DE2751696B2

DE2751696B2 - Stromausgleichende Schaltung für Gleichspannungswandler

Info

Publication number: DE2751696B2
Application number: DE2751696A
Authority: DE
Inventors: Leonard Eric Mitcham Junction Mitcham Jansson (Grossbritannien)
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1976-11-29
Filing date: 1977-11-19
Publication date: 1978-12-21
Also published as: DE2751696C3; JPS5368821A; US4150426A; JPS5752787B2; DE2751696A1; GB1525544A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine stromausgleichende Schaltung für einen Gleichspannungswandler vom Gegentakttyp, bei der ein Transformator auf der Primärseite mittels zweier Transistoren abwechselnd an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen wird, so daß auf der Sekundärseite eine Wechselspannung erscheint, wobei eine Steuerschaltung die Transistoren abwechselnd impulsförmig in den leitenden Zustand steuert, bei der weiter eine Strommeßvorrichtung in Reihe mit den jeweiligen Hauptstromkreisen der Transistoren angeordnet ist, an die eine Vergleichsschaltung angeschlossen ist, die bei Ungleichheit der Ströme in den Hauptstromkreisen ein Korrektursignal an die Steuerschaltung abgibt, damit diese Ungleichheit beseitigt wird. Eine solche Schaltung ist bekannt (US-PS 70 943).

Eine Speiseschaltung dieser Art kann z. B. als Wandler zum Zuführen von Wechselstrom zu Anlagen,

wenn nur eine Gleichstromspeisung verfügbar ist, oder unter Verwendung von Doppelweggleichrichtung eines Ausgangssignals des Transformators als ein Gleichstrom/Gleichstromwandler zur Speisung von Anlagen mit Gleichstrom bei einer Spannung, die von einer Eingangsspeisung abweicht oder in bezug auf eine Eingangsspeisung stabilisiert ist, benutzt werden. Bei bekannten Schaltungen dieser Art ist es üblich, eine von diesen Schaltungen abgeleitete Ausgangsspannung dadurch zu stabilisieren, daß diese Ausgangsspannung mit einer Bezugsspannung verglichen wird, wodurch ein Fehlersignal erhalten wird. Dieses Fehlersignal wird zu der Schaltsignalquelle zurückgeführt und zur Einstellung der Dauer der Ansteuerperiode jedes Transistors und somit der Dauer jeder Leitungsperiode der Hauptstromwege dieser Transistoren benutzt, derart, daß das Fehlersignal verkleinert wird.

Es ist bekannt, daß bei einer derartigen Schaltung jeder Ausgleichsfehler zwischen den Leitungsperioden der zwei Transistoren und/oder zwischtn den Sättigungsspannungen über ihren Hauptstromwegen zur Sättigung des Transformatorkernes führen kann, was wieder zur Beschädigung der Transistoren (uhren kann. Wenn die Ausgangsspannung der Schaltung auf die oben angegebene Weise stabilisiert wird, kann ein derartiger Ausgleichsfehler in den Leitungsperioden durch eine schnelle Änderung des Belastungsstroms oder durch autgefangene Störungen oder Unstabilität in der Rückkopplungsschleife herbeigeführt werden.

In dem vorgenannten bekannten Gleichspannungswandler gemäß der US-PS 38 70 943 sind Maßnahmen getroffen, um Ausgleichsfehler zu korrigieren, die in den Leitungsperioden der zwei Transistoren auftreten können. In dieser bekannten Schaltung, deren Ausgangsspannung auf die oben angegebene Weise stabilisiert wird, werden ein dem Strom in dem einen Transistor proportionales Signal und ein die entgegengesetzte Polarität aufweisendes, dem Strom in dem anderen Transistor proportionales Signal kombiniert und integriert, um ein Fehlersignal als Reaktion auf einen Ausgleichsfehler zu erhalten. Dieses Fehlersignal wird zur Beeinflussung der relativen Dauer der Steuersignale für die zwei Transistoren benutzt derart, daß der Ausgleichsfehler korrigiert wird. Es hat sich herausgestellt, daß eine derartige Schaltung nicht verhindern kann, daß der Transformator gesättigt wird und die Transistoren dadurch besciiädigt werden, wenn sich das Rückkopplungssignal zur Stabilisierung der Ausgangsspannung derart schnell ändern kann, daß große Unterschiede in den Leitungsperioden der zwei Transistoren entstehen, bevor das ausgleichende System die Zeit hat, den Gleichgewichtszustand wiederherzustellen.

Die Erfindung bezweckt bei einer Schaltung der eingangs genannten Art eine wesentlich höhere Geschwindigkeit der Korrektur des Ausgleichsfehlers zu erreichen.

Zur Lösung dieser Aufgabe ist die Schaltung erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung eine erste, dem einen Transistor zugeordnete und eine zweite, dem anderen Transistor zugeordnete Abtast- und Speicherschaltung enthält, von jeder von denen ein Meßeingang an die Strommeßvorrichtung ein Steuereingang an die Steuerschaltung und ein Meßausgang an den einen Eingang eines Komparators angeschlossen ist, dessen Ausgang an dir Steuerschaltung angeschlossen ist und von dem ein anderer Eingang mit de,' Strommeßvorrichtung verbunden ist, derart, daß während jedes Impulses der Steuerschaltung, der einen der Transistoren leitend macht, die zugeordnete Abtast- und Speicherschaltung den Wert des Stromes durch den leitenden Transistor speichert und die andere Abtast- und Speicherschaltung an ihrem Meßausgang den Endwert des Stromes, wie er vom anderen Transistor am Ende des vorhergehenden Impulses der Steuerschaltung geführt wurde, an den Komparator liefert, der diesen Endwert mit dem genannten Wert des Stromes durch den leitenden Transistor vergleicht und den bestehenden Impuls durch ein Signal an seinem Ausgang beendet, wenn der genannten Wert des Stromes den genannten Endwert überschreitet

Dadurch, daß die Ansteuerung jedes Transistors nahezu zu dem Zeitpunkt beendet wird, zu dem der Strom in seinem Hauptstromweg den Wert erreicht, den der Strom in dem Hauptstroraweg des anderen genannten Steuertransistors während der unmittelbar vorhergehenden Leitungsperiode desselben aufwies, wird die Sättigung des Transform?.· rs infoige Stromunsymmetrie auf jeden Fall verhindert.

Durch Streukapazitäten kann beim Einschalten der Transistoren eine erhebliche Stromspitze auftreten Um zu vermeiden, daß diese Spitzen die ausgleichende Schal'ung in ungünstigem Sinne beeinflussen, ist es wünschenswert, diese Schaltung jeweils erst nach dem Abklingen der Einschalterscheinung wirksam zu machen.

