DE2751696A1

DE2751696A1 - Stromausgleichende schaltung fuer gleichspannungswandler

Info

Publication number: DE2751696A1
Application number: DE19772751696
Authority: DE
Inventors: Leonard Eric Jansson
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1976-11-29
Filing date: 1977-11-19
Publication date: 1978-06-01
Also published as: DE2751696B2; JPS5752787B2; DE2751696C3; JPS5368821A; GB1525544A; US4150426A

Description

PIIC. 32 559 Va/FF/

24-10-1977

"Ν. V. Philipe' G!obi!2mpsnf3br:c!;cn, Eindhoven

"Stromausgleichende Schaltung für Gleichspannungswandler"

Die Erfindung bezieht sich auf eine stromausgleichende Schaltung für einen Gleichstromwandler vom Gegentakttyp, bei der ein Transformator auf der Primärseite mittels mindestens zweier Transistoren abwechselnd an eine GIeichspannungsquelle angeschlossen wird, so dass auf der Sekundärseite eine Wechselspannung erscheint, wobei eine Steuerschaltung die Transistoren abwechselnd impulsförmig in den leitenden Zustand steuert, während weiter eine Strominessvorrichtung in Reihe mit dem jeweiligen Hauptstromkreis der Transistoren angeo-rdnet ist, an den eine Vergleichs-

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schaltung angeschlossen ist, die bei Ungleichheit der Ströme in den Hauptstromkreisen ein Koreektursignal an die Steuerschaltung abgibt, damit diese Ungleichheit beseitigt wird.

Eine Speiseschaltung dieser Art kann z.B. als Wandler zum Zuführen von Wechselstrom zu Anlagen, wenn. nur eine Gleichstromspeisung verfügbar ist, oder unter Verwendung von. DoppeIweggIeichrichiimg eines Ausgangs— signals des Transformators als ein Gleiclistroni/GXeicii— stromwandler zur Speisung von Anlagen mit Gleichstrom bei einer Spannung,die von einer Eingangsspeisung abweicht oder in bezug auf eine Eingangsspeisung stabilisiert ist, benutzt werden. Bei bekannten Schaltungen dieser Art ist es üblich, eine von diesen Schaltungen abgeleitete Ausgangsspannung dadurch zu stabilisieren, dass diese Ausgangsspannung mit einer Bezugsspannung verglichen wird, wodurch ein Fehlersignal erhalten wird. Dieses Fehlersignal wird zu der Schaltsignalquelle zurückgeführt und zur Einstellung der Dauer der Aussteuerperiode jedes Transistors und somit der Dauer jeder Leitungsperiode der Hauptstromwege dieser Transistoren benutzt, derart, dass das Fehlersignal verkleinert wird.

Es ist bekannt, dass bei einer derartigen Schaltung jeder Ausgleichsfehler zwischen den Leitungsperioden der zwei Transistoren und/oder zwischen den Sättigungsspannungen über ihren Hauptstromwegen zur Sättigung des Traiisforinatorkernes führen wird, was

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wieder zur Beschädigung der Transistoren führen kann. Wenn das Ausgangssignal der Schaltung auf die oben angegebene Weise stabilisiert wird, kann ein derartiger Ausgleichsfehler in den Leitungsperioden durch eine schnelle Aenderung des Belastungsstroms oder durch aufgefangene Störungen oder UnStabilität in der Rückkopplungsschelife herbeigeführt werden. Die letztere Möglichkeit ist sogar anwendbar, wenn die Schaltung eine Gegentaktschaltung vom Typ "single-ended pushpull" ist, in der unter stabilen Betriebsbedingungen keine Gleichstromkomponente in dem Transformator aufgebaut werden kann durch das Vorhandensein des Kondensators, der in derartigen Schaltungen in Reihe mit der Primärwicklung des Transformators angeordnet ist.

