JP2022136679A - 双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにつき、軽負荷時においてもＡＲＣＰ回路の動作を停止せずに継続させ、スイッチングロスの低減効果を実現する。【解決手段】ＡＲＣＰ回路１０における転流制御回路１１は、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑt1とローサイドの転流用スイッチング素子Ｑt2とを含む転流用スイッチ直列回路１１ａと、共振用リアクトルＬｒと転流用スイッチ直列回路１１ａとの間に一次巻線ＬT1が接続された共振用トランスＴ１とを有する。整流回路１２は、共振用トランスの二次巻線ＬT2に誘起される電力を受電して第１の平滑コンデンサＣ１に対してハイサイドライン側からローサイドライン側に向けた一方向にのみ電流を供給する。軽負荷時に共振用リアクトルＬｒのインダクタンスを減少させる共振インダクタンス減少手段（バイパス回路１３）が設けられている。【選択図】図１

Description

本発明は、蓄電システムなどに用いられるＡＲＣＰ（Auxiliary Resonant Commutated Pole：補助共振転流ポール）回路を備えた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

夜間に価格の安い電力を蓄電池に蓄電しておき、昼間に蓄電池からの放電で機器を運転する蓄電システムは、蓄電池のほか、系統電源に接続される双方向インバータ、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータなどを備えて構成される。

蓄電システムはいまだ高価なものであり、蓄電池の直列数を削減することで価格を下げる努力がなされている。蓄電池の直列数を削減すると、電池電圧が低下し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの昇降圧比が増加（充電時は降圧比増加、放電時は昇圧比増加）するため、変換効率の悪化が問題となっていた。効率悪化の対策技術としてＡＲＣＰ回路が提案されている。

しかしながら、ＡＲＣＰ回路を採用しても、蓄電池の低価格化を考慮すると、昇降圧比が５倍程度にもなり、変換効率のさらなる改善が求められている。そこで、本出願人は図２３、図２４、図２５および図１５に示すような改良型のＡＲＣＰ回路を備えた双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを提案している。これらの各回路の基本的動作はほぼ共通している。

以下、図１５の回路構成を例に挙げて説明する。図１５において、Ｔ_p1は双方向インバータ側（本発明の「一方端側」）のハイサイド入出力端子、Ｔ_n1は双方向インバータ側のローサイド入出力端子、Ｔ_p2は蓄電池側（本発明の「他方端側」）のハイサイド入出力端子、ＢＴは蓄電池、Ｔ_n2は蓄電池側のローサイド入出力端子、Ｌ１はハイサイドライン、Ｌ２はローサイドライン、Ｃ１は第１の平滑コンデンサ、Ｃ２は第２の平滑コンデンサ、Ｑ_m1はハイサイドのメインスイッチング素子、Ｑ_m2はローサイドのメインスイッチング素子、Ｄ_m1，Ｄ_m2は逆並列接続のダイオード（寄生ダイオード）、Ｃ_r1，Ｃ_r2は共振用コンデンサ（寄生コンデンサ）、Ｌoutは出力用（充電方向で見た場合）の直流リアクトル、１０はＡＲＣＰ回路、１１は転流制御回路、１２は整流回路、Ｌｒは共振用リアクトル、Ｑ_t1はハイサイドの転流用スイッチング素子、Ｑ_t2はローサイドの転流用スイッチング素子、Ｄ_t1，Ｄ_t2は逆並列接続のダイオード（寄生ダイオード）、Ｔ１は充放電兼用の共振用トランス、Ｌ_T1は共振用トランスＴ１の一次巻線で、この一次巻線Ｌ_T1はセンタータップを有しない１つ巻線方式の巻線に構成されている。Ｌ_T2は共振用トランスＴ１のセンタータップ方式の二次巻線、Ｌ_T21 は二次巻線Ｌ_T2における第１の二次巻線、Ｌ_T22 は二次巻線Ｌ_T2における第２の二次巻線、Ｄ１は第１の整流ダイオード、Ｄ２は第２の整流ダイオードである。

図２３の場合、ＡＲＣＰ回路１０の構成要素である転流制御回路１１の共振用トランスＴ０の一次巻線Ｎ_H1，Ｎ_L1に転流用スイッチング素子Ｑ_t1，Ｑ_t2を接続する直列回路において、その内部に逆流防止用のダイオードＤ_G1，Ｄ_G2を挿入しておく必要がある。図２５の場合は、逆流防止用のダイオードＤ３，Ｄ４を挿入しておく必要がある。しかしながら、逆流防止用のダイオードにおいて電力消費が大きいという問題がある。

図１５の回路構成の場合、共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1が共振用リアクトルＬｒに直列に接続されているため、逆流防止用のダイオードを省略できる。

次に、図１５に示す双方向ＤＣ／ＤＣコンバータについて、図１５～図２０および図２１のタイミングチャート（波形図）を用いて蓄電池からの放電モードの動作を説明する。

［Ａ１］転流前定常状態
図１５に示すように、ハイサイドおよびローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1，Ｑ_m2、ハイサイドおよびローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1，Ｑ_t2のいずれもがオフ状態にあるとき（図２１のタイミングｔ₁ ）、直流リアクトルＬoutがエネルギーを放出すると、第２の平滑コンデンサＣ２に並列接続されている蓄電池ＢＴからの出力電流は、〔蓄電池ＢＴの正極端子→直流リアクトルＬout→ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1に逆並列接続の寄生ダイオードＤ_m1→（ハイサイドラインＬ１）→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→（ローサイドラインＬ２）→蓄電池ＢＴの負極端子〕の経路で流れる。ここでは蓄電池ＢＴの放電によって第１の平滑コンデンサＣ１に対する充電が行われている。第１の平滑コンデンサＣ１の両端子間の印加電圧、すなわち、ハイサイド入出力端子Ｔ_p1とローサイド入出力端子Ｔ_n1間の電圧は当該端子間に接続された双方向インバータ（図示省略）に出力され、双方向インバータを介して端子Ｔ_p1から端子Ｔ_n1に向けて電流が流れる。この動作モードは、転流動作以前の定常状態である。転流前にあっては、転流制御回路１１には電流は流れず、整流回路１２にも電流は流れない。

