JPS58190282A - 電力変換用変圧器の偏励磁抑止方法 - Google Patents
電力変換用変圧器の偏励磁抑止方法Info
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- JPS58190282A JPS58190282A JP57069654A JP6965482A JPS58190282A JP S58190282 A JPS58190282 A JP S58190282A JP 57069654 A JP57069654 A JP 57069654A JP 6965482 A JP6965482 A JP 6965482A JP S58190282 A JPS58190282 A JP S58190282A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は軍刀変換用変圧器の１次巻線の各々の端子に！
＃続をれ霞一対の半導体スイッチング素子の内の一方ｔ
ＡＶＲ信号によりパルス幅制御全行い、他方會これに追
従させる様に制御して前記ｊｌ圧器の偏励磁全抑止する
方法に関する一ソぽ第１図に示す様な公知の電源装Ｗｔ
は、スイッナングトランシスタＬｉ、Ｑ２ｔ［２図４ｄ
ｌ 、ｉｅ） ｖ′ｃ示す様なベース駆１Ｊｔｌ信号に
よって交互にオン、オフさせて同図（ｂｌ、（ｃ）Ｋ示
す様なコレクタ電ｆＡＦ、を夫々通流させ、直流電源Ｅ
から電力変換用変圧器Ｔの１次巻＃１ＩＮ１、Ｎ′１に
交互に反対方向にイ＃：、奮流すことにより、変圧器で
の２次巻線Ｎ２、Ｎ２１Ｃ交流這圧會誘起させ、該電圧
を繁ｔ！Ｌ器１） １、Ｄ２會介［７て整流し、チョー
クコイルＣＩ（とコンデンサＣとで平滑して負荷［、ｏ
に所望のｌｉ［流電圧會与えている。
＃続をれ霞一対の半導体スイッチング素子の内の一方ｔ
ＡＶＲ信号によりパルス幅制御全行い、他方會これに追
従させる様に制御して前記ｊｌ圧器の偏励磁全抑止する
方法に関する一ソぽ第１図に示す様な公知の電源装Ｗｔ
は、スイッナングトランシスタＬｉ、Ｑ２ｔ［２図４ｄ
ｌ 、ｉｅ） ｖ′ｃ示す様なベース駆１Ｊｔｌ信号に
よって交互にオン、オフさせて同図（ｂｌ、（ｃ）Ｋ示
す様なコレクタ電ｆＡＦ、を夫々通流させ、直流電源Ｅ
から電力変換用変圧器Ｔの１次巻＃１ＩＮ１、Ｎ′１に
交互に反対方向にイ＃：、奮流すことにより、変圧器で
の２次巻線Ｎ２、Ｎ２１Ｃ交流這圧會誘起させ、該電圧
を繁ｔ！Ｌ器１） １、Ｄ２會介［７て整流し、チョー
クコイルＣＩ（とコンデンサＣとで平滑して負荷［、ｏ
に所望のｌｉ［流電圧會与えている。
向、ここでＰＷれＥ出力電圧に比例する電圧を検出しパ
レスｍ制御イぎ号奮生ずるパルス幅制御回路、ｏｓｔ’
ｉ第２図（＆）に示す様な矩形波管発振する発振器、Ｐ
Ｒｔ−Ｊトランジスタ（Ｊｌ、（Ｊｚｋ過電流から保護
する定めの過［流保護回路、ＤＶｔｊ＠２図（ｄ）、（
ｅ）に示す様なペース駆動信号を生ずる駆動回路である
。
レスｍ制御イぎ号奮生ずるパルス幅制御回路、ｏｓｔ’
ｉ第２図（＆）に示す様な矩形波管発振する発振器、Ｐ
Ｒｔ−Ｊトランジスタ（Ｊｌ、（Ｊｚｋ過電流から保護
する定めの過［流保護回路、ＤＶｔｊ＠２図（ｄ）、（
ｅ）に示す様なペース駆動信号を生ずる駆動回路である
。
斯かる構成の電源装置に１ トランジスタ及び変圧器な
どの利用率が比較的高く、大電力の変換に適した方式で
あるが、最近でに装置全小型軽量化すべく変換周波数を
高くする傾向がある定め、トランジスタなどの蓄積時間
が無視できなくなって未定。一般にトランジスタＱ ！
、Ｑｌの蓄積時間はｉ２図（ｂｌ〜（ｅ） ＶＣＣ小成
ペース駆動信号コレクタ電流との時間差であり、この蓄
積時間はトランジスタ及びその駆動条件により異なる。
どの利用率が比較的高く、大電力の変換に適した方式で
あるが、最近でに装置全小型軽量化すべく変換周波数を
高くする傾向がある定め、トランジスタなどの蓄積時間
が無視できなくなって未定。一般にトランジスタＱ ！
、Ｑｌの蓄積時間はｉ２図（ｂｌ〜（ｅ） ＶＣＣ小成
ペース駆動信号コレクタ電流との時間差であり、この蓄
積時間はトランジスタ及びその駆動条件により異なる。
従ってトランジスタＱｌ、Ｑ２の蓄積時間に差があれば
、トランジスタＱ１、Ｑｌの夫々のオン期間性その差分
だけ異なり、この現象が各サイクルで生ずれば駆動パル
スのパルス幅及びトランジスタの飽和電圧が等しい場合
、変圧器Ｔの磁くけ一方向に偏り続け、ついにｄ変圧器
１に飽ヰｌに至り、トランジスタＱｌ、Ｑｌの蓄積時間
の長い万に過大な電流が流れてしまう。
、トランジスタＱ１、Ｑｌの夫々のオン期間性その差分
だけ異なり、この現象が各サイクルで生ずれば駆動パル
スのパルス幅及びトランジスタの飽和電圧が等しい場合