In der britischen Patentschrift 1.1*21.797, die der US-PS 3.870.9O entspricht, ist eine Schaltung der obengenannten Art beschrieben, in der Massnahmen getroffen sind, um Ausgleichsfehler zu korrigieren, die in den Leitungsperioden der zwei Traneistoren auftreten kOnnen. In dieser bekannten Schaltung, deren Ausgangsspannung auf die oben angegebene Weise stabilisiert wird, werden ein dem Strom in dem einen Transistor proportionales Signal und ein die entgegengesetzte Polarität aufweisendes, dem Strom in dem anderen Transistor proportionales Signal kombiniert und integriert, um ein Fehlersignal als Reaktion auf einen Ausgleichsfehler zu erhalten. Dieses Fehlersignal wird zur Beeinflussung der relativen Dauer der Steuersignale für die

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zwei Transistoren benutzt, derart, dass der Ausgleichsfehler korrigiert vird. Es hat sich herausgestellt, dass eine derartige Schaltung nicht verhindern kann, dass der Transformator gesättigt wird und die Transistoren dadurch beschädigt werden, wenn sich das Rückkopplungssignal zur Stabilisierung der Ausgangsspannung derart schnell ändern kann, dass grosso Unterschiede in den Leitungsperioden der zwei Transistoren entstehen, bevor das ausgleichende System die Zeit hat, den Gleichgewichtszustand wiederherzustellen.

Die Erfindung bezweckt, eine Schaltung zu schaffen, die diesen Nachteil nicht aufweist. Eine ausgleichende Schaltung vom erwähnten Typ ist dazu dadurch gekennzeichnet, dass die Vergleichsschaltung eine erste und eine zweite Abtast- und Speicherschaltung enthält, von jeder von denen ein Messeingang an die Strommessvorrichtung, ein Steuereingang an die Steuerschaltung und ein Messausgang an den einen Eingang eines !Comparators angeschlossen ist, dessen Ausgang an die Steuerschaltung angeschlossen und von dem ein anderer Eingang mit der Strommessvorrichtung verbunden ist, wobei während jedes Impulses der Steuerschaltung, der einen der Transistoren leitend macht, die eine Abtast- und Speicherschaltung den Wert des Stromes durch den leitenden Transietor speichert und die andere Abtast- und Speicherschaltung an ihrem Messausgang den Endwert des Stromes, wie er vom anderen Transistor am Ende des vorhergehenden Impulses der Steuerschaltung geführt wurde, an den Komparator

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liefert, der diesen Endwert mit dem genannten Wert des Stromes durch den leitenden Transistor vergleicht und den bestehenden Impuls beendet, wenn der Komparator ein Signal an seinem Ausgang führt, dadurch, dass der genannte Wert des Stromes den genannten Endwert überschreitet .

Man hat nun gefunden, dass, wenn die Ansteuerung jedes Steuertransistors nahezu zu dem Zeitpunkt beendet wird, zu dem der Strom in seinem Hauptstromweg den Wert erreicht, den der Strom in dem Hauptstromweg des anderen genannten Steuertransistors während der sofort vorhergehenden Leitungsperiode desselben aufwies, das Auftreten von Sättigung in dem Transformator wenigstens aufgeschoben werden kann. Wenn ebenfalls eine Stroinbegrenzungsschaltung vorhanden ist, die bewirkt, dass die Ansteuerung der Steuertransistoren beendet wird, wenn der Strom in den Hauptstromwegen derselben einen bestimmten Wert überschreitet, kann diese Verzögerung genügend sein, um die Strombegrenzungsschaltung in allen vorkommenden Fällen gut wirken zu lassen, derart, dass das Auftreten von Sättigung in dem Transformator verhindert wird.

Durch Steukapazitäten kann beim Einschalten der Transistoren eine erhebliche Stromsptize auftreten. Um zu vermeiden, dass diese Spitzen die ausgleichende Schaltung in ungünstigem Sinne beeinflussen, ist es wflnschenscwert, diese Schaltung nach dem Abklingen der Einschalterscheinung wirksam zu machen.

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Eine Ausführungsform der Erfindung ist dazu dadurch gekennzeichnet, dass jeder Komparator mit einem Sperreingang versehen ist, der mit dem Ausgang einer Zeitverzögerungsschaltung verbunden ist, deren Triggereingang mit der Steuerschaltung verbunden ist, um den Komparator während des Anfangs jedes Steuerimpulses für die Transistoren zu sperren. In Verbindung mit dieser Massnähme ist es häufig erforderlich, dass der Steuereingang der Abtast- und Speicherschaltung mit dem genannten Ausgang der Zeitverzögerungsschaltung verbunden ist.