Eine Ausgestaltung der Erfindung ist dazu dadurch gekennzeichnet, daß jeder Komparator mit einem Sperreingang versehen ist, der mit dem Ausgang einer Zeitverzögerungsschaltung verbunden ist, deren Triggereingang mit der Steuerschaltung verbunden ist, um den Komparator während des Anfangs jedes Steuerimpulses für den zugeordneten Transistor zu sperren. In Verbindung mit dieser Maßnahme ist es häufig erforderlich, daß der Steuereingang der Abtast- und Speicherschaltung mit dem genannten Ausgang der Zeitverzögerungsschaltung verbunden ist.

Die Steuerschaltung für die Transistoren und die R^gelschleife für die Ausgangsspannungsstabilisierung des Wandlers können derart bemessen sein, daß bei einer Abschaltung der Belastung des Wandlers die Transistoren während einiger Perioden kein Steuersignal empfangen, was bedeuten kann, daß die ausgleichende Schaltung nach der Erfindung auch keine Steuersignale empfängt und die Komparatoren falsche Entscheidungen abgeben. Eine Ausgestaltung nach der Erfindung kann dies vermeiden und ist dazu bei einer stromausgleichenden Schaltung, bei der die Steuerschaltung einen Taktgenerator enthält, der Basisimpuise liefert, von denen die Steuerimpulse für die Transistoren abg--!iite( werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuereingang der Abtast- und Speicherschaltung mit dem Ausgang eires ODER-Gatters verbanden ist. von dem ein erster Eingang mit dem Ausgang der Zeitverzögerungsschaltung und ein zweiter Eingang mit einer Impulsgeberschaltung verbunden ist. die rr.it

mi einem Sperreingang, der mit dem genannten Triggereingang \erbunden ist, und mit einem Starteingang versehen ist, der mit dem Taktimpulsgeneratrr verbunden ist, um einen Abtastimpuls an den genannten Steuereingang nur beim Fehlen des Steuerimpulses

-. ι während eines Basisimpulses zu liefern. Auf diese Weise kann die ausgleichende Schaltung dennoch die Information verarbeiten, die zu dem stromlosen Zustand in dem primären Stromkreis des Wandlers gehört.

[■line andere Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Abtast- und Speicherschaltung je aus einer über dem Meßeingang angeordneten Reihenschaltung eines Kondensators und eines eine Steuerelektrode aufweisenden Schalters aufgebaut sind, wobei die Steuerelektrode des Schalters der respektive Steuereingang und der Knotenpunkt des Schalters und des Kondensators der respektive Meßausgang ist, daß weiter die Meßeingänge parallel zueinander und zu einer gemeinsamen Strommeßvorrichtung geschaltet sind und daß ein gemeinsamer Komparator einen Differenzverstärker und zwei weitere, je eine Steuerelektrode aufweisende Schalter enthält, wobei der Ausgang des Verstärkers an die Steuerschaltung angeschlossen, der eine Eingang mit der einen Klemme jedes der beiden weiteren Schalter, die andere Klemme der beiden weiteren Schalter mit einem genannten Meßausgang verbunden und die Steuerelektrode jedes weiteren Schalters an einen respekiiven Spei ι eingang iiiige.M-iiiu-^eii im, wubei weiter der andere Eingang des Verstärkers mit der gemeinsamen Leitung verbunden ist, die die Meßeingänge miteinander verbindet und an die außerdem die zuerst genannten Schalter angeschlossen sind. Auf diese Weise wird für die Vergleichsschaltung eine relativ einfache Form mit wenig Einzelteilen erhalten.

Wenn nun überdies die Spannung an den Speicherelementen von einer Klemmschaltung überwacht wird, kann außerdem eine Maximalstromüberwachung für die Transistoren in der Wandlerschaltung erhalten werden. Dazu ist eine weitere Ausgesaltung der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß jeder Meßausgang mit einer Klemmdiode verbunden ist, die ein Bezugspotential aufweist, das einem höchstzulässigen Strom in den Transistoren entspricht.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein vereinfachtes Schaltbild,

F i g. 2 einen Teil der Schaltung nach Fig. I in detaillierter Form, und

F i g. 3 und 4 einige idealisierte Spannungsformen, die in der Schaltung nach den F i g. 1 und 2 auftreten.

In Fig. 1 enthält ein Gleichspannungswandler zwei Gleichsromeingangsklemmen 1 bzw. 2. einen Transformator 3 mit einem Kern aus einem magnetisierbaren Material und einen ersten und einen zweiten Transistor 4 bzw. 5 für den genannten Transformator. Der Hauptstromweg (Emiüer-Kollektor) des Transistors 4 bildet eine Reihenschaltung mit einer Hälfte einer Primärwicklung 6 mit Mittelanzapfung des Transformators 3 über einr Impedanz 7. Auf ähnliche Weise bildet der Hauptstromweg des Transistors 5 eine Reihenschaltung mit der anderen Hälfte der Wicklung 6 über eine Impedanz 8. Die genannten Reihenanordnungen sind je in eine Schaltung aufgenommen, die sich zwischen der Klemme 1 und der Klemme 2 befindet, derart, daß, wenn in bezug auf die Klemme 2 ein positives Potential an die Klemme 1 angelegt und der Transistor 4 in den leitenden Zustand gebracht wird, eine Spannung über der Sekundärwicklung 9 des Transformators 3 aufgebaut wird, deren Polarität der der Spannung entgegengesetzt ist, die darüber aufgebaut wird, wenn der Transistor 5 in den leitenden Zustand gebracht wird (weil die Primärwicklung 6 gleichsam in bezug auf die zwei Transistoren auf entgegengesetzte Weise geschaltet ist). Die Sekundärwicklung 9 mit Mittelanzapfung speist die Ausgangsklemmen 14, 15 über einen konventionellen üoppelweggleichrichter und eine Glät tungsschaltung mit Dioden 10 und 11, einer Drosselspule 12 und einem Glättingskondensator 13.
Die Steuer- (Basis)Elektroden der Transistoren 4 und 5 werden von den Ausgangsklemmen 16 bzw. 17 einer eine Schaltsignalqielle darstellenden Steuerschaltung 18 her gespeist, die abwechselnd Steuerstromimpulse an die genannten Steuerelektroden liefert. Diese Steuerstromimpulse weisen eine nahezu feste Frequenz aul und ihr Impulsvenältnis wird mittels der Spannung geregelt, die beim Uetricb über den Ausgangsklemmen 14 und 15 auftritt wobei diese Spanning mit einer Bezugsspannung ir der Schaltung 19 verglichen wird Jede Abweichung der Spannung über den Klemmen H und 15 von dem So !wert ergibt ein l'ehlersignal, das air Ausgang 20 der Schaltung 19 erscheint und das einen-Regeleingang 21 der Steuerschaltung 18 zugeführt wird um das Impulsverhältnis derart einzustellen, daß det Fehler verkleinert wird. Dazu enthält die Steuerschal