、変圧器Ｔの磁くけ一方向に偏り続け、ついにｄ変圧器
１に飽ヰｌに至り、トランジスタＱｌ、Ｑｌの蓄積時間
の長い万に過大な電流が流れてしまう。
斯かる偏励磁による遺失電流から各回路部品を保護する
方法として、従来框抵抗ａｔ、ＲｔでトランジスタＱ１
、Ｑｌｋｆｌれる電流全検出し、この検出値が設定値を
越えろと過電流保躾回路４ヶ作動ζせてトランジスタＱ
ｌ、Ｑｌを強制的にターンオフさせているが、フェライ
トコアを用いた変圧器では飽和現象が速いため、トラン
ジスタＱｊ、Ｑｌの最大コレクタ電流に十分余裕があり
劃つ回路のレキュレーションがある程度入きくなるよう
ＶＣ設計【７なければ保護できず、また他の方法と１で
にトランジスタの蓄積時間、＠和電圧などの特性の等し
いものｔ選足して使用している。しかし上述において前
者の方法ｆｌ トラン／メタの芥１ｋに余裕？持たせね
ばならないので筒佃になり且つ変圧器が大型化する欠点
を肩１７、後背の方法げトランジスタの遺別にかなりの
貿用がかかるなどの欠点を有している。
方法として、従来框抵抗ａｔ、ＲｔでトランジスタＱ１
、Ｑｌｋｆｌれる電流全検出し、この検出値が設定値を
越えろと過電流保躾回路４ヶ作動ζせてトランジスタＱ
ｌ、Ｑｌを強制的にターンオフさせているが、フェライ
トコアを用いた変圧器では飽和現象が速いため、トラン
ジスタＱｊ、Ｑｌの最大コレクタ電流に十分余裕があり
劃つ回路のレキュレーションがある程度入きくなるよう
ＶＣ設計【７なければ保護できず、また他の方法と１で
にトランジスタの蓄積時間、＠和電圧などの特性の等し
いものｔ選足して使用している。しかし上述において前
者の方法ｆｌ トラン／メタの芥１ｋに余裕？持たせね
ばならないので筒佃になり且つ変圧器が大型化する欠点
を肩１７、後背の方法げトランジスタの遺別にかなりの
貿用がかかるなどの欠点を有している。
また他の偏励磁全抑止する方法として、スイッチングト
ランジスタ（Ｊｌ、Ｑｌの両者ｔＡｖＲ信号で制御しな
がら、夫々σ）トランジスタＱ１、Ｑｌを流れる電流全
比較Ｅ２て互いに等しくなるように両トランジス゛りＱ
ｌ、Ｑ２全パルス幅制御する方法もあるが、両トランジ
スタの夫々が２つの制御７アクタで制御されるので回路
構成が複雑になり、鳥価になるという欠点がある本発明
社前記の様な従来の欠点？除去するために、マスター側
の＠１の半導体スイッチング素子をＡＶＲ信号で制御Ｅ
５、スレーブ側のホ２の半導体スイッチング素子を流れ
るｔ流の検出値が前記第１の半導体スイッチング素子ｔ
ａれる− 電流のオフ信号発生時点での検出値に等しくなった時点
で第２の半導体スイッチング素子に対し７てヤフイＳ号
全発生することにより、第２の半導体スイッチング素子
全光れる１［ｆｉｋＪＩ ｊの半導体スイッチング素子
ｋｍれる電流に等しくなる様にして偏励磁全抑止するこ
とｔ％値としており、その目的に比較的簡単な回路構成
で電力変換用変圧器の偏動ｇ＆會確実に抑止することに
ある。
ランジスタ（Ｊｌ、Ｑｌの両者ｔＡｖＲ信号で制御しな
がら、夫々σ）トランジスタＱ１、Ｑｌを流れる電流全
比較Ｅ２て互いに等しくなるように両トランジス゛りＱ
ｌ、Ｑ２全パルス幅制御する方法もあるが、両トランジ
スタの夫々が２つの制御７アクタで制御されるので回路
構成が複雑になり、鳥価になるという欠点がある本発明
社前記の様な従来の欠点？除去するために、マスター側
の＠１の半導体スイッチング素子をＡＶＲ信号で制御Ｅ
５、スレーブ側のホ２の半導体スイッチング素子を流れ
るｔ流の検出値が前記第１の半導体スイッチング素子ｔ
ａれる− 電流のオフ信号発生時点での検出値に等しくなった時点
で第２の半導体スイッチング素子に対し７てヤフイＳ号
全発生することにより、第２の半導体スイッチング素子
全光れる１［ｆｉｋＪＩ ｊの半導体スイッチング素子
ｋｍれる電流に等しくなる様にして偏励磁全抑止するこ
とｔ％値としており、その目的に比較的簡単な回路構成
で電力変換用変圧器の偏動ｇ＆會確実に抑止することに
ある。
先−１０図及び第４図によって本発明の基本的な回路構
成？説明するが、図中、第１図で示した記号と同一の記
号は第１の部材に相当する部材を示している。マスター
−のスイッチングトランジスタＱ１にその駆動回路１）
Ｖｌからペース駆勧悟号？受け、スレーブ側のスイッチ
ングトランジスタＱ２汀その駆動回路ＤＶ２によって駆
動される。ここでは（、Ｊｌ、Ｑｌをトランジスタとし
て一明するが、Ｑｌ、Ｑ２／ｒｉ単一の、或いは並列接
続若しくｒｔｉ列接続しｔ複数のトランジスタ、ヅイリ
スタの様な半導体スイッチング素子會意味するものとす
る。
成？説明するが、図中、第１図で示した記号と同一の記
号は第１の部材に相当する部材を示している。マスター
−のスイッチングトランジスタＱ１にその駆動回路１）
Ｖｌからペース駆勧悟号？受け、スレーブ側のスイッチ