Die Steuerschaltung für die Transistoren und die Regelschleife für die Ausgangsspannungsstabilisierung des Wandlers können derart bemessen · sein, dass bei einer Abschaltung der Belastung des Wandlers die Transistoren während einiger Perioden kein Steuersignal empfangen, was bedeuten kann, dass die ausgleichende Schaltung nach der Erfindung auch keine Steuersignale empfängt und die Komparatoren falsche Entscheidungen abgeben. Eine Ausführungsform nach der Erfindung kann dies vermeiden und ist dazu dadurch gekennzeichnet, dass der Steuereingang der Abtast- und Speicherschaltung mit dem Ausgang eines ODER-Gatters verbunden ist, von dem ein erster Eingang mit dem Ausgang der Zeitverzögerungsschaltung und ein zweiter Eingang mit einer Inipulsgeberschaltung verbunden ist, die mit einem Sperreingang, der mit dem genannten Triggereingang verbunden ist, und mit einem Starteingang

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versehen ist, der mit dem Taktimpulsgenerator verbunden ist, um einen Abtastimpuls an den genannten Steuereingang nur beim Fehlen des Steuerimpulses während eines Basisimpulses zu liefern, wobei also die Steuerschaltung einen Taktimpulsgenerator enthält, der die Basisimpulse für die endgültigen Steuerimpulse für die Transistoren liefert. Auf diese Weise kann die ausgleichende Schaltung dennoch die Information verarbeiten, die zu dem stromlosen Zustand in dem primären Stromkreis des Wandlers gehört.

Eine andere Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Abtast- und Speicherschaltung je aus einer über dem Messeingang angeordneten Reihenschaltung eines Kondensators und eines Schalters aufgebaut sind, wobei die Steuerelektrode des Schalters der respektive Steuereingang und der Knotenpunkt des S -halters und des Kondensators der respektive Messausgang ist; dass weiter die Messeingänge parallel zueinander und zu einer gemeinsamen Strommess vorrichtung geschaltet sind, und dass ein gemeinsamer Komparator einen Differenzverstärker und zwei andere Schalter enthält, wobei der Ausgang des Verstärkers an die Steuerschaltung angeschlossen, der eine Eingang mit der einen Klemme jedes der beiden Schalter, die andere Klemme jedes Schalters mit einem genannten Messausgang 'verbunden und die Steuerelektrode jedes Schalters an einen respektiven Sperreingang angeschlossen ist, wobei weiter der andere Eingang des Verstärkers

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mit dor gemeinsamen Leitung verbunden ist, die die Messeingänge miteinander verbindet und an die ausserdetn die zuerst genannten Schalter angeschlossen sind.

Dabei ist es vorteilhaft, dass eine sehr einfache Form mit wenig Einzelteilen erhalten wird.

Wenn nun überdies die Spannung an den Speicherelementen von einer Klemmschaltung überwacht wird, kann ausserdem eine Maximalstroinüberwachung für die Transistoren in der Wandlerschaltung erhalten werden. Dazu ist eine weitere Ausführungsform dadurch gekennzeichnet, dass jeder Messausgang mit einer Klemmdiode verbunden ist, die ein Bezugspotential aufweist, das einem höchstzulässigen Strom in den Transistoren entspricht.

Ein AusführungFbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild,

Fig. 2 einen Teil der Schaltung nach Fig. 1 in detaillierterer Form, und

Figuren 3 und k einige idealisierte Spannungsformen, die in der Schaltung nach den Figuren 1 und 2 auftreten.

