungszeit des Transistors bestimmt wird, und der in einem Störfall durch ein Sperrsignal an seiner Basis abgeschaltet wird. Die Ausschaltung des Transistors im Normalbetrieb über seine Basisansteuerung erfordert jedoch Dämp­ fungsmaßnahmen gegen Sperrspannungsspitzen an sei­ ner Kollektor-Emitter-Strecke.

Aus dem bereits erwähnten Vortragsmanuskript von SEL/ITT und aus der DE-OS 26 21 471 ist ferner die sogenannte Rückstromregelung bekannt, bei welcher aus der Ablenkschaltung periodisch Energie über einen Thyristor in die Speisespannungsquelle zurückgespeist wird und die Leitungsintervalle dieses Thyristors ent­ sprechend dem Energiebedarf der Ablenkschaltung ver­ ändert werden. Aus der DE-OS 22 52 973 ist es weiter­ hin bekannt, bei einem Störfall die Energieversorgung der Ablenkstufe dadurch zu unterbrechen, daß die Spei­ sespannungsquelle durch einen parallel zur Ablenk­ schaltung liegenden steuerbaren Schalter kurzgeschlos­ sen wird, so daß eine Überstromsicherung anspricht und die Spannungszufuhr unterbricht. Bei einer aus der FR- OS 23 83 561 bekannten Schaltung werden in einem Störfall die Horizontaltreiberimpulse kurzgeschlossen, so daß die Ablenkschaltung nicht mehr arbeiten kann. Schließlich ist es aus der US-PS 37 89 260 bekannt, in einem Störfall die Horizontalablenkfrequenz zu verän­ dern, so daß Bildstörungen entstehen, die den Benutzer des Fernsehgerätes zum Abschalten veranlassen.

Der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine preisgünstige und dennoch be­ triebssichere Schutzschaltung gegen Störfälle in einer Ablenkschaltung zu schaffen.

Die Erfindung hat den Vorteil, daß sie im Normalbe­ trieb mit der günstigen Sperrkommutierung des Regler­ schalters arbeitet, diesen dagegen in einem Störfall über seine Steuerelektrode zur Unterbrechung der Energie­ zufuhr zur Ablenkschaltung sperrt.

Weiterbildungen und spezielle Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsfor­ men des Ablenkschaltungsreglers zur Erläuterung wei­ terer Merkmale beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 einen Ablenkschaltungsregler nach der Erfin­ dung;

Fig. 2 und 3 Signale, die in der Schaltung nach Fig. 1 auftreten;

Fig. 4 eine abgewandelte Ausführungsform des Ab­ lenkschaltungsreglers;

Fig. 5 Signale, die in der Schaltung nach Fig. 4 auftre­ tenund

Fig. 6 und 7 andere Reglerschaltungsabschnitte nach der Erfindung.

Nach Fig. 1 ist eine ungeregelte B + -Spannungsquel­ le, die beispielsweise 300 Volt (Gleichspannung) an ei­ nem Eingangsanschluß 21 liefert, über einen Strom-Be­ grenzungswiderstand 22 und eine Diode 23 an einen Eingang eines Schaltelements 24 einer Regelschaltung 35 angeschlossen, wobei das Schaltelement 24 beispiels­ weise als Regeltransistor dargestellt ist. Das Leiten des Schaltelements 24 und der Betrieb der Regelschaltung 35 werden im folgenden erläutert. Parallel zur Diode 23 und dem Transistor 24 ist ein Netzwerk, bestehend aus einem Kondensator 25 und einem Widerstand 26, ge­ schaltet, welches Einschwingvorgänge dämpft. Der Emitter des Transistors 24 ist an den Eingangsdrosselwi­ derstand 27 einer horizontalen SCR-Ablenkschaltung 28 gekoppelt.

Die Horizontal-Ablenkschaltung 28 weist einen Kommutierungs-Schalter 29 auf, der einen gesteuerten Silizium-Gleichrichter 30 und eine entgegengesetzt ge­ polte Diode 31 enthält, sowie eine reaktive Kommutie­ rungs-Schaltung 36, die eine Kommutierungs-Drossel 32 und einen Kondensator 33 und einen Rücklauf-Kon­ densator 34 enthält, der in der in Fig. 1 als Beispiel gezeigten Anordnung vorgesehen ist. Außerdem ist ein Rücklauf-Schalter 37, welcher einen gesteuerten Silizi­ um-Gleichrichter 38 und eine entgegengesetzt dazu ge­ polte Diode 39 aufweist und eine Serienkombination aus einer horizontalen Ablenkwicklung 40 und einem ein "S" bildenden Kondensator 41 vorgesehen. Eine Se­ rienschaltung aus einer Primärwicklung 42 a eines hori­ zontalen Ausgangsübertragers 42 und einem Entkopp­ lungskondensator 43 ist mit der Ablenkwickung 40 ge­ koppelt. Eine Tertiärwicklung 42 b ist an einen Hoch­ spannungskreis 44 zur Lieferung einer Hochspannung angeschlossen.

Die Horizontal-Ablenkschaltung 28 arbeitet auf übli­ che Weise. Wie aus Fig. 2a hervorgeht, wird ein Auftast­ impuls zum Zeitpunkt t ₀, dem Beginn des umschalten­ den bzw. Kommutierungs-Intervalls, auf die Steuerelek­ trode des Kommutierungs-SCR 30 von dem in Fig. 1 nicht gezeigten horizontalen Oszillatorkreis gekoppelt. Die Spannung am Kommutierungsschalter 29 ist in Fig. 2b mit V_KS dargestellt und beträgt während des Leitzu­ stands des Schalters 29 während des Kommutierungsin­ tervalls t ₀-t₂ etwa null Volt.