ングトランジスタＱ２汀その駆動回路ＤＶ２によって駆
動される。ここでは（、Ｊｌ、Ｑｌをトランジスタとし
て一明するが、Ｑｌ、Ｑ２／ｒｉ単一の、或いは並列接
続若しくｒｔｉ列接続しｔ複数のトランジスタ、ヅイリ
スタの様な半導体スイッチング素子會意味するものとす
る。
駆動旧１略１） Ｖ’ ｔは発釦ｏｌ路Ｏ８からの発振
信号８１に−より動作してトランジスタＱ１ｔ”オンさ
せ、パルス幅側（至）回路ＰＷからの第１のオフ信号＃
１全受けてトランジスタＱ＋ｌｒターンオフさせる。こ
のパルス幅制御回路は一般的なものであって、出力端子
＋ｒｏとＴ１０間の直流ａ土が基準値を越えるとオフ信
号−１ヶ発生する。
信号８１に−より動作してトランジスタＱ１ｔ”オンさ
せ、パルス幅側（至）回路ＰＷからの第１のオフ信号＃
１全受けてトランジスタＱ＋ｌｒターンオフさせる。こ
のパルス幅制御回路は一般的なものであって、出力端子
＋ｒｏとＴ１０間の直流ａ土が基準値を越えるとオフ信
号−１ヶ発生する。
一方、スレーブ側の駆動回路ＤＶＺは発振回路Ｏ８から
の信号Ｓ１とは１８０°位相が異なる見損信号Ｓ２によ
り動作してトランジスタＱ２鈴 全オンさせ、比較回転ＣＷＬからの第２のオフ信号６２
によりトランジスタＱ２ｉターンオフさせるものである
。比較回路ＣＭに、検出用抵抗Ｒ１ｋ介して検出された
トランジスタＱ２のコレクタ電ｆｉｔ Ｉ Ｃ２に比例
する検出信号のトランジスタＱ１のベース駆ｆＩｂ信号
が除去忌れる。即ちオフ信号＃１が発生する時点ｔ１で
の値を第４図彎）の様に保持するピーク値検出ホールド
回路ＤＨからのホールド信号Ｈｍと同図（ｅ）＃Ｃ示す
様なトランジスタＱ２のコレクタ電流ｔｍ出する検出抵
抗Ｒ２からの検出信号と會比較【７、該検出信号が前記
ホールド信号Ｈｍｔ越えた時点ｔ４でオフ信号−２食出
力する様になっているに伴いＷｃ４図（ｄｉ、（ｅｌに
示す様なコレクタ電流ＩＣＩ、ＩＣ２がｆｆ１）ＥｉＴ
の１次巻１１Ｎｔ、Ｎ’１ＫＲれることにより２次巻Ｍ
Ｎ２、Ｎ’２ Ｋは同図偽）に示すような電圧が誘起さ
れ、このときにｆ Ｂ−５Ｔ ＶＣｔｉｌｔ ７する励
磁屯ＡＩｈＨ同図（ｂ） （１’）様にナリ、ｆヨーり
：＋ｆルＣＨｋ流ｎ６（ｆｉＩＬｔｉ同図１ ｔｅｌの
様になる。ここで同図（山、（ｅ）における時間ｒ１、
ｒ２１′夫々トランジスタＱ＋、Ｑ２の蓄積時間ケ示し
ている。偏励磁についてｇＳ図ゲも用いて史に詳しく説
明する。
の信号Ｓ１とは１８０°位相が異なる見損信号Ｓ２によ
り動作してトランジスタＱ２鈴 全オンさせ、比較回転ＣＷＬからの第２のオフ信号６２
によりトランジスタＱ２ｉターンオフさせるものである
。比較回路ＣＭに、検出用抵抗Ｒ１ｋ介して検出された
トランジスタＱ２のコレクタ電ｆｉｔ Ｉ Ｃ２に比例
する検出信号のトランジスタＱ１のベース駆ｆＩｂ信号
が除去忌れる。即ちオフ信号＃１が発生する時点ｔ１で
の値を第４図彎）の様に保持するピーク値検出ホールド
回路ＤＨからのホールド信号Ｈｍと同図（ｅ）＃Ｃ示す
様なトランジスタＱ２のコレクタ電流ｔｍ出する検出抵
抗Ｒ２からの検出信号と會比較【７、該検出信号が前記
ホールド信号Ｈｍｔ越えた時点ｔ４でオフ信号−２食出
力する様になっているに伴いＷｃ４図（ｄｉ、（ｅｌに
示す様なコレクタ電流ＩＣＩ、ＩＣ２がｆｆ１）ＥｉＴ
の１次巻１１Ｎｔ、Ｎ’１ＫＲれることにより２次巻Ｍ
Ｎ２、Ｎ’２ Ｋは同図偽）に示すような電圧が誘起さ
れ、このときにｆ Ｂ−５Ｔ ＶＣｔｉｌｔ ７する励
磁屯ＡＩｈＨ同図（ｂ） （１’）様にナリ、ｆヨーり
：＋ｆルＣＨｋ流ｎ６（ｆｉＩＬｔｉ同図１ ｔｅｌの
様になる。ここで同図（山、（ｅ）における時間ｒ１、
ｒ２１′夫々トランジスタＱ＋、Ｑ２の蓄積時間ケ示し
ている。偏励磁についてｇＳ図ゲも用いて史に詳しく説
明する。
、ｉｇｓ図囚、［Ｆ］）は夫々、トランジスタＱ１、Ｑ
２の＆積時間が等しい場合と異なる場合とを示し、その
＋ａｌはトランジスタｔＪ＋、Ｑ２のコレクタ電ｔｌｔ
、ｌｃ＋ 、ＩＣ２會同−図面上に示したものであＬ（
ｂ）に変圧器Ｔの励磁電流Ｉｈ全示し、ここではＩｍＦ
Ｅ器ｒの各巻線の巻数比ｒすべて１とＦ７、チョークコ
イルＣｄの脈動ｄ１ｆＩｔは説明全量率Ｖこするため苓
（ＣＨＯ値紮無限大と仮定）としている。従って図面で
は出力１ｆｉｒｏＶ′Ｘ直線で表わされる。
２の＆積時間が等しい場合と異なる場合とを示し、その
＋ａｌはトランジスタｔＪ＋、Ｑ２のコレクタ電ｔｌｔ
、ｌｃ＋ 、ＩＣ２會同−図面上に示したものであＬ（
ｂ）に変圧器Ｔの励磁電流Ｉｈ全示し、ここではＩｍＦ
Ｅ器ｒの各巻線の巻数比ｒすべて１とＦ７、チョークコ
イルＣｄの脈動ｄ１ｆＩｔは説明全量率Ｖこするため苓
（ＣＨＯ値紮無限大と仮定）としている。従って図面で
は出力１ｆｉｒｏＶ′Ｘ直線で表わされる。