［Ａ２］転流開始
図１６に示すように、タイミングｔ₂ において、転流制御回路１１におけるローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2がターンオンすると、上記［Ａ１］で逆並列接続の寄生ダイオードＤ_m1に流れていた電流が徐々にローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2の側に転流する。その転流電流は、〔蓄電池ＢＴ→直流リアクトルＬout→共振用リアクトルＬｒ→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2→蓄電池ＢＴ〕の経路で流れる。

併せて、共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1から二次巻線Ｌ_T2に誘起された電力により、整流回路１２において、〔第１の二次巻線Ｌ_T21 →第１の整流ダイオードＤ１→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→二次巻線Ｌ_T2のセンタータップ〕の経路と、〔第２の二次巻線Ｌ_T22 →第２の整流ダイオードＤ２→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→二次巻線Ｌ_T2のセンタータップ〕の経路とに電流が流れる。

すなわち、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2がターンオンすることによって、それまでエネルギーを蓄積していた直流リアクトルＬoutからエネルギーの放出が開始される。これにより、共振回路系における共振電流の生成の開始点となる。ここでは、第１の平滑コンデンサＣ１に対する充電が継続されている。

［Ａ３］共振開始
図１７に示すように、タイミングｔ₃ において、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2はオン状態を継続し、上記［Ａ２］の状態で流れていた〔蓄電池ＢＴ→直流リアクトルＬout→共振用リアクトルＬｒ→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2→蓄電池ＢＴ〕の経路では引き続き電流が流れるが、共振用リアクトルＬｒおよび共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1を流れる電流が直流リアクトルＬoutを流れる電流を超えると、ハイサイドおよびローサイドの共振用コンデンサＣ_r1，Ｃ_r2が充放電を開始する。すなわち、〔ローサイドの共振用コンデンサＣ_r2→共振用リアクトルＬｒ→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2→ローサイドの共振用コンデンサＣ_r2〕の経路と、〔第１の平滑コンデンサＣ１→ハイサイドの共振用コンデンサＣ_r1→共振用リアクトルＬｒ→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2→第１の平滑コンデンサＣ１〕の経路で電流が流れる。その結果、ハイサイドおよびローサイドの共振用コンデンサＣ_r1，Ｃ_r2と共振用トランスＴ１のリーケージインダクタンスとで共振が開始される。

ハイサイドの共振用コンデンサＣ_r1では充電が行われ、ローサイドの共振用コンデンサＣ_r2では放電が行われる。ローサイドの共振用コンデンサＣ_r2、共振用リアクトルＬｒ、共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2からなる共振回路系を流れる共振電流ｉ_r の波形は、０レベルから正弦波状に立ち上がり、ピークに達するとこんどは０レベルに向けて立ち下がる。

また、タイミングｔ₃ からタイミングｔ₄ にかけて、ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2の印加電圧（ドレイン・ソース間電圧）が低減し、タイミングｔ₄ におけるゼロボルトへと接近してゆく。なお、整流回路１２での電流の流れは上記［Ａ２］と同様のものとなる。

［Ａ４］定常状態への遷移
図１８に示すように、ローサイドの共振用コンデンサＣ_r2の両端電圧つまりローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2にかかるドレイン・ソース間電圧が０レベルになったタイミングｔ₄ において、そのメインスイッチング素子Ｑ_m2がターンオンする。このローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2のターンオンは、共振現象によるソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ））を利用するものであり、スイッチングロスの軽減が図られている。

このタイミングｔ₄ では、ハイサイドの共振用コンデンサＣ_r1に対する充電とローサイドの共振用コンデンサＣ_r2からの放電が終了し、第１の接続ノードＮ１の電圧がゼロボルトとなる。ただし、上記［Ａ２］、［Ａ３］の状態で流れていた〔蓄電池ＢＴ→直流リアクトルＬout→共振用リアクトルＬｒ→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2→蓄電池ＢＴ〕の経路では引き続き電流が流れる。

ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2がターンオンすると、そのメインスイッチング素子Ｑ_m2に電流が分流する。すなわち、共振用リアクトルＬｒに流れる電流（共振電流）が徐々に減少し、それまで〔蓄電池ＢＴ→直流リアクトルＬout→共振用リアクトルＬｒ→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2→蓄電池ＢＴ〕の経路で流れていた電流が、〔蓄電池ＢＴ→直流リアクトルＬout→ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2→蓄電池ＢＴ〕の経路の流れへと遷移する。前者の共振電流は次第に減少し、後者のメインスイッチング素子Ｑ_m2を流れるドレイン電流は次第に増加する（タイミングｔ₄ ～ｔ₅ ）。共振回路系を流れる共振電流ｉ_r の波形は、ピーク経過後は０レベルに向けて立ち下がってゆく。

なお、整流回路１２での電流の流れは上記［Ａ２］，［Ａ３］と同様のものとなる。

［Ａ５］定常状態
図１９に示すように、タイミングｔ₅ は共振用リアクトルＬｒおよび共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1を通る共振電流が無くなった時点であるが、その直後のタイミングｔ₆ において、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2がターンオフする。この転流用スイッチング素子Ｑ_t2のターンオフはソフトスイッチング（ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））を利用するものであり、スイッチングロスの軽減が図られている。

蓄電池ＢＴからの電流は、〔蓄電池ＢＴ→直流リアクトルＬout→ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2→蓄電池ＢＴ〕の経路のみを流れることになる。転流制御回路１１における共振用リアクトルＬｒおよび共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1を通る共振電流は流れなくなるとともに、整流回路１２でも電流は流れなくなり、定常状態に移行する。その結果、直流リアクトルＬoutにエネルギーが蓄積される。

［Ａ６］転流前定常状態へ回帰
図２０に示すように、タイミングｔ₇ において、ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2がターンオフすると、［Ａ１］の転流前定常状態に回帰する。このメインスイッチング素子Ｑ_m2のターンオフはソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ））を利用するものであり、スイッチングロスの軽減が図られている。