Das Rücklaufintervall beginnt etwas später gegen­ über dem Zeitpunkt t ₀, wenn der Rücklauf-Schalter 37 geöffnet wird, da die umlaufenden Ströme in der reakti­ ven Kommutierungsschaltung 36 zuerst den Rücklauf- Gleichrichter 38 abschalten und dann die Diode 39 in Rückwärtsrichtung vorspannen. Das Rücklaufintervall beginnt kurz vor dem Ende des Kommutierungsinter­ valls, wenn sich der Rücklauf-Schalter 37 schließt, da die zirkulierenden Ströme in der Schaltung 36 die Diode 39 in den Leitzustand in Vorwärtsrichtung vorspannen. Gegen die Mitte des Rücklaufintervalls steuert ein Auf­ tastsignal von einem üblichen, nicht dargestellten Schaltkreis den Silizium-Gleichrichter 38 zum geeigne­ ten Augenblick in den Leitzustand.

Das Kommutierungsintervall endet zum Zeitpunkt t ₂, wenn die zierkulierenden Ströme den Kommutierungs­ schalter 29 durch Vorspannung der Diode 31 in Rück­ wärtsrichtung umschalten. Aus Fig. 2b geht hervor, daß das Nicht-Kommutierungsintervall zwischen den Zeit­ punkten t ₂ und t₅ liegt. Zum Zeitpunkt t ₅ wird ein weite­ rer Auftastimpuls an den Silizium-Gleichrichter 30 an­ gelegt, wodurch wieder ein Kommutierungsintervall eingeleitet wird.

Die Energie von der B +-Speisequelle wird in der Eingangsdrossel 27 während eines Teils des Kommutie­ rungsintervalls gespeichert und während des Nicht- Kommutierungsintervalls an die Ablenkschaltung 28 geleitet. Die Energiemenge, die in der Eingangsdrossel 27 gespeichert wird, wird durch die Zeit des Leitzustan­ des des Regeltransistors 24 bestimmt. Die Regelung wird dadurch erreicht, daß die Einschaltzeit des Transi­ stors 24 während jedes Ablenkzyklus durch eine Steuer­ schaltung 45 hinsichtlich des Phasenwinkels moduliert wird.

Ein erster Eingang 46 der Steuerschaltung 45 liefert Synchronisierimpulse 47 einer Horizontal-Oszillator­ schaltung an einen Phasenwinkel-Modulator 48 der Steuerschaltung 45. Ein Fehlersignal V _E , welches für den Energiewert in der Ablenkschaltung 28 repräsentativ ist, wird an einen Eingang 49 angelegt. Die Fehlerspan­ nung wird am Ausgang eines Komparators 50 einer Sensorschaltung 60 erhalten, welche eine Bezugsspan­ nung V _R an einer Klemme 51 mit einem Horizontal- Rücklaufimpuls 52 einer Klemme 53 vergleicht, der von einer Sekundärwicklung 42 c des Horizontal-Ausgangs­ übertragers 24 erhalten wird. Die Größe des Rücklauf­ impulses 52 ist eine Funktion sowohl der Größe der B + -Spannung, die sich mit Schwankungen der Energie der Wechselstromleitung variiert, als auch der Hoch­ spannungsanoden-Strahlstrombelastung und anderer Strombelastungen, die an den Horizontal-Ausgangs­ überträger gekoppelt sind.

Steuersignale 59 des Phasenwinkel-Modulators 48 an Klemmen 54 und 55 werden einer Primärwicklung 56 a eines Steuertransformators 56 zugeführt. Eine Sekun­ därwicklung 56 b des Steuertransformators 56 ist zwi­ schen den Basisanschluß 20 und den Emitter des Regel­ transistors 24 über ein signalformendes Netzwerk ge­ schaltet, das aus einem Widerstand 57 und einem Kon­ densator 58 besteht.

Aus den Fig. 2c und 2d geht hervor, daß zum Zeit­ punkt t ₁, der innerhalb des Kommutierungsintervalls t ₀-t₂ liegt, ein erster Einschalt-Signalabschnitt 59 a der Steuersignale 59 den Regeltransistor 24 in einen ersten leitenden Zustand für ein gesättigtes (vollständiges) Lei­ ten vorspannt. Ein positiver Basisstrom beginnt am Zeit­ punkt t ₁ zu fließen, wie dies aus Fig. 2d hervorgeht. Wenn der Transistor 24 leitend ist, wird die Spannung B + der Eingangsdrossel 27 aufgeprägt. Ein ansteigen­ der Strom zum Betrieb in Vorwärtsrichtung fließt durch den Transistor 24 und die Eingangsdrossel 27 für den verbleibenden Zeitraum des Kommutierungsintervalls t ₁-t₂, was in Fig. 2 gezeigt ist.

Zum Zeitpunkt t ₂ öffnet der Kommutierungs-Schalter 29, und die Kommutierungsspannung V _KS erhöht sich im wesentlichen auf den gleichen Wert wie die Spannung am Kommutierungs-Kondensator 33, wenn ein relativ kleiner Spannungsabfall an der Kommutierungsdrossel 32 vernachlässigt wird. Eine Spannung entgegengesetz­ ter Polarität - deren Wert gleich der Kommutierungs­ spannung V _KS minus der Spannung B + ist - wird an der Eingangsdrossel 27 erzeugt und schaltet das Schalt­ element 24 in Form des Regeltransistors zum Zeitpunkt t ₃ in den AUS-Zustand um. Wie Fig. 2e zeigt, nimmt der in Vorwärts-Betriebsrichtung fließende Strom durch den Transistor 24 und die Drossel 27 ab, bis zum Zeit­ punkt t ₃ der Strom seine Richtung umzukehren ver­ sucht, an welchem Zeitpunkt der Transistor in den AUS- Zustand umgeschaltet wird. Zu beachten ist, daß am Zeitpunkt t ₃ sich der Transistor 24 noch in seinem ersten Leitzustand befindet, weil der Einschalt-Signalabschnitt 59 a des Steuersignals 59 den Transistor 24 noch in Vor­ wärtsrichtung vorspannt, um zu leiten. Die umgekehrte Spannung an den Kollektor-Emitter-Anschlüssen des Transistors 24 gestattet jedoch keinen Leitzustand durch einen Strom in Vorwärtsrichtung. Die Diode 23 ist derart gepolt, daß ein Leitzustand in Rückwärtsrich­ tung über den Basis-Kollektor-Weg des Transistor 24 verhindert wird.