斯かる仮定のもとて先ずトランジスタＱ１、Ｑ２の蓄積
時間ｒ１、Ｔ２が等しい場合には、トランジスタＱ１、
Ｑ２のコレクター１ｆｉＩＣ＋Ｉｃ２ｔｌ、Ｉｃｔ ＝
ＩＣ２＝Ｉｏ＋Ｉｈ［なる。ここで変圧器Ｔの自己イン
ダクタンズ王ｔとすると、ＩｈはＩｈ＝Ｅ−ｔ／Ｌｔで
表わされるものであり（但しＦ２は直流電源璽旺じＢの
電圧）、電圧Ｅ會一定とすれば時間の経過と共に直線的
に増加する。従って１ｍ＞１図囚から明らかな様にトラ
ンジスタＱ１のオフ１に号＃１か発生する時刻ｔ１のと
きのコレクタ電ｔＩｔ、Ｉｃ＋＝ＩｍとトランジスタＱ
２の第２のオフ信号か発生せられる時刻ｔ４のときのコ
レクタ電流１ｃ２＝■１とｔ等しくするように制御すれ
ば、コレクタ電ｔＩＬＩＣ１、ＩＣ２の夫々のビーク１
ｔｔＩｔ、Ｉｐ１生 Ｉｐ２及びその立上り電流１１、Ｉｚ（ｔ＝０のＩＣ１
、ｔ＝ｔｓのＩＣ２）ｔＬ４しくなり、夫々の励磁電流
は、Ｉｈ＝Ｉｈ１＝Ｉｈ２になる。従ってこの場合は偏
励磁が生じない。
時間ｒ１、Ｔ２が等しい場合には、トランジスタＱ１、
Ｑ２のコレクター１ｆｉＩＣ＋Ｉｃ２ｔｌ、Ｉｃｔ ＝
ＩＣ２＝Ｉｏ＋Ｉｈ［なる。ここで変圧器Ｔの自己イン
ダクタンズ王ｔとすると、ＩｈはＩｈ＝Ｅ−ｔ／Ｌｔで
表わされるものであり（但しＦ２は直流電源璽旺じＢの
電圧）、電圧Ｅ會一定とすれば時間の経過と共に直線的
に増加する。従って１ｍ＞１図囚から明らかな様にトラ
ンジスタＱ１のオフ１に号＃１か発生する時刻ｔ１のと
きのコレクタ電ｔＩｔ、Ｉｃ＋＝ＩｍとトランジスタＱ
２の第２のオフ信号か発生せられる時刻ｔ４のときのコ
レクタ電流１ｃ２＝■１とｔ等しくするように制御すれ
ば、コレクタ電ｔＩＬＩＣ１、ＩＣ２の夫々のビーク１
ｔｔＩｔ、Ｉｐ１生 Ｉｐ２及びその立上り電流１１、Ｉｚ（ｔ＝０のＩＣ１
、ｔ＝ｔｓのＩＣ２）ｔＬ４しくなり、夫々の励磁電流
は、Ｉｈ＝Ｉｈ１＝Ｉｈ２になる。従ってこの場合は偏
励磁が生じない。
６Ｃ，ＶＣトランジスタＱ１、−２の蓄積時間τ１、Ｔ
２が異なる１１１１図（囚の場合シ’ＣＨ，ｒ２〉Ｔ１
と仮足し次とすると、夫々のトランジスタＱ１、−２の
ベース駆動信号か除去される。即ちｔ）１１４号が発生
せらｔＬる時刻ｔ１、Ｆ４におけ６コレクタａ流の値Ｉ
ｍとＴ８と金等しくするようにＭｒ＋記トランジスタケ
制御すれば、同図から明らかな様に７レクタぼ流ＩＣ＋
、Ｉ Ｃ，１ノピーク＆ａ■ｐ１、ＩＰ２ ｔｌＡな６
゜ここで出力［ｆｔ１ｏが一足と仮定しているのでｉＪ
＋磁或流Ｉ ｈ、は同図■（ｂ）で示すように偏った状
態で流扛ていることＫなる。っ１リコレクタ邂流のピー
ク値Ｉｔ）２がＩｐ＋［［べて大さくなると、励磁ｌｉ
ｔ流１ｂｓが増加するから次サイクルのコレクタ電流１
ｃ１の立上り（流に減少させ、従って電流値Ｉｍが減少
する。この結果、当然にトランジスタＱ２のコレク４１
［流の時刻ｔ４の値工８及びピーク値Ｉｐｚ１に減少さ
せる方向に働く。ここで正常な動作状態では（Ｔｍ＋τ
＋）＝（Ｔ＃十ｒｌ ）（但しＴ ｍ ％ Ｔ ＬＩｕ
夫々トランジスタＱ１、Ｑ２の駆動信号送出期間）であ
り、従って励磁電流Ｉｂ５＝Ｉｔｚ とおくことが出来
るので以下にこの条件で解析ケ進めると、トランジスタ
Ｑ１、Ｑ２のベース信号除去時刻ｔ１、ｔ４のコレクタ
電流値Ｉｍ、ｌ１ｌｉ、Ｉ ｍ ＝、−、ｅＴｔｎ＋
（Ｉ ｏ−Ｉｈ １）＝Ｉ ｇ＝ ” Ｔａ＋ （Ｌ、
ｏ−Ｉｈ２）Ｌ ・・・・・・・・・・・・（１） （但しＬｔｆｌｆ圧器Ｔの自己インダクタンスである。
２が異なる１１１１図（囚の場合シ’ＣＨ，ｒ２〉Ｔ１
と仮足し次とすると、夫々のトランジスタＱ１、−２の
ベース駆動信号か除去される。即ちｔ）１１４号が発生
せらｔＬる時刻ｔ１、Ｆ４におけ６コレクタａ流の値Ｉ
ｍとＴ８と金等しくするようにＭｒ＋記トランジスタケ
制御すれば、同図から明らかな様に７レクタぼ流ＩＣ＋
、Ｉ Ｃ，１ノピーク＆ａ■ｐ１、ＩＰ２ ｔｌＡな６
゜ここで出力［ｆｔ１ｏが一足と仮定しているのでｉＪ
＋磁或流Ｉ ｈ、は同図■（ｂ）で示すように偏った状
態で流扛ていることＫなる。っ１リコレクタ邂流のピー
ク値Ｉｔ）２がＩｐ＋［［べて大さくなると、励磁ｌｉ
ｔ流１ｂｓが増加するから次サイクルのコレクタ電流１
ｃ１の立上り（流に減少させ、従って電流値Ｉｍが減少
する。この結果、当然にトランジスタＱ２のコレク４１
［流の時刻ｔ４の値工８及びピーク値Ｉｐｚ１に減少さ
せる方向に働く。ここで正常な動作状態では（Ｔｍ＋τ
＋）＝（Ｔ＃十ｒｌ ）（但しＴ ｍ ％ Ｔ ＬＩｕ
夫々トランジスタＱ１、Ｑ２の駆動信号送出期間）であ
り、従って励磁電流Ｉｂ５＝Ｉｔｚ とおくことが出来
るので以下にこの条件で解析ケ進めると、トランジスタ
Ｑ１、Ｑ２のベース信号除去時刻ｔ１、ｔ４のコレクタ