"高効率・双方向絶縁型ＤＣＤＣコンバータ"、[online]、2014年、ポニー電機株式会社、［令和3年2月17日検索］、インターネット<URL:http://pony-e.jp/High_efficiency_bi-directional_insulated_DCDCconverter.pdf>

上記の従来例の説明において、図２１は負荷条件が標準負荷の場合のタイミングチャート（波形図）を表している。ここで、ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2を流れる電流ｉ_m2の波形と共振用リアクトルＬｒを流れる共振電流ｉ_rの波形との関係を考察する。

共振電流ｉ_r の波形がピークを過ぎた時点から０レベルに収束するタイミングｔ₄ 辺りからタイミングｔ₆ の期間において、メインスイッチング素子Ｑ_m2を流れる電流ｉ_m2の波形が立ち上がり、これに連動するかたちで共振電流ｉ_r の波形が立ち下がっている。つまり、一方の増加のタイミングと他方の減少のタイミングとが互いに重なり合って、全体としてバランスが図られており、共振電流ｉ_r の正弦波状の波形形成を支えている。

しかしながら、このような適正な動作態様は、負荷条件が標準負荷であるという制約のもとに成立している。もし、負荷条件が軽負荷となれば、動作態様は不適正なものとなってしまう。以下、この問題点について説明する。

軽負荷時にあっては、図２２に示すように、ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2のオン期間が短いものとなり、これに伴ってローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2を流れる電流ｉ_m2のパルス幅も短いものとなる。それにもかかわらず、共振電流ｉ_r の波形が標準負荷の場合（図２１）と同様の比較的大きな時間幅をもつもののままであるために、メインスイッチング素子Ｑ_m2を流れる電流ｉ_m2の波形の立ち上がりの期間と同じ期間に共振電流ｉ_r の波形も立ち上がることとなり、一方の増加のタイミングと他方の増加のタイミングとが互いに重なり合ってしまい、上記の標準負荷の場合の、一方の増加のタイミングと他方の減少のタイミングとが互いに重なり合ってバランスを保つという条件が崩れてしまっている。また、共振電流ｉ_r のピークを過ぎた時点から０レベルに収束する時点までの正弦半波の後半部が、メインスイッチング素子Ｑ_m2を流れる電流ｉ_m2の波形の“Ｈ”レベル部分からはみ出したかたちになっている。

このような共振電流ｉ_r の波形の位相関係の齟齬は、軽負荷時においてＡＲＣＰ回路の共振許容時間が確保できないということを意味し、そのことのために軽負荷時にはＡＲＣＰ回路の動作を一時的に停止させなければならず、結果としてスイッチングロスを増大させる不都合を招いていた。

以上の不具合の問題は、図１５～図２０で説明したところの、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2のターンオンからローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2のターンオンを経て、次いでローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2のターンオフからローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2のターンオフに至る遷移を伴う放電モード（昇圧モード）において、軽負荷時に発生するものであるが、同様の問題が、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1のターンオンからハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1のターンオンを経て、次いでハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1のターンオフからハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1のターンオフに至る遷移を伴う充電モード（降圧モード）においても、軽負荷時に発生する。

本発明はこのような事情に鑑みて創作したものであり、負荷条件が軽負荷になっても、ＡＲＣＰ回路の動作を停止せずに継続させて対応でき、スイッチングロスの低減効果を実現することを目的としている。

本発明は、次の手段を講じることにより上記の課題を解決する。

本発明による双方向ＤＣ／ＤＣコンバータは、
一方端側のハイサイド入出力端子とローサイド入出力端子との間に接続された第１の平滑コンデンサと、
他方端側のハイサイド入出力端子とローサイド入出力端子との間に接続された第２の平滑コンデンサと、
前記一方端側のハイサイド入出力端子と前記他方端側のハイサイド入出力端子とを接続するハイサイドラインに挿入された、ハイサイドのメインスイッチング素子と出力用の直流リアクトルとの直列回路と、
前記一方端側のローサイド入出力端子と前記他方端側のローサイド入出力端子とを接続するローサイドラインと、前記ハイサイドのメインスイッチング素子と前記直流リアクトルとを接続する第１の接続ノードとの間に挿入されたローサイドのメインスイッチング素子と、
転流制御回路と整流回路からなり、前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に接続されたＡＲＣＰ回路とを備え、
前記転流制御回路は、
前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に直列に接続されたハイサイドの転流用スイッチング素子とローサイドの転流用スイッチング素子とを含む転流用スイッチ直列回路と、
前記第１の接続ノードに一端が接続された共振用リアクトルと、
前記共振用リアクトルの他端と前記転流用スイッチ直列回路との間に一次巻線が接続された共振用トランスとを有し、
前記整流回路は、前記共振用トランスの二次巻線に誘起される電力を受電可能な状態で前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に接続され、前記第１の平滑コンデンサに対して前記ハイサイドライン側から前記ローサイドライン側に向けた一方向にのみ電流を供給するように構成され、
さらに、軽負荷時に前記共振用リアクトルのインダクタンスを減少させる共振インダクタンス減少手段を備えることを特徴とする。

本発明の上記構成によれば、次のような作用効果が発揮される。

負荷条件が軽負荷でなくて標準負荷のときは、共振インダクタンス減少手段が不動作で、共振用リアクトルはＡＲＣＰ回路内の転流制御回路においてその本来の実効性を発揮し、共振回路系の全インダクタンス値は比較的大きなものとなる。このため、ハイサイド・ローサイドの各一方サイドにおいて転流用スイッチング素子およびメインスイッチング素子のオンデューティが比較的に大きくて標準負荷状態にあるときは、共振電流の０レベルからピーク値を経て０レベルへ戻るまでの時間幅を持つ半波相当部分が、転流用スイッチング素子の立ち上がりタイミングからメインスイッチング素子の立ち下がりタイミングまでの時間領域内に収まる。