Zum Zeitpunkt t ₄ bewirkt ein zweiter Abschalt-Si­ gnalabschnitt 59 b des Steuersignals 59 eine Vorspan­ nung der Basis-Emitter-Anschlüsse des Transistors 24 in Rückwärtsrichtung, so daß der Transistor in einen zwei­ ten Zustand, einen nicht leitenden Zustand, geschaltet wird. Ein Strom kann nicht weiterhin durch den Transi­ stor 24 fließen, auch wenn die Vorspannung in Rück­ wärtsrichtung an den Kollektor-Emitter-Anschlüssen entfernt werden sollte. Der Modulator 48 ist so aufge­ baut, daß die Pulsdauer Δ t zwischen den Zeitpunkten t₁-t₄ des Einschaltsignals 59 a ausreichend groß ist, daß es sich über den Zeitpunkt t ₃, an welchem eine Kommu­ tierung in den AUS-Zustand erfolgt, unter normalen Betriebsbedingungen hinaus erstreckt. Warum ein der­ artiger Aufbau erwünscht ist, wird im folgenden noch beschrieben.

Eine Phasenwinkelmodulation zur Regelung wird durch eine Impuls-Lagenmodulation des Einschalt-Si­ gnals 59 a erreicht, wodurch die Einschaltzeit des Transi­ stors 24 variiert wird. Im folgenden wird die Situation einer niedrigen Leitungsspannung (der Wechselstrom­ leitung) betrachtet, wobei die Spannung B+ niedriger als die Nennspannung B + ist. Die Größe der Rücklauf­ impulse nimmt ab, wodurch die Fehlerspannung in einer Richtung geändert wird, die den Start des ersten Signal­ abschnitts 59 a in Richtung des Zeitpunktes t ₀ vorverla­ gert, dem Beginn des Umschaltintervalls. Wie in den Fig. 2f und 2g gzeigt ist, liegt der Start des Leitens des Transistors 24 zum Zeitpunkt t _1′ vor, der zum Zeitpunkt t ₁ vorverlagert ist, dem Start des Leitens für eine Nenn­ spannung B +.

Da die Spannung, die der Drossel 27 aufgeprägt wird, geringfügig unter den Bedingungen für niedrigere Lei­ tungsspannung gegenüber der Spannung ist, die bei Nennleitungsbedingungen vorliegt, ist die Neigung des Betriebsstroms nach Fig. 2g zwischen den Zeiten t _1′-t₂ weniger steil als die entsprechende Neigung in Fig. 2e. Weil die Einschalt-Zeit auf den Zeitpunkt t _1′ vorverla­ gert ist, ist der Spitzenstrom, der am Zeitpunkt t ₂ er­ reicht wird, dem Ende des Umschaltintervalls, im we­ sentlichen gleich dem Strom, der in Fig. 2e für die Nenn­ leitungsbedingungen erreicht wird. Der Energiewert, der in der Drossel 27 gespeichert wird, ist im wesentli­ chen der gleiche, unabhängig von Wechselstrom-Lei­ tungsänderungen, wodurch der Energiewert, welcher der Ablenkschaltung 28 zugeführt wird, geregelt wird.

Der Transistor 24 wird zum Zeitpunkt t _3′ in den AUS- Zustand umgeschaltet, wobei dieser Zeitpunkt vor dem Zeitpunkt t ₃ auftritt, und der zweite Abschalt-Signalab­ schnitt 59 b des Steuersignals 59 tritt zum Zeitpunkt t _4′ auf, welcher vor dem Zeitpunkt t ₄ liegt. Die Dauer Δ t des Einschaltsignals 59 a bleibt jedoch zwischen den Zei­ ten t _1′-t_4′ unverändert. Es ist zu beachten, daß eine Phasenwinkelmodulation ähnlicher Art unter Bedingun­ gen von sich ändernder Strahlenstrombelastung vor­ liegt.

Durch Verwendung eines Schaltungselements, das so­ wohl auf die Einschalt- und Ausschalt-Signale anspricht, kann ein Kurzschlußschutz ohne das Erfordernis einer zweiten, leistungsbemessenen Einrichtung erhalten werden, wie dies im folgenden erläutert wird. In der Reglerschaltung 35 ist eine Serienschaltung aus einer Diode 61 und einem Dämpfungs- und Rückkopplungs­ widerstand 62 vorgesehen. Die Kathode der Diode 61 ist an eine Verbindung zwischen der Drossel 27 und dem Emitter des Transistors 24 angeschlossen. Es wird im folgenden als Beispiel ein Stör-Zustand betrachtet, in welchem der Kommutierungsschalter 29 während des Betriebs durch Kurzschluß versagt. Wie in Fig. 3c ge­ zeigt ist, bewirkt ein Einschalt-Signal 59 a zum Zeitpunkt t ₁ eine Vorspannung des Transistors 24 in Vorwärtsrich­ tung in den gesättigten Leitzustand, wobei der Be­ triebsstrom in einem ersten Hauptleitweg fließt, der den Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 24 enthält. Der durch den Transistor 24 fließende Strom beginnt anzu­ steigen, wie in Fig. 3d dargestellt ist. Da der Schalter 29 kurzgeschlossen ist, tritt keine Kommutierungsspan­ nung zum Zeitpunkt ₃ auf, um den Transistor 24 in den AUS-Zustand umzuschalten, wie in Fig. 3b dargestellt ist. Der Strom erhöht sich weiterhin, jedoch nicht un­ endlich. Zum Zeitpunkt t ₄ beendet das Ausschalt-Signal 59 b den Leitzustand des Transistors 24, wobei der Strom in dem Transistor kurz danach auf null abfällt.