In Fig. 1 enthält eine transistorisierte Speiseschaltung zwei Gleichstromeingangsklemmen 1 bzw. 2, einen Transformator 3 mxt einem Kern aus einem magnetisierbaren Material und einen ersten und einen zweiten Steuertransistor k bzw. 5 für den genannten Transformator. Der Hauptstromweg (Emitter-Kollektor) des Train-

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sistors 4 bildet eine Reihenschaltung mit einer Hälfte

einer Primärwicklung 6 mit Mittelanzapfung des Transformators 3 über eine Impedanz 7· Auf ähnliche Weise bildet der Hauptstromweg des Transistors 5 eine Reihenschaltung mit der anderen Hälfte der Wicklung 6 über eine Impedanz 8. Die genannten Reihenanordnungen sind je in eine Schaltung aufgenommen, die sich zwischen der Klemme 1 und der Klemme 2 befindet, derart, dass, wenn in bezug auf die Klemme 2 ein positives Potential an die Klemme 1 angelegt und der Transistor 4 in den leitenden Zustand gebracht wird, eine Spannung über der Sekundärwicklung 9 des Transformators 3 aufgebaut wird, deren Polarität der der Spannung entgegengesetzt ist, die darüber aufgebaut wird, wenn der Transistor 5 in den leitenden Zustand gebracht wird (weil die Primärwicklung 6 gleichsam in bezug auf die zwei Transistoren auf entgegengesetzte Weise geschaltet ist). Die Sekundärwicklung 9 mit Mittelanzapfung speist die Ausgangsklemmen 14, 15 über einen konventionellen Doppelweggleichrichter und eine Glättungsschaltung mit Dioden 10 und 11, einer Drosselspule 12 und einem Glättungskondensator 13.

Die Steuer- (Basis)Elektroden der Transistoren 4 und 5 werden von den Ausgangsklemmen 16 bzw. 17 einer Schaltsignalquelle 18 her gespeist, die abwechselnd Steuerstromimpulse an die genannten Steuerelektroden liefert. Diese Steuerstromimpulse weisen eine nahezu feste Frequenz auf und ihr Impulsverhältnis wird mittels

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dei" Spannung geregelt, die beim Betrieb über den Ausgangsklemmen 14 und I5 auftritt, wobei diese Spannung mit einer Bezugsspannung in der Schaltung I9 vergleichen wird. Jede Abweichung der Spannung über den Klemmen und 15 von dem Sollwert ergibt ein Fehlersignal, das am Ausgang 20 der Schaltung I9 erscheint und das einem Regeleingang 21 der Quelle 18 zugeführt wird, um das Impulsverhältnis derart einzustellen, dass der Fehler verkleiner wird. Dazu enthält die Quelle 18 einen Dreieckspannungsgenerator 22 in Form eines Rechteckwellengenerators 42, der einen Integrator 43 speist, wobei das Ausgangssignal des Integrators 43 Schwellenvorrichtungen 23 und 24 zugeführt wird. Die Schwellenvorrichtung 23 liefert ein Ausgangssignal, wenn - und lediglich wenn der Momentanwert des ihr zugeführten Dreiecksignals einen ersten Schwellwert überschreitet, während die Schwe1lenvorrichtung 24 ein Ausgangssignal liefert, wenn - und lediglich wenn - der Monsentanvert des ihr zügeführten Dreiecksignals einen zweiten Schweilwert unterschreitet, wobei die genannten Seliwellwerte zu dem mittleren ScJiwellwe-rt des Dreiecksignals symmetrisch liegen, Die Grenze zwischen den zwei Schwel !werten, wird von dem Strorosignal geregelt, dass der Klemme Z% zugeführt wird; wenn die Spannung über den Klemmen 14 und 15 zu hoch ist» wird der Abstand vergrSssert, wodurch das Itnpulsverhältnis der Ausgangsimpulse, die von den Vorrichtungen 23 und 24 geliefert werden, verkleinert wird, und umgekehrt» Die Ausgangsimpulse der Vorrichtungen

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23 und 2'+ werden über Übliche Durchlassgatter 25 bzw. 26 Eingängen von Verstärkersn 27 bzw. 28 zugeführt, deren Ausgänge die Klemmen 16 bzw. 17 und somit die Basis-Elektroden der Transistoren 4 bzw. 5 speisen.