負荷条件が標準負荷から軽負荷になると、ハイサイドまたはローサイドのメインスイッチング素子のオン時間を短く、オフ時間を長くする必要がある。その結果、転流用スイッチング素子およびメインスイッチング素子のオンデューティが短いものとなるが、従来技術の場合、共振電流の半波相当部分が転流用スイッチング素子の立ち上がりタイミングからメインスイッチング素子の立ち下がりタイミングまでの時間領域内に収まりきらなくなる。つまり、軽負荷になると、ＡＲＣＰ回路の共振許容時間を確保することができなくなり、ＡＲＣＰ回路の動作を停止することで対応しなければならない（スイッチングロスの増加）。

これに対し、本発明においては、負荷条件が標準負荷から軽負荷になると、共振インダクタンス減少手段が動作して共振用リアクトルのインダクタンスが減少する。共振回路系の全インダクタンス値を小さくすると、共振電流の周波数が高いものに切り替わり、共振電流の共振電流の０レベルからピーク値を経て０レベルへ戻るまでの半波相当部分の時間幅が短縮化される（共振電流の波形が急峻化する）。

つまり、軽負荷時には転流用スイッチング素子およびメインスイッチング素子のオンデューティが短縮化するのに対応させて、共振電流の半波相当部分の時間幅も短縮化するので、共振電流の半波相当部分が、転流用スイッチング素子の立ち上がりタイミングからメインスイッチング素子の立ち下がりタイミングまでの時間領域内に収まることとなり、ＡＲＣＰ回路の共振許容時間を確保することができる。

上記観点から、共振インダクタンス減少手段の動作タイミングとしては、転流用スイッチング素子の立ち上がりタイミングからメインスイッチング素子の立ち下がりタイミングまでの時間が共振電流の半波相当部分の時間幅を超えるタイミングで共振インダクタンス減少手段を動作させることが好ましい。

ここで、共振インダクタンス減少手段として、共振用リアクトルの両端子間に、当該共振用リアクトルを軽負荷時にバイパスして短絡するためのバイパス回路が接続されていることが好ましい。この構成によれば、共振用リアクトルの両端子間を短絡し、共振用リアクトルを共振回路系から切り離すことができる。すなわち、共振用リアクトルが有しているインダクタンス値を共振回路系において無効化することができる。

本発明によれば、軽負荷時に共振用リアクトルのインダクタンスを減少させる共振インダクタンス減少手段を設けたので、軽負荷時には転流用スイッチング素子およびメインスイッチング素子のオンデューティが短縮化するのに対応させて、共振電流の半波相当部分の時間幅も短縮化する。その結果、共振電流の半波相当部分が、転流用スイッチング素子の立ち上がりタイミングからメインスイッチング素子の立ち下がりタイミングまでの時間領域内に収まることとなり、ＡＲＣＰ回路の共振許容時間を確保することができ、負荷条件が軽負荷になっても、ＡＲＣＰ回路の動作を停止せずに継続させて対応し、スイッチングロスの低減効果を軽負荷時においても実現することができる。

本発明の実施例における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の放電動作説明図（その１） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の放電動作説明図（その２） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の放電動作説明図（その３） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の放電動作説明図（その４） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の放電動作説明図（その５） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の放電動作説明図（その６） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明に供するタイムチャート（波形図） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の充電動作説明図（その１） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の充電動作説明図（その２） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の充電動作説明図（その３） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の充電動作説明図（その４） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の充電動作説明図（その５） 実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの軽負荷時の充電動作説明図（その６） 従来例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その１） 従来例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その２） 従来例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その３） 従来例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その４） 従来例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その５） 従来例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明図（その６） 従来例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作説明に供するタイムチャート（波形図） 従来例の問題点を指摘するタイミングチャート（波形図） その他の従来例の回路図（その１） その他の従来例の回路図（その２） その他の従来例の回路図（その３）

以下、上記構成の本発明の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータにつき、その実施の形態を具体的な実施例のレベルで詳しく説明する。

図１は本発明の実施例における双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す回路図である。図１において、Ｔ_p1は双方向インバータ側（本発明の「一方端側」）のハイサイド入出力端子、Ｔ_n1は双方向インバータ側のローサイド入出力端子、Ｔ_p2は蓄電池側（本発明の「他方端側」）のハイサイド入出力端子、Ｔ_n2は蓄電池側のローサイド入出力端子、Ｌ１はハイサイド入出力端子Ｔ_p1とハイサイド入出力端子Ｔ_p2とを接続するハイサイドライン、Ｌ２はローサイド入出力端子Ｔ_n1とローサイド入出力端子Ｔ_n2とを接続するローサイドライン、Ｃ１はインバータ側のハイサイド入出力端子Ｔ_p1とローサイド入出力端子Ｔ_n1との間に接続された第１の平滑コンデンサ、Ｃ２は蓄電池側のハイサイド入出力端子Ｔ_p2とローサイド入出力端子Ｔ_n2との間に接続された第２の平滑コンデンサ、Ｑ_m1はハイサイドのメインスイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）、Ｑ_m2はローサイドのメインスイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）、Ｄ_m1はハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1の両端子間（ドレイン・ソース間）の逆並列接続のダイオード（寄生ダイオード）、Ｃ_r1は同じ両端子間の共振用コンデンサ、Ｄ_m2はローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2の両端子間（ドレイン・ソース間）の逆並列接続のダイオード（寄生ダイオード）、Ｃ_r2は同じ両端子間の共振用コンデンサ、Ｌoutは出力用の直流リアクトルである。

なお、ハイサイドおよびローサイドの入出力端子Ｔ_p1－Ｔ_n1間に接続される機器は双方向インバータに限らず、またハイサイドおよびローサイドの入出力端子Ｔ_p2－Ｔ_n2間に接続される機器も蓄電池ＢＴに限らず、直流電力を入出力可能な機器であればよい。

ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1と直流リアクトルＬoutとの直列回路がハイサイドラインＬ１に挿入されている。ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1はそのドレインがインバータ側のハイサイド入出力端子Ｔ_p1に接続され、そのソースが直流リアクトルＬoutの一端に接続され、直流リアクトルＬoutの他端が蓄電池側のハイサイド入出力端子Ｔ_p2に接続されている。ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2は、そのドレインがハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1と直流リアクトルＬoutとの接続点である第１の接続ノードＮ１に接続され、そのソースがローサイドラインＬ２に接続されている。