電流値Ｉｍ、ｌ１ｌｉ、Ｉ ｍ ＝、−、ｅＴｔｎ＋
（Ｉ ｏ−Ｉｈ １）＝Ｉ ｇ＝ ” Ｔａ＋ （Ｌ、
ｏ−Ｉｈ２）Ｌ ・・・・・・・・・・・・（１） （但しＬｔｆｌｆ圧器Ｔの自己インダクタンスである。
）と表わされ、またコレクタ電流のピーク値ＩＰ’ １
ＩＰ２ は１ １ｐ１−（Ｉ ｏ−Ｉｈ ＋ ）＋ ” （Ｔｍ＋ｒ
＋ ３＝Ｉ ｏ＋ｔ Ｉｈ２・・・・・・・・・（２） Ｉｐ２＝（Ｉｏ−Ｉｈ２）＋ｔ、−ｔ（’Ｉ’ｓ＋τ２
）＝Ｉ ｏ−）Ｉｈ１・・・・・・・・・（３） となり以上の（１）〜（９式より ＋ｒ＋ ）＋（Ｔｍ＋ｒ＋ ）−（Ｔｓ＋ｒ２ン十（ｒ
ｚ−ｒｔ））・・・・・・・・・幀） Ｅ Ｅ Ｉ ｈ ２ 」ｐｔ （Ｔ ”＋τ１ ）＝ □□（（
Ｔｍ十τ２〕−（ｒｌ−τ・＞＋−＝＝＝−（！＋にな
る。
ＩＰ２ は１ １ｐ１−（Ｉ ｏ−Ｉｈ ＋ ）＋ ” （Ｔｍ＋ｒ
＋ ３＝Ｉ ｏ＋ｔ Ｉｈ２・・・・・・・・・（２） Ｉｐ２＝（Ｉｏ−Ｉｈ２）＋ｔ、−ｔ（’Ｉ’ｓ＋τ２
）＝Ｉ ｏ−）Ｉｈ１・・・・・・・・・（３） となり以上の（１）〜（９式より ＋ｒ＋ ）＋（Ｔｍ＋ｒ＋ ）−（Ｔｓ＋ｒ２ン十（ｒ
ｚ−ｒｔ））・・・・・・・・・幀） Ｅ Ｅ Ｉ ｈ ２ 」ｐｔ （Ｔ ”＋τ１ ）＝ □□（（
Ｔｍ十τ２〕−（ｒｌ−τ・＞＋−＝＝＝−（！＋にな
る。
ここで前述より（Ｔｍ＋τｌ ）＝（ＴＩ＋ｒ２）であ
り、そして偏励磁の程［會費わす励磁電流の直流分子Ｄ
ＣｔＩＤｃ＝（Ｉｈ＋−Ｉｈ２）／２で表わすと、 ＩＤＣ；Ｔ□１（τ２−τ１）・−・・・・・・・（６
） となる。
り、そして偏励磁の程［會費わす励磁電流の直流分子Ｄ
ＣｔＩＤｃ＝（Ｉｈ＋−Ｉｈ２）／２で表わすと、 ＩＤＣ；Ｔ□１（τ２−τ１）・−・・・・・・・（６
） となる。
ここで変圧器の直流偏磁量は磁束密度ＢＤｃで表わすと
、 ＢｂｃヨＬしＩＤｃ／Ｎ、ｓ８１／Ｎ、ｓφＥ（τ２−
Ｔ１ン／２・・・・・・・・・（７） （但しＮは変圧
器Ｔの１次巻線の巻数、Ｓは変圧器Ｔのコア断面積であ
る）になる。従って電力変換用変圧ＳＴＹ含む電力変換
部灯前記（７）式で示した磁束密度１３ｎｃが偏った状
態で動作するが、通常の設計においてに変圧器の磁束密
＆に電力変換部の半サイクルで最大磁束密度ＢｍａＸ
”’／Ｎ、Ｓ”’／２−（Ｔｎ＋ｒｔ）が最低限必要で
あり、このＢｍａｘに対する偏励磁分の比率は前記Ｂｎ
ｅ 、Ｂｍａｘから（Ｔ２ ”１）／２（Ｔｍ＋ｒｔ
）Ｉｃなる。
、 ＢｂｃヨＬしＩＤｃ／Ｎ、ｓ８１／Ｎ、ｓφＥ（τ２−
Ｔ１ン／２・・・・・・・・・（７） （但しＮは変圧
器Ｔの１次巻線の巻数、Ｓは変圧器Ｔのコア断面積であ
る）になる。従って電力変換用変圧ＳＴＹ含む電力変換
部灯前記（７）式で示した磁束密度１３ｎｃが偏った状
態で動作するが、通常の設計においてに変圧器の磁束密
＆に電力変換部の半サイクルで最大磁束密度ＢｍａＸ
”’／Ｎ、Ｓ”’／２−（Ｔｎ＋ｒｔ）が最低限必要で
あり、このＢｍａｘに対する偏励磁分の比率は前記Ｂｎ
ｅ 、Ｂｍａｘから（Ｔ２ ”１）／２（Ｔｍ＋ｒｔ
）Ｉｃなる。
異体的な例を考えると、２０Ｋ）Ｉｔ の変換周波数
で動作する電力変換Ｓに、（’ｆ’ｒｎ＋ｒ＋ ）が約
２５ｓＳであＪ）＋（ｒｌ １２）ｆｊ通常の動作状
萼では大きく見積っても５ｓＳ以下であるので（ｒｚ−
ｒｌ）−ａｓｍｓとすると（ｒｌ−ｒｌ）／２ （Ｔｍ
＋ｒ ｔ ）−ａ、０６と１にり、６優１度の余裕を変
圧器Ｔの磁束密度に与えれば十分である。以上の説明は
出力側のチョークコイルＣ■の値會無隈大とし、脈動電
流を零として考えたが、チョークコイルＣＩ（の値を有
限の値として考えても同様な結果が導出される。即ちチ
ョークコイルＣＨを流れる［ｆｉＦｘ、変圧ｔｓＴの１
次、２次の巻数比ｖｒｎとして１次側換算すると、その
換算した電流ｉｂに、ｉ Ｉ＋ ｔ＝ ｆｉ＋（ｌ」も
ｙｊ（トｂ【ヒコ珪Ｉｏト・・曲→）になるＬＣ２ ここでＬＣｎチョークコイルＣ）Ｉのインダクタンスで
あり、ｖＯは出力電圧である。
で動作する電力変換Ｓに、（’ｆ’ｒｎ＋ｒ＋ ）が約
２５ｓＳであＪ）＋（ｒｌ １２）ｆｊ通常の動作状
萼では大きく見積っても５ｓＳ以下であるので（ｒｚ−
ｒｌ）−ａｓｍｓとすると（ｒｌ−ｒｌ）／２ （Ｔｍ
＋ｒ ｔ ）−ａ、０６と１にり、６優１度の余裕を変
圧器Ｔの磁束密度に与えれば十分である。以上の説明は
出力側のチョークコイルＣ■の値會無隈大とし、脈動電
流を零として考えたが、チョークコイルＣＩ（の値を有
限の値として考えても同様な結果が導出される。即ちチ
ョークコイルＣＨを流れる［ｆｉＦｘ、変圧ｔｓＴの１
次、２次の巻数比ｖｒｎとして１次側換算すると、その
換算した電流ｉｂに、ｉ Ｉ＋ ｔ＝ ｆｉ＋（ｌ」も
ｙｊ（トｂ【ヒコ珪Ｉｏト・・曲→）になるＬＣ２ ここでＬＣｎチョークコイルＣ）Ｉのインダクタンスで