Die Schaltung enthält ebenfalls eine Abtast- und Vergleichsschaltung 29 zum Abtasten und Speichern des Wertes des regelmässig zunehmenden Stroms (wenn vorhanden) in der Emitter-Kollektor-Strecke jedes der Transistoren 'i und 5 während jeder Leitungsperiode des betreffenden Transistors zu dem Zeitpunkt, zu dem der betreffende Transistor nicht mehr angesteuert wird und zum Vergleichen des gespeicherten Wertes mit dem regelmässig zunehmenden Strom (wenn vorhanden) in der Emitter-Kollektor-Strecke des anderen genannten Transistors während der nächsten Leitungsperiode des genannten anderen Transistors. Die Schaltung 29t die zusammen mit der Quelle 18 eine Steuerschaltung 82 für die Transistoren h und 5 samt dem Transformator 3 bildet, enthält zwei Abtast- und Speicherschaltungen 30 bzw. 3I zum Abtasten der Spannungen über den Impedanzen 7 bzw. 8 und eine Vergleichsschaltung mit zwei geschalteten Vergleichsstufen 32 bzw. 33· Der Abtastsignaleingang Jh der Schaltung 30 wird von dem Ausgang 35 der Schwellenvorrichtung 23 her (also tatsächlich von dem Ausgangssignal des Gatters 25) über ein ODER-Gatter 36 und die Kombination eines UND-Gatters 37» eines Verζögerungselements 38» eines monostabilen Multivibrators 78 und eines ODER-Gatterβ 79 gespeist, wobei das Element 38 eine

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Verzögerungszeit T aufweist, die gleich der Dauer der Einschultspitze ist, die der Kollektorstrom des Transistors h (und des Transistors 5) aufweist, wenn der betreffende Transistor in den leitenden Zustand gebracht wird (welche Spitze auf das Aufladen der Streukapazität in seinem Kollcktorkreis zurückzuführen ist), wobei der monostabile Multivibrator 78 derart aufgebaut ist, dass die Dauer seines getrifferten Zustandes erheblich kürzer als die Dauer der genannten Einschaltspitze ist. Auf diese Weise wird ein Abtastsignalimpuls dem Eingang jh der Schaltung 30 zugeführt, jeweils wenn von der Schwellenvorrichtung 23 ein Ausgangsimpuls geliefert wird. Wenn die Dauer dieses Ausgangsimpulses länger als T zuzüglich der Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 78 ist, wird die Vorderflanke dieses Abtastsignalimpulses eine Zeitspanne T nach der Vorderflanke des von der Vorrichtung 23 gelieferten und von dem Gatter 25 weitergeleiteten Impulses erscheinen, während die Hinterflanke dieses Abtastsignalimpulses mit der Hinterflanke des von dem Gatter 25 weitergeleiteten Impulses, d.h. mit dem Zeitpunkt zusammenfallen wird, zu dem der Transistor 4 nicht mehr angesteuert wird. Wenn die Dauer des Ausgangsimpulses des Gatters 25 kürzer als T zuzüglich der Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 78 ist, wird noch ein Abtastsignalimpuls dem Eingang Jh der Schaltung 30 zugeführt werden. Obwohl die Vorderflanke dieses Impulses noch während einer

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Zeitspanne T nach der Vorderflanke des von der Vorrichtung 23 gelieferten Impulses auftreten wird, wird seine Dauer nun gleich der (kurzen) Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 78 sein. Auf ähnliche Weise wird der Abtastsignaleingang kO der Schaltung 31 von dem Ausgang 39 der Schwellenvorrichtung 2k her (tatsächlich von dem Ausgang des Gatters 26 her) über ein ODER-Gatter 41 und die Kombination eines UND-Gatters 47, eines Verzögerixngselements k8, eines monostabilen Multivibrators 80 und eines ODER-Gatters 81 gespeist, wobei das Element k8 dieselbe Verzögerungszeit T wie das Element 38 aufweist und die Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators der des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 78 gleich ist. So wird ein Abtastsignalimpuls dem Eingang kO der Schaltung 3I zugeführt, jeweils wenn von der Schwellenvorrichtung 2k ein Ausgangsimpuls geliefert wird. Wenn die Dauer dieses Ausgangsimpulses länger als T zuzüglich der Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 80 ist, erscheint die Vorderflanke dieses Abtastsignalimpulses eine Zeitspanne T nach der Vorderflanke des von der Vorrichtung 2k gelieferten und von dem Gatter 26 weitergeleiteten Impulses und fällt die Hinterflanke dieses Abtastimpulses mit der Hinterflanke des Impulses, der von dem Gatter 26 weitergeleitet wird, d.h. mit dem Zeitpunkt zusammen, zu dem der Transistor 5 nicht mehr angesteuert wird. Wenn die Dauer des Ausgangsimpulses