１０はハイサイドラインＬ１とローサイドラインＬ２との間に接続されたＡＲＣＰ（補助共振転流ポール）回路であり、転流制御回路１１と整流回路１２を備えている。

転流制御回路１１の構成要素として、１１ａは転流用スイッチ直列回路、Ｌｒは共振用リアクトル、Ｔ１は共振用トランス（ＡＲＣＰ共振用トランス）、Ｑ_t1はハイサイドの転流用スイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）、Ｑ_t2はローサイドの転流用スイッチング素子（ＮＭＯＳトランジスタ）である。Ｌ_T1は共振用トランスＴ１の一次巻線で、この一次巻線Ｌ_T1はセンタータップを有しない１つ巻線方式の巻線に構成されている。Ｌ_T2は共振用トランスＴ１のセンタータップ方式の二次巻線、ＬT21 は二次巻線ＬT2における第１の二次巻線 共振用リアクトルＬｒの一端は第１の接続ノードＮ１に接続され、共振用リアクトルＬｒの他端は共振用トランスＴ１における一次巻線Ｌ_T1の一端に接続されている。

転流制御回路１１の構成要素であるハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1のハイサイド端子（ドレイン）はハイサイドラインＬ１に接続され、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2のローサイド端子（ソース）はローサイドラインＬ２に接続され、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1のローサイド端子およびローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2のハイサイド端子は共通接続されている。この共通接続の接続点が第２の接続ノードＮ２である。さらに、１つ巻線方式の一次巻線Ｌ_T1の他端（共振用リアクトルＬｒとの接続点とは反対側の接続点）は第２の接続ノードＮ２に接続されている。

つまり、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1とローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2とは直接に接続され（共通接続点Ｎ２）、共振用トランスＴ１における１つ巻線方式の一次巻線Ｌ_T1は、その一端が共振用リアクトルＬｒに接続され、その他端がハイサイド・ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1，Ｑ_t2の共通接続点である第２の接続ノードＮ２に接続されている。

本実施例においては、ハイサイドラインＬ１とローサイドラインＬ２との間に直列に接続されたハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1とローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2とを含む状態で、発明の構成にいう転流用スイッチ直列回路１１ａが構成されている。

共振用トランスＴ１において、１つ巻線方式の一次巻線Ｌ_T1に磁気結合される二次巻線Ｌ_T2は、センタータップ方式の巻線に構成されている。すなわち、センタータップ方式の二次巻線Ｌ_T2は、第１の二次巻線Ｌ_T21 と第２の二次巻線Ｌ_T22 とからなり、これらの巻線Ｌ₂₁と巻線Ｌ₂₂とがセンタータップにおいて結線された構成を有している。

整流回路１２は、共振用トランスＴ１におけるセンタータップ方式の二次巻線Ｌ_T2に接続された第１の整流ダイオードＤ１と第２の整流ダイオードＤ２を有している。二次巻線Ｌ_T2における第１の二次巻線Ｌ_T21 と第２の二次巻線Ｌ_T22 とを接続するセンタータップがローサイドラインＬ２に直接に接続され、第１の二次巻線Ｌ_T21 の両端部のうちセンタータップとは反対側の端部が第１の整流ダイオードＤ１を介してハイサイドラインＬ１に接続され、同様に第２の二次巻線Ｌ_T22 の両端部のうちセンタータップとは反対側の端部が第２の整流ダイオードＤ２を介してハイサイドラインＬ１に接続されている。

この構成によれば、第１の平滑コンデンサＣ１へ充電を行わせるための整流回路１２の回路構成が簡素化され、整流ダイオードでの損失を低減することが可能となっている。

共振用リアクトルＬｒと共振用トランスＴ１における１つ巻線方式の一次巻線Ｌ_T1との直列回路は、ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1、ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2および直流リアクトルＬoutを共通に接続する第１の接続ノードＮ１と、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1とローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2とを接続する第２の接続ノードＮ２との間に接続されている。

整流回路１２は、共振用トランスＴ１において１つ巻線方式の一次巻線Ｌ_T1からセンタータップ方式の二次巻線Ｌ_T2に誘起される電力を受電可能な状態でハイサイドラインＬ１とローサイドラインＬ２との間に接続されている。整流回路１２における第１の整流ダイオードＤ１、第２の整流ダイオードＤ２はいずれも、第１の平滑コンデンサＣ１に対してハイサイドラインＬ１側からローサイドラインＬ２側に向けた一方向にのみ電流を供給する。

１３は転流制御回路１１の構成要素としてのバイパス回路であり、軽負荷時において、転流制御回路１１における共振用リアクトルＬｒをバイパスして短絡する機能を有している。バイパス回路１３は、第１のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1と第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b2を逆極性で直列接続した双方向スイッチの構成となっている。第１のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1のソースと第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b2のソースが共通に接続され、第１のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1のドレインと第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b2のドレインがそれぞれ共振用リアクトルＬｒの一端と他端とに接続されている。第１のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1の両端子間の逆並列接続のダイオード（寄生ダイオード）Ｄ_b1は第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b2との協働でバイパス経路を形成し、第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b2の両端子間の逆並列接続のダイオード（寄生ダイオード）Ｄ_b2は第１のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1との協働でバイパス経路を形成する。

次に、上記のように構成された実施例の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する。

負荷条件が標準負荷であるときにはバイパス回路１３が動作せず、共振用リアクトルＬｒは常時的に有効に機能するので、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの動作態様は、従来例（図１５）の場合と同じものとなる。負荷条件が軽負荷である場合には、第１および第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2に対するゲート信号が印加され、両第１および第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2がともにターンオンして共振用リアクトルＬｒを短絡し、共振用リアクトルＬｒの機能を無効化する（不動作状態とする）。その結果、共振回路系の全インダクタンス値が小さくなる。