あり、ｖＯは出力電圧である。
（８）弐におφてインダクタンスＬＣｔ無限大とした場
合Ｉｏ１ｋｉｂｉＣ置き代えれば変圧ｉＩＴの偏磁量は
全く同様に算出され、同様な結果が得られる。
合Ｉｏ１ｋｉｂｉＣ置き代えれば変圧ｉＩＴの偏磁量は
全く同様に算出され、同様な結果が得られる。
以上述べた様に、スレーブ側のトランジスタＱ２（）コ
レクタ電流がマスター側のトランジスタＱ１のベース駆
動信号全除去、即ち第１のオフ信号が発生した時点ｔ１
のコレクタ電流の値Ｉｍと等しくなる時点ｔ４でトラン
ジスタＱ２のペース駆動信号ケ除去する。即ちｗＪ２の
オフ信号を生ずるように毎サイクル制御すれば、変圧器
に僅かな磁束密實の余裕を持たせるだけで偏励磁を抑止
して安定に動作させることが出来る。
レクタ電流がマスター側のトランジスタＱ１のベース駆
動信号全除去、即ち第１のオフ信号が発生した時点ｔ１
のコレクタ電流の値Ｉｍと等しくなる時点ｔ４でトラン
ジスタＱ２のペース駆動信号ケ除去する。即ちｗＪ２の
オフ信号を生ずるように毎サイクル制御すれば、変圧器
に僅かな磁束密實の余裕を持たせるだけで偏励磁を抑止
して安定に動作させることが出来る。
次に＠６図に示すブリッジ型インバータにｊ１本発明の
一実施例を説明するが、この図において第６図に示【７
た記号と険）−の記号は纂Ｓ図の部材に相当する部材を
示す。第１の駆ｗｈ回路ＤＶＩに、第１図（ａ）に示す
様な発振回路Ｏ８からの信号ヲ受けてマスター側のスイ
ッチングトランジスタＱ１及びＱ′１に同図り）に示す
様なペース駆動信号を与えてこれら全同時にターンオン
させる。この結果、第４図（ｄ）に示す様な電流が、電
源Ｅパ０の正側→変流１ｉｃＴ→トランジスタＱ１→変
圧器Ｔの１次巻線Ｎ１→トランジスタＱ１→電源Ｅ＠の
負側に至る閉回路で流ｎ１この電流は変流器ＣＴ１で検
出され、ピーク値検出ホールド回路ＤＨに印加される。
一実施例を説明するが、この図において第６図に示【７
た記号と険）−の記号は纂Ｓ図の部材に相当する部材を
示す。第１の駆ｗｈ回路ＤＶＩに、第１図（ａ）に示す
様な発振回路Ｏ８からの信号ヲ受けてマスター側のスイ
ッチングトランジスタＱ１及びＱ′１に同図り）に示す
様なペース駆動信号を与えてこれら全同時にターンオン
させる。この結果、第４図（ｄ）に示す様な電流が、電
源Ｅパ０の正側→変流１ｉｃＴ→トランジスタＱ１→変
圧器Ｔの１次巻線Ｎ１→トランジスタＱ１→電源Ｅ＠の
負側に至る閉回路で流ｎ１この電流は変流器ＣＴ１で検
出され、ピーク値検出ホールド回路ＤＨに印加される。
このピーク値検出ホールド回路ＤＨｒ！逆流阻止用ダイ
オードｄ１〜ｄ５、変流器ＣＴ１のリセット用抵抗器ｒ
１、トランジスタＱ１のコレクタ電流に比例する電流を
検出する抵抗器ｒ２、ノイズ吸収用コンデンサＣ１、ト
ランジス４Ｑｔのペース駆動信号が除去される時点（第
４図でＨｔ＝ｔ１）Ｋおけるコレクタ電流Ｉｃ１の値
Ｉｍに比例する電圧（以下ホールド値Ｈｍと言う）ｔピ
ークホールドするコンデンサＣ２、前記ホールドｌｉ［
Ｈｍ ｆクリヤするためのトランジスタＴｒｙ、及びト
ランジスタＱ１のペース駆動信号が除去される時点でオ
ンしその蓄積時間ｒ１の期間のみオンしてトランジスタ
Ｑ１の蓄積時間による検出電流？バイパスするトランジ
スタＴｒｔから構成されている。従って変流器ＣＴ１か
らの検出信号は抵抗ｒ１、ダイオード１ｓｔ介してコン
デンサＣ２ＶＣ充電され、この充電は、出力端子’ｒｏ
、Ｔ’ｕ間の出力電圧が設定値（達したときにパルス幅
制御回路ＰＷが生ずるオフ信号−１によりトランジスタ
Ｔｒ２ｍオン（１ｓ４図で＃Ｍｔ１）するまで行われる
。この結果、マスター側のトランジスタＱ１、Ｑｌのペ
ース駆動信号が除去される時点ｔ１における第４図Ｑ）
に示す様なコレクタ電流Ｉｍに比例する′１１Ｅｌ−Ｔ
：、つ−ｉｖホールド値Ｈｍが比較回路ＣＭの一万の端
子に成る期間中印加され続けろ。次に発振器Ｏ８からの
発振信号によりベース駆動回１１ＤＶ２が動作してスレ
ーブ側のトランジスタ１４２、Ｑ２紮ターンオンさせる
。変流器ＣＴ２にそのコレクタｔｔｉｔＩｃ２に検出し
、その検出信号はダイオードｄ４及びコンデンサＣ６な
どを介して比較回路ＣＭの他方の端子に印加される。比
較回路ＣＭは変流器ＣＴ２からの検出電圧がホールド値
Ｈｍｔ−越え６時点ｔ４（纂４図愉））で第２の駆動回
路ＤＶ２にオフ信号＃２會与える。この結果、トランジ
スタＱ２、Ｑ２のベースからはペース駆動信号が除去さ
れ、つまりマス４−［のトランジスタＱ１、Ｑｌのペー
ス駆動信号の除去時点ｔ１におけるコレクタ電流値Ｔｒ
ｎとコレクタ電流値ＩＩが等［−＜なった時点ｔ４でそ
のペース駆動信号が除去される。
オードｄ１〜ｄ５、変流器ＣＴ１のリセット用抵抗器ｒ
１、トランジスタＱ１のコレクタ電流に比例する電流を