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des Gatters 26 kürzer als T zuzüglich der Dauer des

getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 80 ist, wird dennoch ein Abtastsignalimpuls dem Eingang kO der Schaltung "}λ zugeführt. Obwohl die Vorderflanke dieses Impulses noch während einer Zeitspanne T nach der Vorderflanke des von der Vorrichtung 2k gelieferten Impulses auftritt, wird seine Dauer nun gleich der (kurzen) Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators 80 sein.

Das ODER-Gatter 36 wird gleichfalls von dein Ausgang des Generators k2 her über eine Umkehrstufe Hk₁ einen monostabilen Multivibrator '+9 und ein weiteres Gatter 4 5 gespeist, von dem ein Inhibit-Eingang kG mit dem Ausgang des Gatters 25 über einen monostabilen Multivibrator 5I gekoppelt ist. Die Vorder- und Hinterflanken des rechteckigen Ausgangssignals des Generators k2 fallen mit dem Anfang der positiv verlaufenden und der negativ verlaufenden Aenderungen des Ausgangssignals des Integrators k3, d.h. mit den Mitten der Ausgangsimpulse (w.ennvorhanden) der Schwellenvorrichtungen 2h bzw. 23 zusammen. Auf diese Weise wird der monostabile Multivibrator 49 in der Mitte jedes Ausgangsimpulses der Schwellenvorrichtung 23 und auch zu dieser Mitte entsprechenden Zeitpunkten getriggert, sogar wenn die Vorrichtung 23 tatsächlich keinen Impuls liefern würde (was der Fall ist, wenn die Rückkopplung von der Schaltung 19 her eine derartige Erhöhung der Schwelle der Vorrichtung 23 herbeiführen würde, dass ein oder

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mehrere Impulse von 23 völlig fehlt oder fehlen). Der

monostabile Multivibrator 49 ist derart aufgebaut, dass die Dauer seines getriggerten Zustandes ein kleiner Bruchteil, z.B. zwischen einem Hunderstel und einem Zehntel der Periode des Ausgangssignals des Generators k2_t ist, wobei der monostabile Multivibrator 5I derart aufgebaut ist, dass die Dauer seines getriggerten Zustandes gerade etwas länger als die Hälfte der maximal möglichen Dauer eines Ausgangsimpulses der Schaltung 23 zuzüglich der Dauer des getrifferten Zustandes des monostabilen Multivibrators k$ ist. Daher führt das Gatter 45 einen Abtastsignalimpuls dem Eingang Jk der Schaltung 30 über das Gatter 36 zu Zeitpunkten zu, die den Mitten der Ausgangsimpulse der Schaltung 23 entsprechen, wenn - und lediglich wenn - der entsprechende Ausgangsimpuls der Vorrichtung 23 völlig fehlt. Die Dauer dieses Abtar.tsignalimpulses wird durch die Dauer des getriggerten Zustandes des monostabilen Multivibrators k9 bestimmt und dieser Impuls wird auf derartige Weise erzeugt, dass die Abtast- und Speicherschaltung 30 ein Ausgangssignal (gleich Null) liefern muss, sogar wenn ein Ausgangsimpuls der Vorrichtung völlig fehlt.