以下、軽負荷状態において蓄電池ＢＴから放電される動作モードについて、図２～図８を用いて説明する。

（Ａ）軽負荷状態における蓄電池ＢＴからの放電の動作モード
（Ａ１）転流前定常状態
図２に示すように、ハイサイドおよびローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1，Ｑ_m2、ハイサイドおよびローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1，Ｑ_t2、さらに軽負荷対応のために追加されたバイパス回路１３における第１および第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2のいずれもがオフ状態にあるとき（図８のタイミングｔ₁₁）、直流リアクトルＬoutがエネルギーを放出する。その結果、第２の平滑コンデンサＣ２に並列接続されている蓄電池ＢＴからの出力電流は、〔蓄電池ＢＴの正極端子→直流リアクトルＬout→ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1に逆並列接続の寄生ダイオードＤ_m1→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→蓄電池ＢＴの負極端子〕の経路で流れる。この転流動作以前の定常状態においては、転流制御回路１１には電流は流れず、整流回路１２にも電流は流れない。その他の動作態様は上記［Ａ１］と同様である。

（Ａ２）転流開始
負荷条件が軽負荷であることから、図３に示すように、タイミングｔ₁₂において、転流制御回路１１におけるローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2および第１および第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2がターンオンする。ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2のターンオンにより、蓄電池ＢＴに対して共振回路系が接続され、同時に第１および第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2のターンオンにより共振用リアクトルＬｒがバイパス（短絡）され、共振回路系のインダクタンス値が減少する。この状態では、共振用リアクトルＬｒは共振回路系から切り離される。

すると、上記（Ａ１）でハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1に逆並列接続の寄生ダイオードＤ_m1を流れていた電流が徐々にローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2の側である共振回路系に転流する。その結果、蓄電池ＢＴからの出力電流は、〔蓄電池ＢＴ→直流リアクトルＬout→逆並列接続の寄生ダイオードＤ_m1→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→蓄電池ＢＴ〕の経路に流れるとともに、〔蓄電池ＢＴ→直流リアクトルＬout→第１および第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2→蓄電池ＢＴ〕の経路で流れる。

その他の動作態様は上記（Ａ２）と同様である。すなわち、共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1から二次巻線Ｌ_T2に誘起された電力により、〔二次巻線Ｌ_T2→第１の整流ダイオードＤ１、第２の整流ダイオードＤ２→第１の平滑コンデンサＣ１→二次巻線Ｌ_T2のセンタータップ〕の経路に電流が流れ、第１の平滑コンデンサＣ１に対する充電が開始される。

（Ａ３）ＬＣ共振
図４に示すように、第１および第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2および共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1を流れる電流が直流リアクトルＬoutを流れる電流を超えると、タイミングｔ₁₃で共振用コンデンサＣ_r1，Ｃ_r2が充放電を開始する。すなわち、〔共振用コンデンサＣ_r2→バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2→共振用コンデンサＣ_r2〕の経路と、〔第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドの共振用コンデンサＣ_r1→バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）〕の経路で電流が流れる。その結果、共振用コンデンサＣ_r1，Ｃ_r2と共振用トランスＴ１のリーケージインダクタンスとで共振動作が行われる。ハイサイドの共振用コンデンサＣ_r1では充電が行われ、ローサイドの共振用コンデンサＣ_r2では放電が行われる。

この動作モードにおいても、（Ａ２）の場合と同様に、バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2の機能により共振用リアクトルＬｒがバイパスされているため共振回路系のインダクタンス値が減少している。

（Ａ４）定常状態への遷移
図５に示すように、ローサイドの共振用コンデンサＣ_r2の両端電圧つまりローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2の印加電圧が０レベルになったタイミングｔ₁₄において、そのメインスイッチング素子Ｑ_m2がターンオンする。このローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2のターンオンは、共振現象によるソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ））を利用するものであり、スイッチングロスの軽減が図られている。

ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2がターンオンしてそのメインスイッチング素子Ｑ_m2に電流が分流すると、バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2に流れる電流（共振電流）が徐々に減少し、それまで〔蓄電池ＢＴ→直流リアクトルＬout→バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2→蓄電池ＢＴ〕の経路で流れていた電流が、〔蓄電池ＢＴ→直流リアクトルＬout→ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2→蓄電池ＢＴ〕の経路の流れへと遷移する。

このモードにおいては、ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2を流れるドレイン電流が徐々に増加し、共振電流は徐々に減少する。

上記の（Ａ２）から（Ａ３）を経て（Ａ４）に至る期間においては、バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2の機能により共振用リアクトルＬｒがバイパスされているため共振回路系のインダクタンス値が減少している。そのため、共振電流の波形が尖鋭化し、共振の周期が減少（共振周波数が増加）する。共振電流は急速に増加し、ピークに達した後に減少へ転じる。タイミングｔ₁₄にかけて、ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2の印加電圧（ドレイン・ソース間電圧）が低減し、タイミングｔ₁₄においてゼロボルトとなる。

このように、軽負荷のためにＡＲＣＰ回路の充分な共振許容時間が確保できなくなっても、共振回路系を流れる共振電流の周期を短縮化することにより、その短縮化した共振許容時間内で共振電流を所期通り適正に発生させることができるため、ＡＲＣＰ回路の動作を停止させる必要がなく、したがって、軽負荷時のスイッチングロス増加の問題を解消することができる。

（Ａ５）定常状態
共振用リアクトルＬｒおよび共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1の電流が無くなった直後のタイミングｔ₁₅において、図６に示すように、ローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t2がターンオフする。この転流用スイッチング素子Ｑ_t2のターンオフはソフトスイッチング（ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））を利用するものであり、スイッチングロスの軽減が図られている。

この定常状態では、電流は、〔蓄電池ＢＴ→直流リアクトルＬout→ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2→蓄電池ＢＴ〕の経路のみを流れることになる。したがって、直流リアクトルＬoutにエネルギーが蓄積される。

（Ａ６）転流前定常状態へ回帰
図７に示すように、タイミングｔ₁₇において、ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2がターンオフすると、(Ａ１)の転流前定常状態に回帰する。このメインスイッチング素子Ｑ_m2のターンオフはソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ））を利用するものであり、スイッチングロスの軽減が図られている。