/ü iiüig JS einen Dreicckapannurigagcneraiur 22 in ! orn eines Rechteckwell :ngenerator 42, der einen Integratoi 43 speist, wobei da; Ausgangssignal des Integrators 4: Schwellenvorrichtungen 23 und 24 zugeführt wird. Di( Schwellenvorrichtung 23 liefert ein Ausgangssignal wenn — und lediglich wenn — der Momentanwerl de: ihr zugeführlen Dieiecksignals einen ersten Schwell wert überschreitet, während die Schwellenvorrichtunj 24 ein Ausgangssij:nal liefert, wenn — und lediglicl wenn - der Mcmentanwert des ihr zugeführter Dreiecksignals einen zweiten Schwellwert unterschrei tet, wobei die genannten Schwellwerte zu dem mittlerer Schwellwert des Dreiecksignals symmetrisch liegen Der Abstand zwischen den zwei Schwellwerten wire von dem Stromsignal geregelt, daß der Klemme 21 zugeführt wird; wenn die Spannung über den Klemmer 14 und 15 zu hoch ist, wird der Abstand vergrößert wodurch das Impuls verhältnis der Ausgangsimpulse, dk von den Vorrichtungen 23 und 24 geliefert werden verkleinert wird, und umgekehrt. Die Ausgangsimpuk der Vorrichtungen 23 und 24 werden über übliche Durchlaßgatter 25 bzw. 26 Eingängen von Verstärkerr 27 bzw. 28 zugeführt, deren Ausgänge die Klemmen If bzw. 17 und somit die Basis- Elektroden der Transistorer 4 bzw. 5 speisen.

Die Schaltung enthält ebenfalls eine Vergleichsschal tung 29 zum Abtasten und Speichern des Wertes de; regelmäßig zunehmenden Stroms (wenn vorhanden) ir der Emitter-Kollektor-Strecke jedes der Transistoren 4 und 5 während jeder Leitungsperiode des betreffender Transistors zu dem Zeitpunkt, zu dem der betreffend« Transistor grsperrt wird, und zum Vergleichen de: gespeicherten Wertes mit dem regelmäßig zunahmen den Strom (wenn vorhanden) in der Emitter-Kollektor Strecke des anderen genannten Transistors währenc der nächsten Leitungsperiode des genannten änderet Transistors. Die Schaltung 29, die zusammen mit dei Steuerschaltung 18 eine Gesamtsteuerschaltung 82 füi die Transistoren 4 und 5 samt dem Transformator ; bildet, enthält zwei Abtast- und Speicherschaltungen 3(

m> bzw. 31 zum Abtasten der Spannungen über dei Impedanzen 7 bzw. 8 und zwei Komparatoren 32 bzw 33. Der Abtastsignaleingang 34 der Schaltung 30 wir« von dem Ausgang 35 der Schwellenvorrichtung 23 he (also tatsächlich von dem Ausgangssignal des Gatter

n'· 25) über ein ODER-Gatter 36 und die Kombinatioi eines UND-Gatters 37, eines Verzögerungselements 3t eines monostabilen Multivibrators 78 und eine ODER-Gatters 79 gespeist, wobei das Element 38 eim

Verzögerungszeit Γ aufweist, die gleich der Dauer der Einschaltspitzc ist, die der Kollektorstrom des Transistors 4 (und des Transistors 5) aufweist, wenn der betreffende Transistor in den leitenden Zustand gebracht wird (welche Spitze auf das Aufladen der Streukapazität in seinem Kollektorkreis zurückzuführen ist), wobei der monostabile Multivibrator 78 derart aufgebaut ist, daß die Dauer seines getrifferten Zustandes erheblich kurzer als die Dauer der genannten Einschaltspitze ist. Auf diese Weise wird ein Abtastsignalimpuls dem Eingang 34 der Schaltung 30 zugeführt, jeweils wenn von der Schwellenvorrichtung 23 ein Ausgangsimpuls geliefert wird. Wenn die Dauer dieses Ausgangsimpulses langer als Γ zuzüglich der Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 78 ist, wird die Vorderflanke dieses Abtastsignalimpulses eine Zeitspanne Tnach der Vorderflanke des von der Vorrichtung 23 gelieferten und von dem Gatter 25 weitergeleiteten Impulses erscheinen, während die Hinterflanke dieses Abtastsignalimpulses mit der Hinterflanke des von dem Gatter 25 weitergeleiteten Impulses, d. h. mit dem Zeitpunkt zusammenfallen wird, zu dem der Transistor 4 nicht mehr angesteuert wird. Wenn die Dauer des Ausgangsimpulses des Gatters 25 kürzer als T zuzüglich der Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 78 ist, wird den noch ein Abtastsignalimpuls dem Eingang 34 der Schaltung 30 zugeführt werden. Obwohl die Vorderflanke dieses Impulses erst während einer Zeitspanne T nach der Vorderflanke des von der Vorrichtung 23 gelieferten Impulses auftreten wird, wird seine Dauer nun gleich der (kurzen) Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 78 sein. Auf ähnliche Weise wird der Abtastsignaleingang 40 der Schaltung 31 von dem Ausgang 39 der Schwellenvorrichtung 24 her (tatsächlich von dem Ausgang des Gatters 26 her) über ein ODER-Gatter 41 und die Kombination eines UND-Gatters 47, eines Verzögerungselements 48, eines monostabilen Multivibrators 80 und eines ODER-Gatters 81 gespeist, wobei das Element 48 dieselbe Verzögerungszeit T wie das Element 38 aufweist und die Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 80 der das getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 78 gleich ist. So wird ein Abtastsignalimpuls dem Eingang 40 der Schaltung 31 zugeführt, jeweils wenn von der Schwellenvorrichtung 24 ein Ausgangsimpuls geliefert wird. Wenn die Dauer dieses Ausgangsimpulses langer als T zuzüglich der Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 80 ist, erscheint die Vorderflanke dieses Abtastsignalimpulses eine Zeitspanne T nach der Vorderflanke des von der Vorrichtung 24 gelieferten und von dem Gatter 26 weitergeleiteten Impulses und fällt die Hinterflanke dieses Abtastimpulses mit der Hinterflanke des Impulses, der von dem Gatter 26 weitergeleitet wird, d. h. mit dem Zeitpunkt zusammen, zu dem der Transistor 5 nicht mehr angesteuert wird. Wenn die Dauer des Ausgangsimpulses das Gatters 26 kürzer als Γ zuzüglich der Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 80 ist, wird dennoch ein Abtastsignalimpuls dem Eingang 40 der Schaltung 31 zugeführt. Obwohl die Vorderflanke dieses Impulses erst während einer Zeitspanne Tnach der Vorderflanke des von der Vorrichtung 24 gelieferten Impulses auftritt, wird seine Dauer nun gleich der (kurzen) Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 80 sein.

