DE2753915C3

DE2753915C3 - Schaltungsanordnung mit einem Hochspannungsleistungs transistor

Info

Publication number: DE2753915C3
Application number: DE2753915A
Authority: DE
Inventors: Wim Bosboom; Gerrit Pieter Johannes Van Schaik
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1976-12-15
Filing date: 1977-12-03
Publication date: 1979-08-16
Also published as: NL7613894A; DE2753915A1; FR2374776A1; AU3146577A; US4200813A; DE2753915B2; GB1546270A; JPS5375820A; IT1091670B; SE7714040L

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung mit einem Hochspannungsleistungstransistor mit einer dicken Kollektorschicht, mit Steuermitteln, die über eine Induktivität an den Basis-Emitterkreis des Transistors angeschlossen sind zum daran Abgeben eines impulsförmigen Schaltsignals und mit einer mit dem Kollektor des Transistors und mit einer Speisespannungsquelle verbundenen Belastungsimpedanz, wi wobei der von der Spannungsquelle gelieferte Kollektorstrom des bis in den Sättigungszustand gesteuerten Transistors unter dem Einfluß des impulsförmigen Schaltsignals unterbrechbar ist.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der · ■ niederländischen Patentschrift 1 38 210 bekannt und ist ir. »Elektronic applications bulletin«, Heft 33, Nr. 2, Seite bis einschließlich 72 näher erläutert. Zum schnellen Unterbrechen des Kollektorstromes wird die genannte Induktivität vorgesehen, wodurch die Änderung des rückwärts fließenden BasisstromeE beschränkt wird, bis der Transistor aus dem gesättigten Zustand gerät Wird der Transistor in Schaltungsanordnungen verwendet, bei denen der Kollektorstrom beim Neueinschalten des Transistors allmählich anwachsen muß, verursacht diese Maßnahme nur wenig Schwierigkeiten. Ein derartiger Fall tritt u.a. auf in der Zeilenablenkschaltung von Fernsehempfängern, in der der genannte Transistor als Schalter wirksam ist und vom Zeilenablenkstrom während der zweiten Hälfte der Zeilenhinlaufzeit durchflossen wird, welcher Strom zunächst Null ist

Bei anderen Anwendungsbereichen jedoch muß der Kollektorstrom beim Neueinschalten des Transistors einen großen Wert ziemlich schnell annehmen. Dies tritt beispielsweise in Gletchspannungswandlern auf, in denen eine Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung umgewandelt wird, und zwar mittels eines Schalttransistors, der von einem Schaltsignal wechselweise in den leitenden und den gesperrten Zustand gebracht wird. Aus der obengenannten Veröffentlichung geht hervor, daß ein Stromimpuls mit einer ziemlich großen Amplitude und einer steilen Vorderflanke für optimale Einschalteigenschaften erforderlich ist. Weil das Vorhandensein in der Basisleitung der für ein befriedigendes Ausschalten erforderlichen Induktivität die Zunahme des Einschaltstromes verzögert, wodurch eine große Verlustleistung entstehen kann, wird in der genannten Veröffentlichung vorgesehen, die Induktivität und ein gegebenenfalls damit reihengeschaltetes WC-Parallelnetzwerk, das das Ausschalten weiter verbessert, durch eine Reihenschaltung zu überbrücken, die aus einer Diode und einem RC-Parallelnetzwerk besteht. Dabei hat die Diode eine derartige Leistungsrichtung, daß der vorwärts fließende Basisstrom (bei leitendem Transistor) wohl und der rückwärts fließende Basisstorm (bei sperrendem Transistor) nicht hindurchfließen kann, während das /?C-Parallelnetzwerk für einen steilen Stromimpuls sorgt.

Die vorgeschlagene Maßnahme bietet nicht unter allen Umständen eine befriedigende Lösung. Dies läßt sich wie folgt erkennen.

Etwa zu demselben Zeitpunkt beim Ausschalten, in dem der rückwärts fließende Basisstrom seinen maximalen Wert annimmt, verursacht die in der Induktivität gespeicherte Energie eine Zunahme der inversen Basisspannung. Bei einem ausreichend hohen Induktivitätswert ist diese Energie groß genug, um die Basisspannung auf den Wert der Durchbruchspannung der Basis-Emitterschicht zu bringen und auf diesem Wert zu halten, während der Basisstrom wieder abnimmt. Zu dem Zeitpunkt, wo der Basisstrom Null wird, nimmt die Basisspannung den Wert der von den Steuermitteln abgegebenen Schaltspannung an. 1st nun, wie obenstehend erwähnt, eine Diode vorgesehen und ist die Durchbruchspannung höher als die Summe der Schaltspannung, der Spannung am flC-Netzwerk und der Anode-Kathodenspannung der Diode im leitenden Zustand, so fängt die Diode zu leiten an, sobald die Basisspannung der genannten Summe gleich geworden ist, und die Basisspannung behält diesen Wert bei. Die Diode schließt die Induktivität kurz und die darin gespeicherte Energie verursacht einen Kurzsc hlußstrom, der durch die Diode fließt. Der Basisstrom wird schnell Null. Eine Vielzahl Ladungsträger wird daher nicht aus der Kollektorschicht entfernt, so daß der Koüektorstrom langer fließt als sonst der Fall wäre. Das