Um die Stromleitung durch die Drossel 27 beizube­ halten, geht die Spannung an der Kathode der Diode 61 zum Zeitpunkt t ₄ ausreichend ins Negative, um die Di­ ode 61 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, damit ein zweiter Hauptleitweg geschaffen wird, wenn der durch den 1 ransistor 24 fließende, plötzlich verringerte Strom die Drossel 27 die Spannung mit dieser Polarität erzeu­ gen läßt. Wie durch den Dioden-Stromverlauf nach Fig. 3e gezeigt ist, fließt der Strom in einem Stromkreis, der die Diode 61, die Drossel 27, den Schalter 29 und den Widerstand 62 enthält. Nach dem Zeitpunkt t ₄ fällt der Strom in der Diode 61 exponentiell abhängig von den Werten des Widerstands 62 und dem Drosselwiderstand 27 ab.

Eine Störungserfassungsschaltung 63, im folgenden Detektorschaltung 63 genannt, die eine übliche Verrie­ gelungs-Anordnung darstellen kann, ist an die Verbin­ dung zwischen der Diode 61 und dem Widerstand 62 angeschlossen. Die Detektorschaltung 63 erfaßt die ne­ gative Spannung am Widerstand 62 im Betrieb bei Vor­ liegen eines Störzustandes und liefert ein Sperrsignal an den Phasenwinkelmodulator 48, um unter Störungsbe­ dingungen die zum Transistor 24 geführten Steuersigna­ le zu entfernen, wodurch der Stromweg für die B + -Zu­ führung geöffnet wird.

Auch wenn es nicht erwünscht ist, die Steuersignale vom Transistor 24 zu entfernen, liefert die Schaltung nach Fig. 1 eine Begrenzung des maximalen Energiebe­ trages, der unter Kurzschlußbedingungen von der B + -Speisequelle übertragen wird. Da die Einschaltzeit des Transistors 24 relativ konstant ist, wird nur ein fester Energiebetrag zur Drossel 27 gekoppelt. Diese Energie kann im Widerstand 62 während des Ausschalt-Zeitin­ tervalls verbraucht werden.

Sollte ferner beispielsweise die Fehlerspannung aus V _E niedrig sein oder fehlen, dann könnte der Regeltran­ sistor 24 frühestens zum Zeitpunkt t ₀ eingeschaltet wer­ den. Der Strom im Transistor 24 und in der Drossel 27 erhöht sich weiterhin bis zum Zeitpunkt t ₀ + Δ t, wobei Δ t der Nenn-Einschaltabschnitt der Steuer-Wellenform 59 ist, die von dem Phasenwinkelmodulator 48 erzeugt wird. Zu diesem Zeitpunkt wird der Ausschalt-Signalab­ schnitt der Wellenform 59 den Transistor 24 abschalten, wodurch die Dauer, über welche Energie in der Drossel 27 gespeichert wird, auf ein Intervall Δ t anstelle des gesamten Kommutierungsintervalls begrenzt wird.

Die Schaltung nach Fig. 4 zeigt eine detaillierte Aus­ führungsform, welche erfindungsgemäße Merkmale der Schaltung nach Fig. 1 enthält und eine Detektorschal­ tung 63 liefert, die eine normale Regeloperation wieder­ herstellt, falls der Störzustand nur übergangsweise vor­ liegen sollte. Ähnlich funktionierende Elemente in Fig. 1 und Fig. 4 sind mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Negative Rücklaufimpulse 52, die an die Eingangs­ klemme 53 des Komparators 50 angelegt werden, wer­ den von einer Diode 121 gleichgerichtet und über einen einstellbaren Linearisierungswiderstand 123 und eine Schwellwert-Begrenzungzenerdiode 124 (Clipping-Di­ ode) einem Filterkondensator 122 zugeführt. Die Span­ nung am Filterkondensator 122 wird über einen Wider­ stand 125 der Bezugsspannung V _R hinzuaddiert, die an der Klemme 51 erhalten wird; die Kondensatorspan­ nung wird dabei über einen einstellbaren Arm des Wi­ derstands 125 zugeführt. Die Summenspannung weist eine Fehlerspannung V _E auf, die an die Eingangsklemme 49 geführt wird. Die Fehlerspannung am Eingang 49 wird einem üblichen Univibrator 126 zugeführt, ebenso wie Synchronisierimpulse 47 von der Eingangsklemme 46. Der Ausgang des Univibrators 126 an einem An­ schluß 128 liefert eine horizontale Ablenkfrequenz, 1/ T _H , d. h. eine sich wiederholende einseitige (one-shot) Wellenform 127 mit einer vorderen, positiven Kante, die entsprechend der Eingangsfehlerspannung V _E bezüglich der Impulsdauer moduliert ist, wie dies in Fig. 2h durch gestrichelte Linien gezeigt ist. Der maximale Umfang der Modulation während der normalen Univibratorope­ ration liegt zwischen t_1′-t_1′′. Die Dauer des positiven Abschnitts des Impulses 127 reicht bis zum Beginn des nächsten Umschaltintervalls t ₅.