（Ｂ）軽負荷状態における蓄電池ＢＴへの充電の動作モード
（Ｂ１）転流前定常状態
図９に示すように、ハイサイドおよびローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1，Ｑ_m2、ハイサイドおよびローサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1，Ｑ_t2、さらに軽負荷対応のために追加されたバイパス回路１３における第１および第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2のいずれもがオフ状態にあるとき、直流リアクトルＬoutがエネルギーを放出する。その結果、直流リアクトルＬoutから放出される電流は、〔直流リアクトルＬout→蓄電池ＢＴ→ローサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m2に逆並列接続の寄生ダイオードＤ_m2→直流リアクトルＬout〕の経路で流れ、蓄電池ＢＴに対する充電が行われる。この転流動作以前の定常状態においては、転流制御回路１１には電流は流れず、整流回路１２にも電流は流れない。

（Ｂ２）転流開始
図１０に示すように、転流制御回路１１におけるハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1がターンオンするとともに、負荷条件が軽負荷であることから、バイパス回路１３における第１および第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2がターンオンする。第１および第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2のターンオンにより共振用リアクトルＬｒがバイパス（短絡）され、共振回路系のインダクタンス値が減少する。この状態では、共振用リアクトルＬｒは共振回路系から切り離される。

すると、ハイサイド入出力端子Ｔ_p1から流入した電流は、〔ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→第１のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1→逆並列接続の寄生ダイオードＤ_b2→直流リアクトルＬout→蓄電池ＢＴ→ローサイド入出力端子Ｔ_n1〕の経路で流れる。

共振電流が共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1を流れることから、二次巻線Ｌ_T2に誘起された電力により、〔二次巻線Ｌ_T2→第１の整流ダイオードＤ１、第２の整流ダイオードＤ２→第１の平滑コンデンサＣ１→二次巻線Ｌ_T2のセンタータップ〕の経路に電流が流れ、第１の平滑コンデンサＣ１に対する充電が開始される。この第１の平滑コンデンサＣ１からの電流によって蓄電池ＢＴに対する充電が補償される。

（Ｂ３）ＬＣ共振
図１１に示すように、共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1および第１および第２のバイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2を流れる電流が直流リアクトルＬoutを流れる電流を超えると、共振用コンデンサＣ_r1，Ｃ_r2が充放電を開始する。すなわち、〔ハイサイドの共振用コンデンサＣ_r1→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2→共振用コンデンサＣ_r1〕の経路と、〔ローサイドの共振用コンデンサＣ_r2→第１の平滑コンデンサＣ１（双方向インバータ）→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2→共振用コンデンサＣ_r2〕の経路で電流が流れる。その結果、共振用コンデンサＣ_r1，Ｃ_r2と共振用トランスＴ１のリーケージインダクタンスとで共振動作が行われる。ハイサイドの共振用コンデンサＣ_r1では放電が行われ、ローサイドの共振用コンデンサＣ_r2では充電が行われる。

この動作モードにおいても、（Ｂ２）の場合と同様に、バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2の機能により共振用リアクトルＬｒがバイパスされているため共振回路系のインダクタンス値が減少している。

（Ｂ４）定常状態への遷移
図１２に示すように、ハイサイドの共振用コンデンサＣ_r1の両端電圧つまりハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1の印加電圧が０レベルになったタイミングにおいて、そのメインスイッチング素子Ｑ_m1がターンオンする。このハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1のターンオンは、共振現象によるソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ））を利用するものであり、スイッチングロスの軽減が図られている。

ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1がターンオンしてそのメインスイッチング素子Ｑ_m1に電流が分流すると、バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2に流れる電流（共振電流）が徐々に減少し、それまで〔蓄電池ＢＴ→第１の平滑コンデンサＣ１→ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1→共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1→バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2→直流リアクトルＬout→蓄電池ＢＴ〕の経路で流れていた電流が、〔蓄電池ＢＴ→第１の平滑コンデンサＣ１→ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1→直列リアクトルＬout →蓄電池ＢＴ〕の経路の流れへと遷移する。

このモードにおいては、ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1を流れるドレイン電流が徐々に増加し、共振電流は徐々に減少する。

上記の（Ｂ２）から（Ｂ３）を経て（Ｂ４）に至る期間においては、バイパス用スイッチング素子Ｑ_b1，Ｑ_b2の機能により共振用リアクトルＬｒがバイパスされているため共振回路系のインダクタンス値が減少している。そのため、共振電流の波形が尖鋭化し、共振の周期が減少（共振周波数が増加）する。共振電流は急速に増加し、ピークに達した後に減少へ転じる。時間経過とともにハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1の印加電圧（ドレイン・ソース間電圧）が低減し、次いでゼロボルトとなる。

このように、軽負荷のためにＡＲＣＰ回路の充分な共振許容時間が確保できなくなっても、共振回路系を流れる共振電流の周期を短縮化することにより、その短縮化した共振許容時間内で共振電流を所期通り適正に発生させることができるため、ＡＲＣＰ回路の動作を停止させる必要がなく、したがって、軽負荷時のスイッチングロス増加の問題を解消することができる。

（Ｂ５）定常状態
共振用トランスＴ１の一次巻線Ｌ_T1および共振用リアクトルＬｒの電流が無くなった直後のタイミングにおいて、図１３に示すように、ハイサイドの転流用スイッチング素子Ｑ_t1がターンオフする。この転流用スイッチング素子Ｑ_t1のターンオフはソフトスイッチング（ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ））を利用するものであり、スイッチングロスの軽減が図られている。

この定常状態では、電流は、〔第１の平滑コンデンサＣ１→ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1→直流リアクトルＬout→蓄電池ＢＴ→第１の平滑コンデンサＣ１〕の経路のみを流れることになる。したがって、直流リアクトルＬoutにエネルギーが蓄積される。