Das ODER-Gatter 36 wird gleichfalls von dem Ausgang des Generators 42 her über eine Umkehrstufe 44, einen monostabilen Multivibrator 49 und ein weiteres Gatter 45 gespeist, von dem ein lnhibit-Eingang 46 mit dem Ausgang des Gatters 25 über einen monostabilen Multivibrator 51 gekoppelt ist. Die Vorder- und Hinterflanken des rechteckigen Ausgangssignals des Generators 42 fallen mit dem Anfang der positiv verlaufenden und der negativ verlaufenden

Änderung des Ausgangssignals des Integrators 43, d. h. mit den Mitten der Ausgangsimpulse (wenn vorhanden) der Schwellenvorrichtungen 24 bzw. 23 zusammen. Auf diese Weise wird der monostabile Multivibrator 49 in der Mitte jedes Ausgangsimpulses der Schwellenvorrichtung 23 und auch zu dieser Mitte entsprechenden Zeitpunkten getriggert, sogar wenn die Vorrichtung 23 tatsächlich keinen Impuls liefern würde (was der Fall ist, wenn die Rückkopplung von der Schaltung 19 her eine derartige Erhöhung der Schwelle der Vorrichtung 23 herbeiführen würde, daß ein oder mehrere Impulse von 23 völlig fehlt oder fehlen). Der monostabile Multivibrator 49 ist derart aufgebaut, daß die Dauer seines getriggerten Zustandes ein kleiner Bruchteil, z. B. zwischen einem Hundertstel und einem Zehntel der Periode des Ausgangssignals des Generators 4?, ist, wobei der monostabile Multivibrator 51 derart aufgebaut ist, daß die Dauer seines getriggerten Zustandes gerade etwas länger als die Hälfte der maximal möglichen Dauer eines Ausgangsimpulses der Schaltung 23 zuzüglich der Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 49. Daher führt das Gatter 45 einen Abtastsignalimpuls dem Eingang 34 der Schaltung 30 über das Gatter 36 zu Zeitpunkten zu, die den Mitten der Ausgangsimpulse der Schaltung 23

J5 entsprechen, wenn — und lediglich wenn — der entsprechende Ausgangsimpuls der Vorrichtung 23 völlig fehlt Die Dauer dieses Abtastsignalimpulses wird durch die Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 49 bestimmt und dieser Impuls wird auf derartige Weise erzeugt, daß die Abtast- und Speicherschaltung 30 ein Ausgangssigna' (gleich Null) liefern muß, sogar wenn ein Ausgangsimpuls der Vorrichtung 23 völlig fehlt

Die Einzelteile 50, 52 und 53, die den Einzelteilen 49,

Ί5 51 bzw. 45 entsprechen, sind ebenfalls angebracht, um auf ähnliche Weise die Ausgänge des Generators 42 und des Gatters 26 mit dem Abtastsignaleingang der Schaltung 31 über das ODER-Gatter 41 zu koppeln, derart, daß die Schaltung 31 einen Abtastsignalimpuls

so von dem Gatter 53 zu Zeitpunkten empfängt, die den Mitten der Ausgangsimpulse der Vorrichtung 24 entsprechen, wenn — und lediglich wenn — der entsprechende Ausgangsimpuls der Vorrichtung 24 völlig fehlt Der Eingang des monostabilen Multvibrators 50 ist in diesem Falle unmittelbar mit dem Ausgang des Generators 42 gekoppelt, weil der monostabile Multivibrator 50 von den Vorderflanken des Ausgangssignals des Generators 42 statt von den monostabilen Multivibrator 49 triggernden Hinterflanken getriggert werden muß.

Es ist einleuchtend, daß die Schaltung 30 den Wert der Spannung, die über der Impedanz 7 erscheint, d. h. den Wert des Kollektorstroms des Transistors 4, zu jedem Zeitpunkt abtastet und speichert, zu dem die Ansteuerung des Transistors 4 unterbrochen wird, vorausgesetzt, daß der Transistor 4 während Perioden angesteuert wird, die langer als die Dauer der Einschaltspitzen des Kollektorstroms desselben sind. Wenn die

Ansteuerung kürzer als diese Spitzen dauert, findet Abtastung und Speicherung des Wertes der Spannung (wenn vorhanden) Ober der Impedanz 7 statt, eben nachdem die Einschaltspitzen beendet sind. Außerdem sorgt die Schaltung 30 ebenfalls dafür, daß der Nullwert der Spannung abgetastet und gespeichert wird, die über der Impedanz 7 zu Zeitpunkten auftritt, die den Mitten der Steuerimpulse entsprechen, die dem Transistor 4 zugeführt werden, wenn derartige Steuerimpulse tatsächlich fehlen müßten. Die Abtast- und Speicherschaltung 31 wirkt auf ähnliche Weise in bezug auf die Impedanz 8 und den Transistor 5.