検出する抵抗器ｒ２、ノイズ吸収用コンデンサＣ１、ト
ランジス４Ｑｔのペース駆動信号が除去される時点（第
４図でＨｔ＝ｔ１）Ｋおけるコレクタ電流Ｉｃ１の値
Ｉｍに比例する電圧（以下ホールド値Ｈｍと言う）ｔピ
ークホールドするコンデンサＣ２、前記ホールドｌｉ［
Ｈｍ ｆクリヤするためのトランジスタＴｒｙ、及びト
ランジスタＱ１のペース駆動信号が除去される時点でオ
ンしその蓄積時間ｒ１の期間のみオンしてトランジスタ
Ｑ１の蓄積時間による検出電流？バイパスするトランジ
スタＴｒｔから構成されている。従って変流器ＣＴ１か
らの検出信号は抵抗ｒ１、ダイオード１ｓｔ介してコン
デンサＣ２ＶＣ充電され、この充電は、出力端子’ｒｏ
、Ｔ’ｕ間の出力電圧が設定値（達したときにパルス幅
制御回路ＰＷが生ずるオフ信号−１によりトランジスタ
Ｔｒ２ｍオン（１ｓ４図で＃Ｍｔ１）するまで行われる
。この結果、マスター側のトランジスタＱ１、Ｑｌのペ
ース駆動信号が除去される時点ｔ１における第４図Ｑ）
に示す様なコレクタ電流Ｉｍに比例する′１１Ｅｌ−Ｔ
：、つ−ｉｖホールド値Ｈｍが比較回路ＣＭの一万の端
子に成る期間中印加され続けろ。次に発振器Ｏ８からの
発振信号によりベース駆動回１１ＤＶ２が動作してスレ
ーブ側のトランジスタ１４２、Ｑ２紮ターンオンさせる
。変流器ＣＴ２にそのコレクタｔｔｉｔＩｃ２に検出し
、その検出信号はダイオードｄ４及びコンデンサＣ６な
どを介して比較回路ＣＭの他方の端子に印加される。比
較回路ＣＭは変流器ＣＴ２からの検出電圧がホールド値
Ｈｍｔ−越え６時点ｔ４（纂４図愉））で第２の駆動回
路ＤＶ２にオフ信号＃２會与える。この結果、トランジ
スタＱ２、Ｑ２のベースからはペース駆動信号が除去さ
れ、つまりマス４−［のトランジスタＱ１、Ｑｌのペー
ス駆動信号の除去時点ｔ１におけるコレクタ電流値Ｔｒ
ｎとコレクタ電流値ＩＩが等［−＜なった時点ｔ４でそ
のペース駆動信号が除去される。
斯かる制御を行うことによって偏励磁を抑止できること
は前記説明から理解できよう。
は前記説明から理解できよう。
以上述べた様に本発明は、マスター側の半導体スイッチ
ング素子のみ音出力電圧に応じて直接ＡＶＲ動作させ、
スレーブ側の半導体スイッチング素子ｔマスター側の半
導体スイッチング素子を流れろ電５ＬＫ追従させて制御
する方法を採っているので、電源装置の制御部の構成【
簡単にすることが出来、励磁電流の偏り分の程度を容易
Ｋｇ出できるために回路定数の決定及び調ｌｌｌ１．【
簡単にすることか出来、高周波化に十分対応できる実用
性の大きな方法を提供するものでＴｏ６゜ 冑、ＩＩ！６図においてトランジスタＱ１、Ｑ２に交互
［１８０’の駆動信号を与え、トランジスタＱ１、Ｑ２
ｔある位相で交互にオン、オフ制御する場合にも同様に
適用出来る。またトランジスタの代りにサイリスタを用
−た場合には駆動信号除去時点、即ちオフ信号発生時点
は消弧信号発生時点になる。
ング素子のみ音出力電圧に応じて直接ＡＶＲ動作させ、
スレーブ側の半導体スイッチング素子ｔマスター側の半
導体スイッチング素子を流れろ電５ＬＫ追従させて制御
する方法を採っているので、電源装置の制御部の構成【
簡単にすることが出来、励磁電流の偏り分の程度を容易
Ｋｇ出できるために回路定数の決定及び調ｌｌｌ１．【
簡単にすることか出来、高周波化に十分対応できる実用
性の大きな方法を提供するものでＴｏ６゜ 冑、ＩＩ！６図においてトランジスタＱ１、Ｑ２に交互
［１８０’の駆動信号を与え、トランジスタＱ１、Ｑ２
ｔある位相で交互にオン、オフ制御する場合にも同様に
適用出来る。またトランジスタの代りにサイリスタを用
−た場合には駆動信号除去時点、即ちオフ信号発生時点
は消弧信号発生時点になる。
第１図は峨力変換用変圧ｍ１ｒ備え友従来の電源装ｗ１
會示す図、纂２図は従来及び本発明を説明するための各
部の［形、ＩＩＬ６図は本発明の方法會実施するための
基本的な回路構成図、纂４図に本発明１に説明するため
の各部の電流電圧波形管ボす図、ｐＪｓ図に偏ｍ磁を説
明するためのｗｌ流ｗ！拳を示す図、第６図は本発明の
一実施例を実施するための電源装置の１ｇＮ路−成図で
るるＱｌ、Ｑｌ、Ｏ２、Ｑ′２・・・半導体スイッチン
グ素子 ＤＶＩ、Ｄ Ｖ ２−・・駆動回路 ｐｗ−・パルス幅制御回路 ＤＨ・−ビーク値検出ホールド−路 ＣＭ−・・比４Ｉ２回路 Ｏ８・・・発振器 Ｅ−・・・ＩＩｆｌＬ電源 日本電侶電詰公社 特許出願人 オリジン電気株式会社 第１図 （ｃｌ Ｑｚコしクタ電５飄 −−ｆ丁
二丁二］ 、、、 −一［ニア下７］−＋ｃＡ
）ＱＩＪｌｉ山信号 −」Ｔ］−一「コーーーーーー＋
−ｅｌ Ｑｚ！ｆｌｔｈ（’Ｉ’ｊ −−、−一−」
ＩＦ 、、、−−−−、ｊ］−第 ２ 図 Ｏ包 招 ３ 図