（Ｂ６）転流前定常状態へ回帰
図１４に示すように、ハイサイドのメインスイッチング素子Ｑ_m1がターンオフすると、(Ａ１)の転流前定常状態に回帰する。このメインスイッチング素子Ｑ_m1のターンオフはソフトスイッチング（ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ））を利用するものであり、スイッチングロスの軽減が図られている。

以上のように、軽負荷時においては共振用リアクトルＬｒを短絡して共振回路系の全インダクタンス値を減少させるので、ＡＲＣＰ回路の共振許容時間を確保することができ、負荷条件が軽負荷になっても、ＡＲＣＰ回路の動作を停止せずに継続させて対応し、スイッチングロスを適切に低減することができる。

重負荷時に共振許容時間を低減する場合には共振電流の波高値が増加して導通損失が増加するが、軽負荷時は共振電流の波高値が小さいので、共振許容時間を低減しても導通損失は問題にならない。

なお、軽負荷がさらに進行し共振許容時間の確保が制御上困難になる場合があるが、その場合には、バイパス回路作動によるインダクタンス値軽減に加えて、発振周波数を低減して１周期の絶対的長さを増やすことにより、その１周期の中でのＡＲＣＰ動作の実効期間を相対的に短くすることで共振期間を確保するようにしてもよい（発振周波数を低減しても、共振許容時間は共振用のインダクタンス値で決定されるので不都合はない）。さらには、先に発振周波数を低減させ、そののちに共振用リアクトルＬｒの両端を短絡させてもよい。

無負荷に近い軽負荷の場合は、発振周波数を２０ｋＨｚまで低下させても共振許容時間の確保が制御上困難なので、ＡＲＣＰ回路を動作停止させ、単なるＰＭＷ制御に移行させる。

可聴周波数領域まで発振周波数を低減させると異音の問題があるので、最低発振周波数は２０ｋＨｚ程度に抑えることが好ましい。無負荷に近い軽負荷では、スイッチングしている電流が小さく、また発振周波数を２０ｋＨｚまで低減させれば、スイッチングロスは大きくない。

本発明の適用については、図１の方式の回路構成に限るものではなく、図２３の方式や図２４の方式や図２５の方式などの各種の回路構成に適用可能である。

また、共振用リアクトルＬｒの両端を短絡するバイパス回路１３は、上記実施例に記載の回路に限定されず、本発明の目的を達成する限り、他の回路で代替してもよい。また、バイパス回路１３に限らず、共振用リアクトルＬｒのインダクタンスを減少させる共振インダクタンス減少手段を設けてもよい。共振用リアクトルＬｒのインダクタンスを減少させ、共振回路系を流れる共振電流の周期を短縮化することにより、その短縮化した共振許容時間内で共振電流を所期通り適正に発生させることができる。

本発明は、軽負荷時においてもＡＲＣＰ回路の動作を停止せずに継続させ、スイッチングロスの低減効果を実現する技術として有用である。

１０ ＡＲＣＰ回路
１１ 転流制御回路
１１ａ 転流用スイッチ直列回路
１２ 整流回路
１３ バイパス回路（共振インダクタンス減少手段）
Ｃ１ 第１の平滑コンデンサ
Ｃ２ 第２の平滑コンデンサ
Ｌ１ ハイサイドライン
Ｌ２ ローサイドライン
Ｌout 直流リアクトル
Ｌｒ 共振用リアクトル
Ｌ_T1 一次巻線
Ｌ_T2 二次巻線
Ｎ１ 第１の接続ノード
Ｑ_m1 ハイサイドのメインスイッチング素子
Ｑm2 ローサイドのメインスイッチング素子
Ｑ_t1 ハイサイドの転流用スイッチング素子
Ｑ_t2 ローサイドの転流用スイッチング素子
Ｔ１ 共振用トランス
Ｔ_p1 一方端側のハイサイド入出力端子
Ｔ_p2 他方端側のハイサイド入出力端子
Ｔ_n1 一方端側のローサイド入出力端子
Ｔ_n2 他方端側のローサイド入出力端子

Claims (3)

1. 一方端側のハイサイド入出力端子とローサイド入出力端子との間に接続された第１の平滑コンデンサと、
   他方端側のハイサイド入出力端子とローサイド入出力端子との間に接続された第２の平滑コンデンサと、
   前記一方端側のハイサイド入出力端子と前記他方端側のハイサイド入出力端子とを接続するハイサイドラインに挿入された、ハイサイドのメインスイッチング素子と出力用の直流リアクトルとの直列回路と、
   前記一方端側のローサイド入出力端子と前記他方端側のローサイド入出力端子とを接続するローサイドラインと、前記ハイサイドのメインスイッチング素子と前記直流リアクトルとを接続する第１の接続ノードとの間に挿入されたローサイドのメインスイッチング素子と、
   転流制御回路と整流回路からなり、前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に接続されたＡＲＣＰ回路とを備え、
   前記転流制御回路は、
   前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に直列に接続されたハイサイドの転流用スイッチング素子とローサイドの転流用スイッチング素子とを含む転流用スイッチ直列回路と、
   前記第１の接続ノードに一端が接続された共振用リアクトルと、
   前記共振用リアクトルの他端と前記転流用スイッチ直列回路との間に一次巻線が接続された共振用トランスとを有し、
   前記整流回路は、前記共振用トランスの二次巻線に誘起される電力を受電可能な状態で前記ハイサイドラインと前記ローサイドラインとの間に接続され、前記第１の平滑コンデンサに対して前記ハイサイドライン側から前記ローサイドライン側に向けた一方向にのみ電流を供給するように構成され、
   さらに、軽負荷時に前記共振用リアクトルのインダクタンスを減少させる共振インダクタンス減少手段を備えることを特徴とする双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記共振インダクタンス減少手段として、前記共振用リアクトルの両端子間に、当該共振用リアクトルを軽負荷時にバイパスして短絡するためのバイパス回路が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記共振用トランスは、前記ハイサイドの転流用スイッチング素子と前記共振用リアクトルの他端との間および前記ローサイドの転流用スイッチング素子と前記共振用リアクトルの他端との間に前記一次巻線が接続されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ。

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