Die Ausgangssignale der Abtast- und Speicherschaltungen 30 und 31 werden den zweiten Vergleichssignaleingängen der Vergleichsstufe 33 bzw. 32 zugeführt, deren erste Vergleichssignaleingänge mit den Impedanzen 8 bzw. 7 verbunden sind. Jede Vergleichsstufe ist dazu eingerichtet, ein Ausgangssignal zu liefern, wenn der Wert eines Signals an ihrem zweiten Eingang ~._r2:4_e jj_sr> w_er< A~m c;~n£i. ... jhreir: ersten Ein-s™ überschreitet, vorausgesetzt, daß die Vergleichsstufe eingeschaltet ist Der Steuereingang 54 der Vergleichsstufe 33 ist mit dem Ausgang des Gatters 81 und der Steuereingang 55 der Vergleichsstufe 32 ist mit dem Ausgang des Gatters 79 gekoppelt Die Vergleichsstufe 32 ist daher von einer Zeit Tan wirksam, nachdem jeder Steuerimpuls dem Transistor 4 zugeführt wird, bis zu einem Zeitpunkt, zu dem der entsprechende Steuerimpuls unterbrochen oder zu dem der monostabile Multivibrator 78 zurückgesetzt wird, abhängig davon, welcher Vorgang zuletzt stattfindet und die Vergleichsstufe 33 ist auf ähnliche Weise von einer Zeit T her wirksam, nachdem jeder Steuerimpuls dem Transistor 5 zugeführt wird, bis zu dem Zeitpunkt zu dem der entsprechende Impuls ausgeschaltet oder der monostabile Multivibrator 80 zurückgesetzt wird, abhängig davon, welcher Vorgang zuletzt stattrindet jeweils wenn der Transistor 4 leitend ist vergleicht die Vergleichsstufe 32 also die (von der Impedanz 7 abgeleiteten) Werte des Kollektorstroms desselben, die nach der Einschaltspitze, d. h. wenn der Kollektorstrom regelmäßig zunimmt auftreten, mit dem Wert, den der regelmäßig zunehmend? Kollektorstrom des Transistors 5 aufwies (wenn vorhanden), als die Ansteuerung des Transistors 5 unterbrochen wurde während der vorhergehenden Leitungsperiode des Transistors 5, welcher Wert in der Schaltung 31 gespeichert ist Wenn der regelmäßig zunehmende Kollektorstrom des Transistors 4 gerade den Wert überschreiten würde, der in der Schaltung 31 gespeichert ist liefert die Vergleichsstufe 32 ein Ausgangssignal, das dem Steuersignaleingang 56 des Gatters 25 zugeführt wird, wodurch dieses Gatter gesperrt und somit die Ansteuerung des Transistors 4 (wenn noch vorhanden) unterbrochen wird. Jeweils wenn der Transistor 5 leitend ist, vergleicht die Vergleichsstufe 33 auf ähnliche Weise die (von der Impedanz 8 abgeleiteten) Werte seines Kollektor-Stroms, die nach der Einschaltspitze, d.h. wenn der Kollektorstrom regelmäßig zunimmt, auftreten, mit dem Wert, den der regelmäßig zunehmende Kollektorstrom des Transistors 4 aufwies (wenn vorhanden), als die Ansteuerung des Transistors 4 beendet wurde während der vorhergehenden Leitungsperiode des Transistors 4, welcher Wert in der Schaltung 30 gespeichert wird. Wenn der regelmäßig zunehmende Kollektorstrom des Transistors 5 gerade den Wert überschreiten würde, der in der Schaltung 30 gespeichert ist, Jiefert die Vergleichsstufe 33 ein Ausgangssignal, das dem Steuereingang 57 des Gatters 26 zugeführt wird, wodurch dieses Gatter gesperrt und die Ansteuerung des Transistors 5 (wenn noch vorhanden) beendet wird. Auf diese Weise wird die Ansteuerung jedes Transistors

s beendet wenn der regelmäßig zunehmende Kollektorstrom darin mehr als in geringem Maße größer als der Wert ist den der regelmäßig zunehmende Kollektorstrom des anderen Transistors aufwies (wenn vorhanden), als seine Ansteuerung beendet wurde während der

ίο sofort vorhergehenden Leitungsperiode, wodurch gewährleistet ist, daß der Transformator 3 in entgegengesetztem Sinne mit Signalen nahezu der gleichen Größe während aufeinanderfolgender Leitungsperioden der Transistoren 4 und 5 angesteuert wird. Die Gatter 25

is und 26 sind derart aufgebaut daß, sobald sie gesperrt sind, sie in diesem Zustand bleiben, bis die Vorderflanke des nächsten Ausgangsimpulses von der entsprechenden Schwellenvorrichtung 23 oder 24 empfangen wird. Sie können auf bekannte Weise aus einem Paar

dürfte einleuchten, daß die Steuersignale für die Vergleichsstufen 32 und 33 gegebenenfalls von den Eingangssignalen für die Gatter 25 und 26 statt von den Ausgangssignalen derselben abgeleitet werden können.

Es sei bemerkt, daß jede Vergleichsstufe 32,33 dazu eingerichtet sein muß, nur dann ein Ausgangssignal zu liefern, wenn das Signal an ihrem ersten Eingang (wobei nur in geringem Maße) größer als das an einem zweiten Eingang ist; wenn die Vergleichsstufe ein Ausgangssi gnal liefern würde, wenn die zwei Signale gleich sind, könnten die Leitungsperioden der zwei Transistoren nicht verlängert werden, um z. B. eine zugenommene Nachfrage an den Ausgangsklemmen 14 und 15 ausgleichen zu können, weil die effektive Ansteuerung, der der Transformator 3 während jeder Leitungsperiode unterworfen wird, dann genau der effektiven Ansteuerung während der vorhergehenden Leitungsperiode gleich gemacht werden würde. Daher sei bemerkt daß, es sei denn, daß weitere Maßnahmen getroffen werden, beim kontinuierlichen Betrieb die asymmetrische Komponente des Magnetisierungsstroms im Transformator 3 unbegrenzt vergrößert "'erden kann und. insbesondere wenn ein kleiner Transformator 3 verwendet wird, dies doch noch zur Sättigung des Transformatorkernes führen kann. Im Zusammenhang damit wird vorzugsweise ebenfalls eine Strombegrenzungsschaltung vorgesehen (die konventionell sein kann), die die Ansteuerung der Transistoren 4 und 5 eliminiert, wenn der Kollektorstrom eines der beiden Transistoren oder die Komponente desselben, die der Magnetisation des Transformators 3 entspricht eine vorher bestimmte Größe überschreiten würde; die dargestellte ausgleichende Schaltung kann die Zeit die für eine derartige Strombegrenzungsschaltung verfug bar ist, derart vergrößern, daß diese aktiv wird, bevor die Situation unveränderlich wird, wodurch ihre Zweckmäßigkeit zunimmt Eine Strombegrenzungsschaltung, die für diesen Zweck angewandt werden kann, ist in einer älteren deutschen Patentanmeldung, offengelegt in der DE-OS 27 17 378, beschrieben, deren Inhalt als in die vorliegende Beschreibung aufgenommen zu betrachten ist In F i g. 1 ist diese Schaltung schematisch als ein Block 58 dargestellt, dessen Kollektorstrommeßeingänge an die Impedanzen 7 und 8 angeschlossen sind und von dem ein Ausgang mit einem Sperreingang 59 des Dreieckwellengenerators 22 gekoppelt ist Wenn keine Gleichstromtrennung zwischen der

Primär- und der Sekundärwicklung des Transformators 3 erforderlich ist, können die impedanzen 7 und 8 durch Widerstände mit niedrigen Werten gebildet werden, wobei die Spannungen über diesen Widerstünden den Teilen 30, 32 und 58 und den Teilen 31, 33 bzw. 58 zugeführt werden, oder diese Widerstände können bei einer Abwandlung sogar zu einem einzigen Widerstand mit niedrigem Wert in Reihe mit der Anschlußklemme 1 oder der Anschlußklemme 2 kombiniert werden, wobei die Spannung über dem Widerstand den beiden Gruppen von Teilen zugeführt wird. Wenn jedoch eine derartige Gleichstrotntrennung erforderlich ist, können die Impedanzen 7 und 8 durch Stromtransformatoren gebildet werden, deren Primärwicklung jeweils mil dem Kollektor des entsprechenden Transistors in Reihe ι: geschaltet und deren Sekundärwicklung jeweils an eine Widerstandsbelastung angeschlossen ist, wobei die Spannung über dieser Belastung der entsprechenden Gruppe von Teilen zugeführt wird. Im letzteren Falle äüiicil die Vrisiärkei 27 und 23 beiusivcisiäiiuiiuii die Λ) Basis-Elektroden der Transistoren 4 und 5 über Trennungbtransformatoren speisen.