Um den bezüglich der Impulsdauer modulierten Im­ puls in einen bezüglich der Impulslage modulierten Im­ puls mit relativ konstanter Impulsbreite zu ändern, wird der Impuls 127 auf die Basis eines formenden bzw. si­ gnalformenden Transistors 129 über ein integrierendes Netzwerk geführt, welches einen Widerstand 130 und einen Kondensator 131 enthält. Eine Diode 199 ist paral­ lel zum Widerstand 130 geschaltet. Der Impuls 127 wird über einen Widerstand 139 an den Kollektor des Transi­ stors 129 geführt.

Wie in Fig. 2i dargestellt ist, steigt die Spannung an der Basis des Transistors 129 vom Zeitpunkt t ₁ mit der Ladung des Kondensators 131 an. Am Zeitpunkt t ₄ reicht die Spannung am Kondensator 131 aus, um den Transistor 129 zur Leitung in Vorwärtsrichtung vorzu­ spannen. Der Transistor 129 leitet weiterhin, und die Spannung am Kondensator 131 bleibt bis zum Zeit­ punkt t ₅ nahezu konstant, an welchem die Impulsspan­ nung 127 am Anschluß 128 auf null abfällt. Der Konden­ sator 131 beginnt sich über den Vorwärtswiderstand der Diode 199 zu entladen, wie dies in Fig. 2i zwischen den Zeiten t ₀-t₁ dargestellt ist, wodurch der Transistor 129 gesperrt wird.

Wie durch die Spannungswellenform 132 in Fig. 2j dargestellt ist, liegt die Spannung an einem Anschluß 133, dem Kollektor des Transistors 129, auf seinem obe­ ren Wert nur zwischen den Zeiten t ₁-t₄ während des Ladeintervalls des Kondensators 131. Während der übrigen lntervalle beträgt die Spannung am Punkt 133 null, entweder weil der Transistor 129 leitend ist oder weil die Spannung am Anschluß 128 null ist. Da somit das Ladeintervall des Kondensators 131 unverändert bleibt, bleibt auch die Impulsbreite der Spannung 132 unverändert, wobei nur die Startzeit der ins Positive gehenden Vorderkante der Spannung 132 moduliert ist, wie es durch den Spannungswert am Anschluß V _E des Univibrators 126 bestimmt ist.

Die Spannung 132 wird auf die Basis eines verstär­ kenden und invertierenden Treibertransistors 134 über einen Widerstand 135 angelegt. Die vorstehend erwähn­ ten Steuersignale 59, die in Fig. 2c dargestellt sind, wer­ den am Kollektor des Treiber- oder Steuertransistors 134 erhalten und werden der Primärwicklung 56 a des Steuertransformators 56 zugeführt, um eine Phasenwin­ kelmodulation des Leitzustandes des Regeltransistors 24 zu liefern. Ein Netzwerk zum Dämpfen von Ein­ schwingvorgängen weist einen Widerstand 136 und eine Diode 137 auf, die parallel zur Primärwicklung 56 a ge­ schaltet sind, sowie einen Kondensator 138, der zwi­ schen Masse und den Kollektor des Transistors 134 ge­ schaltetist.

Die Fehlerdetektorschaltung 63 ist zwischen einen Anschluß 140 an der Basis des Treibertransistors 134 und einen Rückkopplungsanschluß 141 an der Verbin­ dung zwischen der Diode 61 und dem Widerstand 62 angeschlossen. Die Schaltung 63 weist zwei in Serien­ schaltung verbundene Dioden 142 und 143 und zwei in Serienschaltung verbundene Widerstände 144 und 145 auf, die zwischen die Anschlüsse 140 und 141 geschaltet sind. Ein lntegrationskondensator 146 liegt zwischen Masse und der Verbindung zwischen den Widerständen 144 und 145 an einem Anschluß 147 an.

Es wird ein Fehler- bzw. Störungszustand betrachtet, in welchem der Schalter 29 während des Betriebs der Ablenkschaltung kurzgeschlossen ist. Dabei besteht kei­ ne Kommutierungsspannung, um den Regeltransistor 24 in den AUS-Zustand zu kommutieren. Der Strom im Transistor 24 erhöht sich, bis der Abschalt-Signalab­ schnitt des Steuersignals 59 den Transistor 24 abschal­ tet. Der Stromfluß wird zur Diode 61 und dem Wider­ stand 62 geführt. Die Rückkopplungsspannung am An­ schluß 141 geht ins Negative und wird vom Kondensa­ tor 146 in eine negative Spannung am Anschluß 147 integriert, die ausreichende Größe hat, um die Dioden 142 und 143 in den Leitzustand in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, um den Basisstrom vom Treibertransi­ stor 134 weg nebenzuschließen.

Auch wenn der Univibrator 126 am Anschluß 128 Signalimpulse 127 erzeugt, lassen diese Signale unter der Voraussetzung, daß ein ausreichend großer Strom noch durch den Widerstand 62 fließt, zu keinem Zeit­ punkt während des Ablenkzyklus die Spannung an der Basis des Transistors 134 soweit ansteigen, daß der Transistor 134 durch eine Vorspannung in Vorwärts­ richtung in den Leitzustand gebracht wird. Es werden keine Steuersignale 59 an den Übertrager 56 angelegt, und der Regeltransistor 24 bleibt im Abschaltzustand, wodurch der Kurzschlußschutz erreicht wird.

Wie in Fig. 5c an einem gegenüber dem Zeitpunkt T ₁ späteren Zeitpunkt dargestellt ist, ist der exponentiell abfallende Strom durch die Diode 61 und den Wider­ stand 62 ausreichend hinsichtlich seiner Größe abgefal­ len, und die integrierte negative Spannung am Anschluß 147 ist ebenfalls hinsichtlich ihrer Größe ausreichend reduziert, um die vordere positive Flanke des Signalim­ pulses 127 den Transistor 134 in den Leitzustand durch eine Vorspannung in Vorwärtsrichtung schalten zu las­ sen, obgleich er notwendigerweise nicht in einen gesät­ tigten Zustand vorgespannt ist, wie dies in den Fig. 5b und 5d dargestellt ist; die Fig. 5f veranschaulicht die Spannungswelle V ₁₄₀ an der Basis des Transistors 134. Ein erster Einschalt-Signalabschnitt 59 a′ des Steuersi­ gnals 59′ wird dem Steuertransformator 59 zugeführt und spannt den Regeltransistor 24 in Vorwärtsrichtung in den Leitzustand vor, so daß der Strom der Speise­ quelle B+ beginnend mit dem Zeitpunkt T ₁ geleitet wird, wie durch die Fig. 5d und 5e dargestellt ist.