Die Einzelteile 50, 52 und 53, die den Einzelteilen 49, 51 bzw. 45 entsprechen, sind ebenfalls an gebracht, um auf ähnliche Weise die Ausgänge des Generators k2 und des Gatters 26 mit dem Abtastsignaleingang der Schaltung 3I über das ODER-Gatter 41 zu

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koppeln, derart, dass die Schaltung 31 einen Abtastsignalimpuls von dem Gatter 53 ^z" Zeitpunkten empfängt, die den Mitten der¹ Ausgangsimpulse der Vorrichtung 24 entsprechen, wenn - und lediglich wenn - der entsprechende Aiisgangsimpuls der Vorrichtung 24 völlig fehlt. Der Eingang des nionostabilen Multivibrators 50 ist in diesem Falle unmittelbar mit dem Ausgang des Generators 42 gekoppelt, weil der inonostabile Multivibrator 50 von den Vordcrflanken des Ausgangssi.gnaIs des Generators 42 statt von den den monostabilen Multivibrator 49 triggernden Hinterflanken getriggert werden muss.

Es ist einleuchtend, dass die Schaltung 30 den Wert der Spannung, die über der Impedanz 7 erscheint, d.h. den Wert des Kollektorstroms des Transistors 4, zu jedem Zeitpunkt abtastet und speichert, zu dem die Ansteuerung des Transistors 4 unterbrochen wird, vorausgesetzt, dass der Transistor 4 während Perioden angesteuert wird, die länger als die Dauer der Einschaltspitzen des Kollektorstroms desselben sind. Wenn die Ansteuerung kürzer als diese Spitzen dauert, findet Abtastung und Speicherung des Wertes der Spannung (wenn vorhanden) über der Impedanz 7 statt, eben nachdem die Einschaltspitzen beendet sind. Ausserdem sorgt die Schaltung 30 ebenfalls dafür, dass der Nullwert der Spannung abgetastet und gespeichert wird, die über der Impedanz 7 zu Zeitpunkten auftritt_f die den Mitten der Steuerimpulse entsprechen, die dem Transistor k zugeführt werden, wenn derartige Steuerimpulse tatsEchlica

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fehlen müssten. Die Abtast- und Speicherschaltung 31 wirkt auf ähnliche Weise in bezug auf die Impedanz 8 und den Transistor 5·

Die AusgangsSignaIe der Abtast- und Speicherschaltungen 30 und 31 werden den zweiten Vergleichssignaleingängen der Vergleichsstufe 33 bzw. 32 zugeführt, deren erste Vergleichssignaleingönge mit den Impedanzen 8 bzw. 7 verbunden sind. Jede Vergleichsstufe ist dazu eingerichtet, ein Ausgangssignal zu liefern, wenn der Wert eines Signals an ihrem zweiten Eingang gerade den Wert des Signals an ihrem ersten Eingang überschreitet, vorausgesetzt, dass die Vergleichsstufe eingeschaltet ist. Der Steuereingang $k der Vergleichsstufe 33 ist mit dem Ausgang des Gatters 81 und der Steuereingang 55 der Vergleichsstufe 32 ist mit dem Ausgang des Gatters 79 gekoppelt. Die Vergleichsstufe 32 ist daher von einer Zeit T an wirksam, nachdem jeder Steuerimpuls dem Transistor k zugeführt wird, bis zu einem Zeitpunkt, zu dem der entsprechende Steuerimpuls unterbrochen oder zu dem der monostabile Multivibrator 78 zurückgesetzt wird, abhängig davon, welcher Vorgang zuletzt stattfindet, und die Vergleichsstufe. 33 ist auf ähnliche Weise von einer Zeit T her wirksam, nachdem jeder Steuerimpuls dem Transistor 5 zugeführt wird, bis zu dem Zeitpunkt, zu dem der entsprechende Impuls ausgeschaltet »der der monostabile Multivibrator 80 zurückgesetzt wird, abhängig davon, welcher Vorgang zuletzt stattfindet. Jeweils wenn der Transistor h leitend ist, vergleicht die Vergleichs-