Anbringen der Diode hat folglich eine Verlängerung der Ausschaltzeit des Transistors zur Folge, was zu einer wesentlich höheren Ausschaltverlustleistung führt Diese Effekt wird schlechter, je nachdem die Durchbruchspannung höher ist

Es dürfte einleuchten, daß eine Verbesserung erhalten werden kann durch eine höhere Schaltspannung. Dies bedeutet jedoch, daß die Steuermittel mehr Energie liefern müssen. Wenn außerdem diese Mittel einen Treibertransformator, an dessen Sekundärseite die iu betreffende Schaltungsanordnung angeschlossen ist; enthalten, so wird dieser Transformator dadurch teurer, während die zum Einschalten des Transistors erforderliche Schaltspannung entsprechend höher wird, wodurch der Basisstrom während der Leitungsdauer des Transistors größer wird. Dies erhöht die Verlustleistung.

Die Erfindung bezweckt nun, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, bei der mit wenig zusätzlichen Mitteln gewährleistet; wird, daß das Aus- sowie Einschalten des Hochspannungsleistungstransistors auf optimale Weise erfolgt und dazu weist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, daß parallel zur Induktivität ein steuerbarer Schalter zum kurzzeitigen Kurzschließen der Induktivität beim Einschalten des Transistors angeordnet ist

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

F i g. 1 und! F i g. 2 Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. to

In der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 ist 2 ehe Primärwicklung eines Treibertransformators 1, weiche Wicklung 2 einerseits mit dem Kollektor eines npn-Treiber-Transistors 3 und andererseits mit der positiven Klemme einer eine Spannung Vb\ liefernden y> Spannungsquelle verbunden ist, deren negative Klemme ebenso wie der Emitter des Transistors 3 an Masse liegt. Der Basis wird eine von einem nicht dargestellten Oszillator herrührende impulsförmige Spannung zugeführt. Eine Sekundärwicklung 5 des Transformators 1 ist auf noch zu erläuternde Weise zwischen der Basis und dem Emitter eines npn-Hochsparinungsleistungstransistors 6 angeschlossen. Der Emitter dieses Transistors liegt an Masse, während der Kollektor über eine Wicklung 7 mit der positiven Klemme einer eine ■ Spannung Vb₂ liefernden Spannungsquelle verbunden ist, deren negative Klemme an Masse liegt. Die Wicklung 7 ist eine Primärwicklung eines weiter nicht dargestellten Transformators, der einen Teil eines Gleichspannungswandlers vom bekannten Typ bildet, ίο der eine oder mehrere gegen Änderungen der Spannung V^ stabilisierte Gleichspannungen erzeugt, beispielsweise zum Speisen von Schaltungsanordnungen in einem Fernsehempfänger. Diese Stabilisierung wird auf bekannte Weise erhalten, beispielsweise mittels y, einer von der Spannung Vb₂ abhängigen Phasenverschiebung einer der Flanken der impulsförmigen Spannung, die der Basis des Transistors 3 zugeführt wird.

Die Steuermittel 1, 3 führen die genannte impulsförmige Spannung zu den Eingangselektroden des Transistors 6 weiter. Durch die abfallenden Flanken der an der Wicklung 5 vorhandenen sekundären Spannung 4 soll der Transistor 6 in den gesperrten Zustand gebracht werden, während der Transistor durch die ansteigende Flanke in den leitenden Zu ;tand gebracht werden muß.

Zwischen der Wicklung 5 und der Basis des Transistors 6 liegt eine Spule 8, während die Reihenschaltung aus zwei Widerständen 9 und 10 und einem Kondensator 11 parallel zur Wicklung 5 liegt Der Emitter eines pnp-Transistors 12 ist mit dem Verbindungspunkt der Wicklung 5, der Spule 8 und des Widerstandes 9 verbunden, während der Kollektor mit der Basis des Transistors 6 und die Basis mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 9 und 10 verbunden ist

Zu dem Zeitpunkt, an dem die ansteigende Flanke der Spannung 4 auftritt, fließt durch die Widerstände 9 und

10 und den Kondensator 11 ein Strom. Dadurch wird mit dem positiven Aufladen des Kondensators angefangen und die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 9 und 10 wird eine solche, daß der Transistor 12 leitend wird, so daß die Spule 8 durch die Kollektor-Emirierstrecke desselben kurzgeschlossen wird Der Kollektorstrom des Transistors 12 fließt zur Basis des Transistors 6 und bringt diesen in den leitenden Zustand. Durch die Wicklung 7 fließt der Kollektorstrom des Transistors 6. Durch Anordnung des Transistors 12 wird folglich dafür gesorgt daß der Einschaltstrom die gewünschte Amplitude und die gewünschte schnelle Änderung hat

Nach einer Zeit die von der Zeitkonstante der Schaltungsanordnung 10, 11 abhängig ist ist der Ladestrom des Kondensators 11 so klein geworden, daß der Transistor 12 in den gesperrten Zustand gerät Diese Leitfähigkeitsverringerung des Transistors 12 erfolgt jedoch allmählich, so daß parallel zur Spule 8 ein in seinem Wert zunehmender Widerstand gedacht werden kann. Der Basisstrom des Transistors 6 wird daher für einen größer werdenden Teil durch die Sp·.. 'e übernommen. Wenn der Transistor 12 gesperrt ist, fließt der ganze Basisstrom des Transistors 6 durch die Spule 8 und erfährt nahezu keine Hemmung.