Die tatsächliche B + -Spannung am Emitter des Tran­ sistors 24 spannt die Diode 61 in Rückwärtsrichtung vor, und der fließende Drosselstrom und die Rückkopp­ lungsspannung werden vom Widerstand 62 entfernt. Die Spannung V ₁₄₀ an der Basis des Treiber-Transistors 134 am Arm 140 repräsentiert die integrierte Kollektor­ spannung des Formungstransistors 129 und wird einer langsam sich ändernden Durchschnittsspannung überla­ gert, wie dies in Fig. 5f gezeigt ist. Bei Vernachlässigung der Speicherzeit des Transistors 134 ist die EIN-Zeit T ₁-T₂ des Transistors 134 gleich dem Intervall, wäh­ rend welchem die Spannung V ₁₄₀ die Spannung V ₁₉₇ überschreitet, die V_be des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors 134, wie dies in Fig. 5f durch V₁₄₀ zwischen den Zeiten T ₁-T₂ gezeigt ist.

Während des Intervalls T ₁-T₂, während welchem der Transistor 24 leitend ist, erhöht sich der Strom in der Drossel 27, bis zu einem Zeitpunkt T ₂ der Strom gleich I _p (Fig. 5e) ist. Wenn der regelnde Transistor 24 zum Zeit­ punkt T ₂ abgeschaltet wird, leitet die Diode 61 den Drosselstrom, und eine langsam hinsichtlich der Größe abnehmende negative Rückkopplungsspannung wird am Anschluß 141 erzeugt und vom Kondensator 146 in eine langsam abnehmende negative Spannung am An­ schluß 147 integriert.

Die Durchschnittsspannung am Anschluß 140, der Ba­ sis des Transistors 134, ist proportional der langsam hinsichtlich der Amplitude abnehmenden negativen Rückkopplungsspannung, die proportional zu der fe­ sten, positiven Durchschnittsspannung am Anschluß 133 addiert ist. Somit ist die Durchschnittsspannung unmit­ telbar nach dem Leiten des Regeltransistors 24 negati­ ver als vor dem Leiten und ausreichend negativ bei den nächsten beiden Augenblicken, beispielsweise zu den Zeiten T ₃ und T₄, um die positiven Spitzen der Span­ nung V ₁₄₀ unter dem in Vorwärtsrichtung vorspannen­ den Wert V ₁₉₇ des Transistors 134 zu halten, wie dies in Fig. 5f durch die gestrichelte Linie gezeigt ist. Der Tran­ sistor 134 bleibt bis zum Zeitpunkt T ₅ nicht leitend, wenn der zirkulierende Drosselstrom ausreichend abge­ nommen hat, um die Amplitude der negativen Spannung am Anschluß 147 ausreichend zu verringern, damit die positiven Spitzen von V₁₄₀ (Fig. 5f) den Transistor 134 wieder in Vorwärtsrichtung vorspannen.

Wie aus Fig. 5e hervorgeht, ist die leitende Zeit des Regeltransistors 24 nach der Zeit T ₁ relativ kurz und dauert nur zwischen den Zeiten T ₁ und T₂ an, über das Intervall, in welchem - unter Vernachlässigung der Speicherzeitwirkungen des Transistors 134 - die Span­ nung am Anschluß 140 ausreichend positiv ist, um den Transistor 134 in den Leitzustand in Vorwärtsrichtung vorzuspannen. Dieses Intervall ist relativ klein, da eine Abnahme von nur 0,1 oder 0,2 Volt typischerweise be­ nötigt wird, um den Transistor 134 aus dem Leitzustand vorzuspannen. Der Kurzschlußschutz wird dadurch er­ reicht, daß der Spitzenstrom, der von der B + -Speise­ quelle über den Regeltransistor 24 geführt wird, auf­ grund der relativ kurzen Leitzeit des Transistors relativ klein ist.

Abhängig von verschiedenen Faktoren, wie beispiels­ weise der L/R-Zeitkonstante des zirkulierenden Dros­ selstromkreises, leitet der Regeltransistor 24 den Strom von der Speisequelle B + nur einmal bei mehreren Ab­ lenkzyklen; Fig. 5e zeigt als Beispiel, daß dieser Zeitzu­ stand nur einmal je drei Ablenkzyklen vorliegt. Der Kurzschlußschutz wird außerdem dadurch erreicht, daß die Frequenz begrenzt wird, daß die Energie, welche von der B + -Speisequelle geliefert wird, einmal für je­ weils mehrere Ablenkzyklen vorliegt.

Bei einem sich wiederholenden Betrieb der Störungs­ detektorschaltung nach Fig. 4 in der beschriebenen Weise kann der normale Reglerbetrieb wieder aufge­ nommen werden, falls sich gezeigt hat, daß der Stö­ rungszustand nur übergangsweise vorgelegen hat. Da beispielsweise die Kommutierungsspannung nach Be­ endigung der übergangsweise vorliegenden Störungs­ zustände am Kommutierungsschalter 29 wieder erzeugt wird, wird die Diode 61 selbst möglicherweise in den AUS-Zustand umgeschaltet, wenn der Strom durch die Diode auf null abnimmt und versucht, die Richtung um­ zukehren. Der normale Reglerschaltungsbetrieb tritt wieder auf, da die Einschalt-Signale 59 a den Regeltran­ sistor 24 in den Leitzustand vorspannen und die Kom­ mutierungsspannung V _KS den Transistor in den AUS- Zustand schaltet.