Es ist nicht notwendig, daß die Abtast- und Speicherschaltungen 30 und 31 den Wert abtasten und speichern, den der regelmäßig zunehmende entsprechende Kollektorstrom genau zu dem Zeitpunkt aufweist, zu dem die Ansteuerung des entsprechenden Transistors beendet wird, sondern es ist nur notwendig, daß der Wert des regelmäßig zunehmenden Kollektorstroms zu dem genannten Zeitpunkt auf Basis des abgetasteten Wertes voraussagbar isL Wenn das Verhalten des Kollektorstroms jedes Transistors um den Zeitpunkt, zu dem dessen Ansteuerung beendet wird, voraussagbar ist, können die Schaltungen 30 und 31 z. B. den Wert abtasten und speichern, den der entsprechende regelmäßig zunehmende Kollektorstroin eine kurze vorher bestimmte Zeitspanne, nachdem die Ansteuerung des entsprechenden Transistors beendet ist, aufweist (wenn der Transistor noch leitend ist infolge von Ladungsspeicherung in seinem -to Basisgebiet). Das Ausgangssignal der Schaltung 30 oder 31 soll in diesem Falle selbstverständlich in bezug auf die Änderung des Kollektorstroms, die während dieser kurzen vorher bestimmten Zeitspanne auftritt, richtig sein.

Obwohl in der Zeichnung die Transistoren 4 und 5 an den Transformator 3 in einer konventionellen ausgleichenden Konfiguration mit zwei Taktausgängen angeschlossen sind, leuchtet es ein, daß sie auch in einer Konfiguration mit einem einzigen Taktausgang, d. h. in einer Konfiguration angeordnet sein können, bei der die Mittelanzapfung der Primärwicklung des Transformators 3 weggelassen ist, wobei ein Ende der Primärwicklung des Transformators an den Knotenpunkt zweier Kondensatoren angeschlossen ist, die in Reihe über den Klemmen 1 und 2 angeordnet sind, und wobei die Kollektor-Emitter-Strecken der Trasistoren 4 und 5 in gleichem Sinn in Reihe über den Klemmen 1 und 2 geschaltet sind, während das andere Ende der Primärwicklung des Transformators an den Knotenpunkt des Emitters des einen Transistors und des Kollektors des anderen Transistors angeschlossen ist In einem derartigen Falle müssen die Impedanzen 7 und 8 unmittelbar mit den Kollektor-Elektroden der entsprechenden Transistoren in Reihe geschaltet werdea

Obwohl die Transistoren A- und 5 als Bipolartransistoren dargestellt sind, leuchtet es ein, daß sie auch durch z.B. Feldeffektleistungstransistoren gebildet werden können.

Da die Vergleichsstufen 32 und 33 abwechselnd wirksam sind, können sie durch eine einzige Vergleichsschaltung ersetzt werden, die von dem jeweiligen Ausgangssignal der beiden Gatter 79 und 81 geschaltet wird. Wenn dies erfolgt, muß der erste ^vergleichseingang der einfachen Vergleichsstufe von den Ausgängen der zwei Impedanzen 7 und 8 her (oder vo;i dem Ausgangssignal einer einzigen Impedanz, die in die gemeinsame Speisung der Kollektoren der Transistoren

4 und 5, aufgenommen ist, wenn 7 und 8 durch diese ersetzt werden) gespeist werden, während der zweite Vergleichseingang der einfachen Vergleichsstufe von den Ausgängen der Schaltungen 30 und 31 her über gesonderte Schalter gespeist werden muß, die derart geschaltet werden, daß der Schalter im Ausgang der Schaltung 30 gesperrt ist, wenn ein Ausgangsimpuis an der Klemme 16 erscheint, und der Schalter im Ausgang der Schaltung 31 gesperrt ist, wenn ein Ausgangsimpuls äii ucr Klemme Y! erscheint Für diesen Zweck können die Schalteingänge der zwei Schalter mit den Ausgängen der Gatter 41 bzw. 36 gekoppelt werden.

F i g. 2 zeigt eine andere Möglichkeit für die Teile 30 bis 33 in Fig. 1, in der die zwei geschalteten Vergleichsstufen 32 und 33 durch eine einfache Vergleichsstufe 65 ersetzt sind, die in die Schaltung 590 aufgenommen ist. Die Abtast- und Speicherschaltung 30 aus F i g. 1 wird durch die Reihenanordnung eines Speicherkondensators 60 und eines Schalters 61 gebildet, die parallel zu einem Widerstand 62 liegt, und die Abtast- und Speicherschaltung 31 aus Fig. 1 wird durch die Reihenanordnung eines Speicherkondensators 63 und eines Schalters 64 gebildet, die ebenfalls parallel zu dem Widerstand 62 liegt. Die Vergleichsstufe 65 ist als ein Operationsverstärker ausgebildet, wobei zwei Schalter 66 und 67 mit ihrem jeweiligen invertierenden Eingang an den Knotenpunkt des Kondensators 60 und des Schalters 61 bzw. an den Knotenpunkt des Kondensators 63 und des Schalters 64 angeschlossen sind. Der r 'chtinvertierende Eingang des Verstärkers 65 liegt an der O-V-Leitung, wie in diesem Falle der Unterseite des Widerstandes 62. Der invertierende Eingang des Verstärkers 65 ist ebenfalls an ein niedriges negatives Potential von z. 3. —0,5 V über einen Widerstand 68 hohen Wertes angelegt. Die Impedanzen 7 und 8 aus F i g. 1 werden durch Stromtransformatoren gebildet, deren Primärwicklungen in die Kollektorschaltungen der Transistoren 4 bzw.

5 aufgenommen und deren Sekundärwicklungen beide an den Widerstand 62 über die Dioden 69 bzw. 70 angeschlossen sind.