會示す図、纂２図は従来及び本発明を説明するための各
部の［形、ＩＩＬ６図は本発明の方法會実施するための
基本的な回路構成図、纂４図に本発明１に説明するため
の各部の電流電圧波形管ボす図、ｐＪｓ図に偏ｍ磁を説
明するためのｗｌ流ｗ！拳を示す図、第６図は本発明の
一実施例を実施するための電源装置の１ｇＮ路−成図で
るるＱｌ、Ｑｌ、Ｏ２、Ｑ′２・・・半導体スイッチン
グ素子 ＤＶＩ、Ｄ Ｖ ２−・・駆動回路 ｐｗ−・パルス幅制御回路 ＤＨ・−ビーク値検出ホールド−路 ＣＭ−・・比４Ｉ２回路 Ｏ８・・・発振器 Ｅ−・・・ＩＩｆｌＬ電源 日本電侶電詰公社 特許出願人 オリジン電気株式会社 第１図 （ｃｌ Ｑｚコしクタ電５飄 −−ｆ丁
二丁二］ 、、、 −一［ニア下７］−＋ｃＡ
）ＱＩＪｌｉ山信号 −」Ｔ］−一「コーーーーーー＋
−ｅｌ Ｑｚ！ｆｌｔｈ（’Ｉ’ｊ −−、−一−」
ＩＦ 、、、−−−−、ｊ］−第 ２ 図 Ｏ包 招 ３ 図
Claims (1)
- 電力変換用変圧器の１次巻線の各々の端子に直列接続さ
れ几１対の半導体スイッチング素子全交互にオン・オフ
はぜることにより前記変圧器の２次巻線間に所望の交流
電圧ケ得るような電力変換部を備えた電源装置ｉｔにお
いて、出力電圧が一定になるように該出力電圧に応じて
第１の前記半導体スイッチング素子金パルス幅制御［７
、第２の前記半導体スイッチング素子全通流する電流が
第１の前記半導体スイッチング素子に対する＠１のオフ
信号が発生せられる時点において骸素子を通流していた
電流の値と略等（７くなつ友時点で発生せられる第２の
オフ信号により前記第２の半導体スイッチング素子をタ
ーンオフする様に制御することにより前記変圧器の偏磁
全抑止したこと全特徴とする電力変換用変圧器の偏励磁
抑止方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57069654A JPS58190282A (ja) | 1982-04-27 | 1982-04-27 | 電力変換用変圧器の偏励磁抑止方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57069654A JPS58190282A (ja) | 1982-04-27 | 1982-04-27 | 電力変換用変圧器の偏励磁抑止方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58190282A true JPS58190282A (ja) | 1983-11-07 |
| JPH0522471B2 JPH0522471B2 (ja) | 1993-03-29 |
Family
ID=13409036
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57069654A Granted JPS58190282A (ja) | 1982-04-27 | 1982-04-27 | 電力変換用変圧器の偏励磁抑止方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58190282A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61164470A (ja) * | 1985-01-07 | 1986-07-25 | アライド・コーポレーシヨン | パルス幅変調電力制御装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5368821A (en) * | 1976-11-29 | 1978-06-19 | Philips Nv | Currenttbalancing circuit |
-
1982
- 1982-04-27 JP JP57069654A patent/JPS58190282A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5368821A (en) * | 1976-11-29 | 1978-06-19 | Philips Nv | Currenttbalancing circuit |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61164470A (ja) * | 1985-01-07 | 1986-07-25 | アライド・コーポレーシヨン | パルス幅変調電力制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0522471B2 (ja) | 1993-03-29 |
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