Zu dem Zeitpunkt, wo die abfallende Flanke der Spannung 4 auftritt, fließt abermals durch die Widerstände 9 und 10 und den Kondensator 11 ein Strom, der den Kondensator zunächst entlädt und danach negativ auflädt. Der Transistor 12 ist nach wie vor gesperrt, und das Ausschalten des Transistors 6 erfolgt auf bekannte Weise.

Eine Bedingung für ein einwandfreies Funktionieren ist, daß die Ztitkonstante der Schaltungsanordnung 10,

11 groß genug ist um zu gewährleisten, daß das Übernehmen des vorwärts fließenden Basisstromes durch die Spule allmählich erfolgt Bei einem Wandler, bei dem die Frequenz der Schaltspannung 4 die Fernseh-Zeilenfrequenz (d. h. etwa 15 kHz) betrug, hat es sich herausgestellt, daß eine Zeitkonstante von etwa 1 bis 2 μδ ausreicht. Dabei betrug der Induktivitätswert der Spule 8 etwa 5 μΗ. Der Wert des Widerstandes 9 ist weniger wichtig, da dieser Widerstand durch die leitende Basis-Emitter-Diode des Transistors 12 schnell kurzgeschlossen wird.

F i g. 2 zeigt eine Abwandlung der F i g. 1, wobei der Widerstand 10 zwischen der Basis des Transistors 12 und dem Verbindungspunkt des Widerstandes 9 und des Kondensators 11 liegt Es dürfte einleuchten, daß die Wirkungsweise dieser Ausführungsform der der Ausführungsform aus F i g. 1 entspricht. Bei einer praktischen Ausführungsform, wie diese Obenstehend beschrieben wurde, w?- in Fig.? cüs_ Kapazität des Kondensators 11 etwa 10 nF, während d:: Widerstand9 bzw. 10 einen Wert von etwa 470 bzw. ' ^O O. aufwies.

An den Transistor 12 wird nur die Anforderung gestellt, daß er eine niedrige SSttipu^ijsspannung hat. Zwar ist der Kollektorstr^Ti ziemlich groß, aber dieser

Strom fließt während einer sehr kurzen Zeit.

Es sei erwähnt, daß die beschriebene Schaltungsanordnung ein iiC-Parallelnetzwerk auf bekannte Weise enthalten kann, das eiMvjder in Reihe mit der Wicklung 2 oder nW der Wicklung 5 aufgenommen ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung mit einem Hochspannungsleistungstransistor mit einer dicken Kollektorschicht, mit Steuermitteln, die über eine Induktivität an den Basis-Emitterkreis des Transistors angeschlossen sind zum daran Abgeben eines impulsförmigen Schaltsignals und mit einer mit dem Kollektor des Transistors und mit einer Speisespannungsquelle ι ο verbundenen Belastungsimpedanz, wobei der von der Spannungsquelle gelieferte Kollektoi strom des bis in den gesättigten Zustand gesteuerten Transistors unter dem Einfluß des impulsförmigen Schaltsignals unterbrechbar ist, dadurch ge-i5 kennzeichnet, daß parallel zur Induktivität (8) ein steuerbarer Schalter (12) zum kurzzeitigen Kurzschließen der Induktivität beim Einschalten des Transistors (6) angeordnet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter ein Hilfstransistor (12) ist, dessen Kollektor-Emitterstrecke parallel zur Induktivität (8) liegt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenschaltung aus einem ersten (9) und einem zweiten (10) Widerstand und einem Kondensator (t 1) zwischen dem von der Basis des Hochspannungsleistungstransistors (6) abgewandten Anschluß der Induktivität (8) und einem Punkt mit Bezugspotential (Masse) liegt, wobei der Verbindungspunkt der Widerstände mit der Basis des Hilfstransistors (12) verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenschaltung aus einem ersten Widerstand (9) und einem Kondensator (11) zwischen dem von der Basis des Hochspannungsleistungstransistors (6) abgewandten Anschluß der Induktivität (8) und einem Punkt mit Bezugspotential (Masse) und ein zweiter Widerstand (10) zwischen der Basis des Hochspannungsleistungstransistors und dem Verbindungspunkt des ersten Widerstandes und des Kondensators liegt.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, wobei die Frequenz des Schaltsignals in der Größenordnung von 15 kHz ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante des durch den zweiten Widerstand (10) und den Kondensator (11) gebildeten Netzwerkes etwa 1 bis 2 μ5 beträgt.