Die Schaltung nach Fig. 1, die auf die in Fig. 2 dargestellte Weise abgewandelt ist, wirkt wie folgt: Die unterschiedlichen Spannungsformen, die darin auftreten können, sind in den Fig.3 und 4 angegeben. In den Fig.3 und 4 sind die verschiedenen Wellenformen mit denselben Bezugsziffern wie die Punkte in den F i g. 1 und 2, an denen sie auftreten können, bezeichnet

Durch das Anschließen der Stromtransformatoren 7 und 8 an den Widerstand 62 über die Dioden 69 bzw. 70 entsteht die Spannungsform nach F i g. 3 am Punkt 71 der Fig.2, weiche Spannungsform die Summe der Kollektorströme der Transistoren 4 und 5 ist, wenn die Spannungsform 16 bzw. 17 der F i g. 3 ihren respektiven Basis-Elektroden zugeführt wird. Die ersten und dritten Impulse der Wellenform 71 entsprechen dem leitenden Zustand des Transistors 4 und die zweiten und vierten Impulse derselben entsprechen dem leitenden Zustand

des Transistors 5. Es leuchtet ein, daß jeder Impuls eine Einschaltspitze (infolge des Aufladens der Streukapazitäten in der Kollektorleitung des entsprechenden Transistors) aufweist, der ein Teil folgt, der eine positiv verlaufende Neigung aufweist (der dem Magnetisierungsstrom des Transformators 3 entspricht) und einem Basisteil überlagert ist (der dem den Ausgangsklemmen 14 und 15 entnommenen Strom entspricht).

Zu dem Zeitpunkt ti, d. h. nach dem Auftreten der Einschaltspitze des ersten Impulses der Wellenform 71, wird der Schalter 61 von dem Ausgangssignal des Gatters 37 (Wellenform 34,35) eingeschaltet, wobei die unterste Elektrode des Kondensators 60 auf die O-V-Leitung geklemmt wird, wie in der Wellenform 72 in F i g. 3 angegeben ist. Die Zeitkonstante, die durch den Kondensator 60, den Widerstand 62 und den Widerstand des Schalters 61 im eingeschalteten Zustand gebildet wird, ist klein (z. B. 0,1 |isec) gemacht, wodurch der Kondensator 60 schnell auf die Spannung über dem Widerstand 62 (Wellenform 71) aufgeladen wird. Der Schalter 61 wird von der Wellenform 34. 35 bis zum Zeitpunkt fj geschlossen gehalten, der mit der Hinterflanke des ersten Impulses der Wellenform 16, d. h. mit dem Zeitpunkt zusammenfällt, zu dem die Ansteuerung des Transistors 4 beendet wird und zu dem der Schalter 61 geöffnet wird. Da zu diesem Zeitpunkt der Schalter 66 ebenfalls geöffnet ist (dieser wird von der Wellenform 40, 54 gesteuert), ist der Kondensator 60 • lach wie vor auf den Wert aufgeladen, den die Wellenform 71 zu dem Zeitpunkt h aufwies, wodurch die Wellenform 72 der Wellenform 71 folgt. Zum Zeitpunkt r₇ (der dem Zeitpunkt h entspricht, aber während des folgenden Impulses der Wellenform 71, der dem leitenden Zustand des Transistors 5 entspricht) wird der Schalter 66 vom Ausgangssignal des Gatters 47 (Wellenform 40, 54) geschlossen, wodurch die dem invertierenden Eingang des Verstärkers 65 zugeführte Wellenform 74 der Wellenform 72 gleich wird. Zum Zeitpunkt tj ist die Amplitude der Wellenform 71 aber kleiner als zum Zeitpunkt /3, wodurch die Wellenformen 72 und 74 einen negativen Wert aufweisen. Zu diesem Zeitpunkt ist der Eingangstransistor des Verstärkers 65 nichtleitend, was, in Kombination mit der Tatsache, daß der Widerstand 68 einen hohen Wert (z. B. 10 MOhm) aufweist und daher einen vernachlässigbaren Strom zieht, bedeutet, daß die Wellenformen 72 und 74 nach wie vor der Wellenform 71 folgen. Wenn die Amplitude der Wellenform 71 auf denselben Wert wie während des Zeitpunktes h zunimmt, nimmt jedoch die Amplitude der Wellenformen 72 und 74 auf 0 V zu und wird dann positiv. Dieses Ereignis bestimmt den Zeitpunkt fe. Der Verstärker 65 weist eine hohe Verstärkung und eine hohe Eingangsimpedanz auf, wodurch, sobald die Wellenform 74 nur einige Millivolt positiv geworden ist, sein Ausgang 56, 57 abrupt negativ wird (ausgedehnte Wellenform 56, 57 in Fi g. 4), wodurch das Gatter 26 während einer kurzen Zeit h gesperrt (was durch alle Verzögerungen in der Schaltung bestimmt wird) und somit die Ansteuerung des Transistors 5 (Wellenforn 17) beendet und der Schalter 64, der zum Zeitpunkt fi vom Ausgangssignal des Gatters 47 geschlossen wurde (Wellenform 40,54) geöffnet wird. Die Zeitspanne ig— u.

beträgt nur einen Bruchteil einer Mikrosekunde wodurch fe und /9 nahezu zusammenfallen und dei Transistor 5 also nicht mehr angesteuert wird, sobalc sein Kollektorstrom einen Wert aufweist, der nahezi gleich dem Wert ist, den der KoUektorstrom des

ι ο Transistors 4 zum Zeitpunkt ti aufwies.

Wie bereits erwähnt wurde, ist eine endlichf Verzögerungszeiit fa— U erforderlich, um die Transistor ströme zunehmen zu lassen, damit man einer vergrößer ten Nachfrage an den Ausgangsklemmen 14, U

is genügen kann.

Nach dem Zeitpunkt h ist die im Kondensator 6( gespeicherte Information nicht mehr nötig und wird de Zyklus nochmals wiederholt, sobald der Schalter 61 zun Zeitpunkt U₂ wieder geschlossen wird.

Die Wirkung des Kondensators 63 und der Schalte 64 und 67 ist gleich der des Kondensators 60 und de Schalter 61 und 66, mit der Maßgabe, daß, wenn de Kondensator 63 aufgeladen wird, der Kondensator 6( an den Verstärker 65 angeschlossen wird, unc umgekehrt. Dadurch ist die Wellenform am Punkt T. gleich der am Punkt 72, aber über eine halbe Periodi verschoben, wie in F i g. 3 angegeben ist

Gegebenenfalls können die Dioden 75 und 76 in die Schaltung der F i g. 2 auf die dargestellte Weise derar

im aufgenommen werden, daß ihre Anoden an einem Punk 77 mit negativem Potential liegen. Derartige Diodei können die Schalter vor zu hohen negativen Spannun gen zu Zeitpunkten schützen, zu denen der Momentan wert der Wellenform 71 Null ist, und können dii effektiven Spannungen über den Kondensatoren 60 um 63 auf jeden gewünschten Wert (der durch das Potentia am Punkt 77 bestimmt wird) begrenzen. Eine derartig' Begrenzung der effektiven Spannung über den Konden satoren 60 und 63 setzt den Kollektorströmen de Transistoren 4 und 5 eine obere Grenze, was ein Vortei sein kann. Wenn also z. B. ein Kollektorstrom von 1 1 V über dem Widerstand 62 liefert, wenn das Potentia am Punkt 77 —5 V beträgt und wenn der Spannungsab fall über den Dioden 75 und 76 in der Durchlaßeinrich tung 0,5 V beträgt, wird die Ansteuerung des Transistor 4 oder 5 automatisch beendet, sobald sein Kollektor strom einen Wert von 5,5 A erreicht. Derartige Diodei können die Strombegrenzungsschaltung 58 in Fig. ersetzen.