Sollte der Phasenwinkelmodulator 48 oder die Hori­ zontal-Ablenkschaltung 28 hinzugefügte Multivibrator­ schaltungen gegenüber dem monostabilen Multivibrat­ or 126 enthalten, kann die Störungsdetektorschaltung 63 entsprechend modifiziert werden, um einen wieder­ holten Betrieb der Störungsdetektorschaltung, die sol­ che Multivibratorschaltungen enthält, zu bewirken. Ab­ hängig von der Rückkopplungsspannung am Anschluß 141 nach Fig. 4 kann beispielsweise ein Einschalt-Signal zum Zeitpunkt T ₁ (Fig. 5e) dem Transistor 134 über den Univibrator 126 und zum Zeitpunkt T ₂ ein Abschalt-Si­ gnal durch die zusätzliche Multivibrator- bzw. Univibra­ torschaltung zugeführt werden.

Das Regelschaltelement 24 muß kein Transistor sein, sondern kann durch jede beliebige andere Einrichtung, beispielsweise einen abschaltbaren Thyristor, d. h. einen GTO-Thyristor, gebildet sein, wobei ein Anoden-Katho­ den-Hauptleitweg imstande ist, den Betriebsstrom zu führen und in leitenden und nicht leitenden Zustand abhängig von den zugehörigen Einschalt- und Aus­ schalt-Signalen zu schalten, die dem Steueranschluß die­ ser Einrichtung zugeführt werden. Fig. 6 zeigt den Re­ gelabschnitt 35 einer horizontalen Ablenkschaltung mit einem GTO-Thyristor 224 als Schaltelement. Die Schal­ tung nach Fig. 6 arbeitet zum Teil ebenfalls so, daß der GTO-Thyristor 224 unter Strombelastungszuständen abgeschaltet wird.

Ein stromerfassender Widerstand 221 ist an die Ka­ thode des Thyristors 224 und den Drosselwiderstand 27 angeschlossen. Ein Filterkondensator 222 ist über den Widerstand 221 geschaltet. Ein gesteuerter Silizium- Gleichrichter 223 liegt zwischen der Gate-Elektrode 220 des Thyristors 224 und der Verbindung zwischen dem Widerstand 221 und der Drossel 27. Die Kathode einer Zener-Diode 225 ist an die Gate des Thyristors 224 angeschlossen, und die Anode der Zener-Diode 225 mit der Gate des Gleichrichters 223 verbunden.

Sollte sich der Strom im Widerstand 221 über einen vorbestimmten Wert hinaus erhöhen, überschreitet die Spannung an der Zener-Diode 225 deren Durchbruchs­ spannung, wodurch eine Spannung an die Gate des Sili­ zium-Gleichrichters 223 angelegt wird, die gegenüber der Kathode des Silizium-Gleichrichters 223 positiv ist, so daß der Silizium-Gleichrichter 223 in den Leitzustand geschaltet wird. Wenn der Silizium-Gleichrichter 223 leitend ist, wird die Gate des Thyristors 224 mehr nega­ tiv als dessen Kathode, so daß der Thyristor 224 nicht leitend geschaltet wird, wodurch bei Stromüberla­ stungsbedingungen ein Schutz durch einen Schaltkreis­ unterbrecher erhalten wird.

Fig. 7 gibt einen Teil der Regelschaltung 35 wieder, die einen relativ hohen Abschaltstrom erzeugt, den be­ stimmte Typen von GTO-Thyristoren oder Darlington- Einrichtungen erfordern können. Die Spannung an ei­ nem Abgriffsabschnitt des Drosselwiderstands 27 wird über einen Widerstand 322 einer Diode 321 zugeführt und während des Kommutierungsintervalls gleichge­ richtet und durch einen Kondensator 323 gefiltert.

Ein Anschluß des Kondensators 323 ist mit der Ka­ thode des Thyristors 224 verbunden, während der ande­ re Anschluß über einen Gleichrichter 325 und einen Widerstand 326 mit der Gate des Thyristors 224 verbun­ den ist.

Der mit einem Punkt versehene Anschluß der Sekun­ därwicklung 56 b steht über einen Widerstand 331 mit dem Widerstand 326 in Verbindung. Die Basis und der Emitter eines Transistors 332 liegen parallel zu einem Widerstand 329. Der Kollektor des Transistors 332 ist über einen Widerstand 333 an die Gate des Silizium- Gleichrichters 325 angeschlossen.

Wenn ein Abschaltsignal der Sekundärwicklung 56 b des Steuertransformators 56 zugeführt wird, wird der nicht mit einem Punkt versehene Anschluß positiv ge­ genüber dem mit Punkt versehenen Anschluß. Der Transistor 332 wird in Vorwärtsrichtung vorgespannt. Der Kollektor des Transistors 332 legt eine Spannung an die Gate des Silizium-Gleichrichters 323 an, die ge­ genüber der Spannung an der Silizium-Gleichrichter- Kathode positiv ist, so daß der Silizium-Gleichrichter in den Leitzustand getastet wird. Wenn der Silizium- Gleichrichter 325 leitend ist, entlädt sich der Kondensa­ tor 323 über den Kathoden-Gate-Weg des Thyristors 224, wodurch ein hoher Abschaltstrom erzeugt wird, der den Thyristor 224 in den Nichtleit-Zustand schaltet.