so In einer praktischen Schaltung hatte der Widerstanc 62 einen Wert von 50 Ohm, während die Kondensatorer 60 und 63 beide einen Wert von 1000 pF aufwiesen wobei die analogen Schalter 61,64,66 und 67 zusamme! durch einen Quad DMOS-Analog-Schalter gebilde wurden, der von der Firma Signetics unter de Typennummer SD 5000 vertrieben wird, und dei Verstärker 65 ein Verstärker vom Philips-Typ TC/ 520 B war.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Stromausgleichende Schaltung für einen Gleichspannungswandler vom Gegentakttyp, bei der ein Transformator auf der Primärseite mittels mindestens zweier Transistoren abwechselnd an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen wird, so daß auf der Sekundärseite eine Wechselspannung erscheint, wobei eine Steuerschaltung die Transisto- to ren abwechselnd impulsförmig in den leitenden Zustand steuert, bei der weiter eine Strommeßvorrichtung in Reihe mit den Hauptstromkreisen der Transistoren angeordnet ist, an die eine Vergleichsschaltung angeschlossen ist, die bei Ungleichheit der Ströme in den Hauptstromkreisen ein Korrektursignal an die Steuerschaltung abgibt, damit diese Ungleichheit beseitigt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung eine erste (30) dem einen Transistor (4) zugeordnete und eine zweite (3t, dem anderen Transistor (5) zugeordnete Ablast- und Speicherschaltung enthält, von jeder von denen ein Meßeingang an die Strommeßvorrichtung (7, 8) ein Steuereingang (34, 40) an die Steuerschaltung und ein Meßausgang an den einen Eingang eines !Comparators (33,32,590) angeschlossen ist, dessen Ausgang (57, .56) an die Steuerschaltung (18) angeschlossen ist und von dem ein anderer Eingang mit der Strommeßvorrichtung (8, 7) verbunden ist, derart, daß während jedes Impulses der Steuerschaltung, der einen der Transistoren (4,5) leitend rru Sit, die zugeordnete Abtast- und Speicherschaltung (30, 31) den Wert des Stromes durch den leitenden Transistor speichert und die andere Abtast- und Speicherschaltung (31, 30) an ihrem Meßausgang den Endwei ς des Stromes, wie er vom anderen Transistor (5, 4) am Ende des vorhergehenden Impulses der Steuerschaltung geführt wurde, an den Komparator (32,33, 590) liefert, der diesen Endwert mit dem genannten Wert des Stromes durch den leitenden Transistor (4, 5) vergleicht und den bestehenden Impuls durch ein Signal an seinem Ausgang beendet, wenn der genannte Wert des Stromes den genannten Endwert überschreitet. «

2. Stromausgleichende Schaltung nach Anspruch

1, mit zwei Komparatoren, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Komparator (33, 32, 590) mit einem Sperreingang (54, 55) versehen ist, der mit dem Ausgang einer Zeitverzögerungsschaltung (81, 80, 47, 48 bzw. 79, 78, 37, 38) verbunden ist, deren Triggereingang mit der Steuerschaltung verbunden sit, um den Komparator während des Anfangs jedes Steuerimpulses für den zugeordneten Transistor (4,

5) zu sperren.

3. Stromausgleichende Schaltung nach Anspruch

2. dadurch gekennzeichnet, daß der Steuereingang (34,40) jeder Abtast- und Speicherschaltung (30,31) ebenfalls mit dem genannten Ausgang der Zeitverzögerungsschaltung (81,80,47,48 bzw. 79,78,37,38) Mi verbunden ist.

4. Stromausgleichende Schaltung nach Anspruch 2, bei der die Steuerschaltung einen Taktimpulsgenerator enthält, der Basisimpulse liefert, von denen die Steuerimpulse für die Transistoren abgeleitet wer- «>■> den, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuereingang (34, 40) jeder Abtast- und Speicherschaltung (30, 31) mit dem Ausgang je eines ODER-Gatters (36, 41) verbunden ist, von dem ein erster Eingang mit dem Ausgang der Zeitverzögerungsschaltung (81, 80, 47, 48 bzw, 79, 78, 37, 38) und ein zweiter Eingang mit einer Impulsgeberschaltung (45,49,44, 51 bzw. 53, 50, 52) verbunden ist, die mit einem Sperreingang der mit dem genannten Triggereingang verbunden ist, und mit einem Starteingang versehen ist, der mit dem Taktimpulsgenerator verbunden ist, um einen Abtastimpuls an den genannten Steuereingang (34, 40) nur beim Fehlen des Steuerimpulses während eines Basisimpulses zu liefern.

5. Stromausgleichende Schaltung nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste (30) und die zweite (31) Abtast- und Speicherschaltung je aus einer über dem Meßeingang angeordneten Reihenschaltung eines Kondensators (60,63) und eines eine Steuerelektode aufweisenden Schalters (61, 64) aufgebaut sind, wobei die Steuerelektrode des Schalters der respektive Steuereingang (34, 40) und der Knotenpunkt (72, 73) des Schalters (61, 64) und des Kondensators (60, 63) der respektive Meßausgang ist, daß weiter die Meßeingänge parallel zueinander und zu einer gemeinsamen Strommeßvorrichtung (7, 8, 69, 70, 62) geschaltet sind, und daß ein gemeinsamer Komparator (590) einen Differenzverstärker (65) und zwei weitere, je eine Steuerele'ktode aufweisende Schalter (66, 67) enthält, wobei der Ausgang (56, 57) des Verstärkers an die Steuerschaltung angeschlossen, der eine Eingang (74) mit der einen Klemme jedes der beiden weiteren Schalter (66,67), die andere Klemme jedes der beiden weiteren Schalter (66, 67) mit je einem der genannten Meßausgänge verbunden und die Steuerelektrode jedes weiteren Schalters (66, 67) an einen respektiven Sperreingang (54,55) angeschlossen ist, wobei weiter der andere Eingang des Verstärkers (65) mit der gemeinsamen Leitung verbunden ist, die die Meßeingänge miteinander verbindet und an die außerderr die zuerst genannten Schalter (61,64) angeschlossen sind.

6. Stromausgleichende Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Meßausgang mit einer Klemmdiode (75, 76) verbunden ist, die ein Bezugspotential (77) aufweist, das einem höchstzulässigen Strom in den Transistoren (4,5) entspricht.