Es ist zu beachten, daß die Schaltungen nach Fig. 1, 4, 6 und 7 nach Art einer isolierten Wechselstromleitung aufgebaut sein können, wobei der Regeltransistor oder GTO-Thyristor an die Primärwicklung und der umschal­ tende Schalter an die Sekundärwicklung angeschlossen ist. Bei einem solchen Aufbau kann die Eingangsdrossel 27 weggelassen werden, wobei die Streukapazität die gleiche Funktion ausführt.

Claims (13)

1. Geregelte Ablenkschaltung, die Energie aus ei­ ner Betriebsspannungsquelle bezieht und in einer an sie angeschlossenen Ablenkwicklung einen Ab­ lenkstrom erzeugt, wobei an einem ersten Schal­ tungspunkt der Ablenkschaltung eine ablenkfre­ quente Spannung ensteht,

• - mit einer ersten Fühlschaltung, welche an eine Spannungsquelle angeschlossen ist, deren Spannung ein Maß für den Energiewert in der Ablenkschaltung ist, und welche gegebenen­ falls ein Fehlersignal liefert,
• - mit einer durch das Fehlersignal steuerba­ ren Steuerschaltung zur Lieferung eines ersten Steuersignals,
• - mit einem steuerbaren Schalter, über den von der Betriebsspannungsquelle an den er­ sten Schaltungspunkt ein Betriebsstrom an die Ablenkschaltung fließt, und der mit einem Steueranschluß an die Steuerschaltung ange­ schlossen ist und durch einen ersten Abschnitt der ablenkfrequenten Spannung in den Sperr­ zustand kommutiert wird und durch das erste Steuersignal in den Leitungszustand geschal­ tet wird, dessen zeitliche Lage in jedem Ab­ lenkzyklus zur Regelung der Energiezufuhr zur Ablenkschaltung im Normalbetrieb modu­ liert ist,

dadurch gekennzeichnet, daß dem Schalter (24; 224) ein zweites Steuersignal (59 b) zugeführt wird, welches in einem Störfall, in dem die ablenkfre­ quente Spannung den Schalter (24; 224) nicht schon vorher in den Sperrzustand umkommutiert hat, zu dessen Sperrung führt.

2. Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß an den steuerbaren Schalter (24; 224) ein zweiter Schalter (61) zur Ubernahme des Betriebsstromes bei Sperrung des steuerbaren Schalters durch das zweite Steuersignal (59 b) ange­ schlossen ist.

3. Ablenkschaltung nach Anspruch 2, dadurch ge­ kennzeichnet, daß mit dem zweiten Schalter (61) zur Dämpfung des in ihm fließenden Betriebs­ stromes ein Dämpfungsglied (62) verbunden ist.

4. Ablenkschaltung nach Anspruch 1 oder 2, da­ durch gekennzeichnet, daß mit dem steuerbaren Schalter (224) ein Stromfühler (221) verbunden ist, der in Abhängigkeit von dem Betriebsstrom ein Abschaltsignal an den steuerbaren Schalter (224) liefert, wenn der Betriebsstrom eine vorbestimmte Größe überschreitet.

5. Ablenkschaltung nach Anspruch 2, dadurch ge­ kennzeichnet, daß mit dem zweiten Schalter (61) eine zweite Fühlschaltung (62) zur Lieferung eines Störfallerkennungssignals gekoppelt ist.

6. Ablenkschaltung nach Anspruch 5, dadurch ge­ kennzeichnet, daß an die zweite Fühlschaltung (62) eine Sperrschaltung (142, 143, 144, 146) angeschlos­ sen ist, die im Störfall ein den normalen Fernseh­ empfängerbetrieb verhinderndes Sperrsignal er­ zeugt.

7. Ablenkschaltung nach Anspruch 5, dadurch ge­ kennzeichnet, daß an die Steuerschaltung (134) ei­ ne Sperrschaltung (142, 143, 144, 146) angeschlos­ sen ist, die in Abhängigkeit von dem Störfallerken­ nungssignal das erste Steuersignal von dem Steuer­ anschluß (20) des steuerbaren Schalters abtrennt, derart, daß dieser über zumindest einen wesentli­ chen Zeitraum während des Auftretens eines Stör­ falles nicht leitet.

8. Ablenkschaltung nach Anspruch 7, dadurch ge­ kennzeichnet, daß das Störfallerkennungssignal ei­ ne Rückkopplungsspannung (an 62) ist, welche ein Maß für den Stromfluß durch den zweiten Schalter (61) ist, und daß die Sperrschaltung das erste Steu­ ersignal für einen durch die Rückkopplungsspan­ nung festgelegten Zeitraum von dem Steueran­ schluß (20) abtrennt.

9. Ablenkschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3 und 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter einen Transistor (24) aufweist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke in Reihe mit der Betriebsspannungsquelle und dem ersten Schal­ tungspunkt (V _KS) geschaltet ist.

10. Ablenkschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schal­ ter ein über seine Gate-Elektrode sperrbares Ele­ ment (224) enthält, dessen Anoden-Kathoden- Strecke in Reihe mit der Betriebsspannungsquelle und dem ersten Schaltungspunkt (V _KS) geschaltet ist.

11. Ablenkschaltung nach Anspruch 10, dadurch ge­ kennzeichnet, daß in Reihe mit der Anoden-Gate- Strecke des Elementes (224) und einer Kapazität (222, 323) ein dritter Schalter (223, 325) liegt, über den sich die Kapazität durch die Kathoden-Gate- Strecke bei Auftreten des zweiten Steuersignals zum Sperren des Elementes (224) entlädt.

12. Ablenkschaltung nach Anspruch 10, dadurch ge­ kennzeichnet, daß mit Gate oder Kathode des Ele­ mentes (224) ein Stromfühler (221) für den Be­ triebsstrom zur Sperrung des Elementes (224) ver­ bunden ist, wenn der Betriebsstrom eine vorbe­ stimmte Größe überschreitet.