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stufe 32 alsi die (von der impedanz 7 abgeleiteten) Werte des Kolli ktorstronis desselben, die nach der Einschaltspitze, d.h. wenn der Kollektorstrom regelmässig zunimmt, auftreten, mit dem Wert, den der regelmässig zunehmende Kollektorstrom des Transistors 5 aufwies (wenn vorhanden), als die Ansteuerung des Transistors 5 unterbrochen wurde während der vorhergehenden. Leitungsperiode des Transistors 5, welcher Wert in der Schaltung 31 gespeichert ist. Wenn der regelmässig zunehmende Kollektorstrom des Transistors h gerade den Wert überschreiten würde, der in der Schaltung 3I gespeichert ist, liefert die Vergleichsstufe 32 ein Ausgangssignal, das dem Steuersignaleingang 56 des Gatters 25 zugeführt wird, wodurch dieses Gatter gesperrt und somit die Ansteuerung des Transistors k (wenn noch vorhanden) unterbrochen wird. Jeweils wenn der Transistor 5 leitend ist, vergleicht die Vergleichsstufe 33 auf ähnliche Wiese die (von der Impedanz 8 abgeleiteten) Werte seines Kollektorstroins, die nach der Einschaltspitze, d.h. wenn der Kollektorstrom regelmässig zunimmt, auftreten, mit dem Wert, den der regelmässig zunehmende Kollektorstrom des Transistors k aufwies (wem vorhanden), als die Ansteuerung des Transistor k beendet wurde während der vorhergehenden Leitungsperiode des Transistors h_t welcher Wert in der Schaltung 30 gespeichert wird. Wenn der regelmässig zunehmende Kollektorstrom des Transistors 5 gerade den Wert überschreiten würde, der in der Schaltung 30 gespeichert ist, liefert die Vergleichsstufe 33 ein

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Ausgangssignal, das dem Steuereingang 57 des Gatters 26 zugeführt wird, wodurch dieses Gatter gesperrt und die Ansteuerung des Transistors 5(wenn noch vorhanden) beendet wird. Auf diese Weise wird die Ansteuerung jedes Transistors beendet, wenn der regelmässig zunehmende Kollektorstrom darin mehr als in geringem Masse grosser als der Wert ist, den der regelmässig zunehmende Kollektorstrom des anderen Transistors aufwies (wenn vorhanden), als seine Ansteuerung beendet wurde während der sofort vorhergehenden Leitungsperiode, wodurch gewährleistet ist, dass der Transformator 3 in entgegengesetztem Sinne mit Signalen nahezu der gleichen Grosse während aufeinanderfolgender Leitungsperioden der Transistoren h und 5 angesteuert wird. Die Gatter 25 und 26 sind derartauggebaut, dass,sobald sie gesperrt sind, sie in diesem Zustand bleiben, bis die Vorderflanke de.j nächsten Ausgangsimpulses von der entsprechenden Schwellenvorrichtung 23 oder Zk empfangen wird. Sie können auf bekannte Weise aus einem Paar kreuzweise gekoppelter Gatter aufgebaut werden. Es dürfte einleuchten, dass die Steuersignale für die Vergleichsstuf.en 32 und 33 gegebenenfalls von den Eingangssignalen für die Gatter 25 und 26 statt von den Ausgangssignalen derselben abgeleitet werden können.

Es sei bemerkt, dass jede Vergleichsstufe 32, dazu eingerichtet sein muss, nur dann ein Ausgangssignal zu liefern, wenn das Signal an ihrem ersten Eingang (obwohl nur in geringem Masse) grosser als das an einem

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zweiton Eingang ist; wenn die Vergleichsstufe ein Ausgangssignal liefern würde, wenn die zwei Signale gleich sind, könnten die Leitungsperiodon der zwei Transistoren nicht verlängert werden, um z.B. eine zugenommene Nachfrage an den Ausgangsklemmen 1h und 15 ausgleichen zu können, weil die effektive Ansteuerung, der der Transformator 3 während jeder Leitungsperiode unterworfen wird, dann genau der effektiven Ansteuerung während der vorhei'ßohcnden Lej tungsperiode gleich gemacht werden würde. Daher sei bemerkt, dass, es sei denn, dass weitere Massnalimen getroffen werden, beim kontinuierlichen Betrieb die asymmetrische Komponente des Magnetisationsstroms im Transformator 3 unbegrenzt vergrössert werden kann und, insbesondere wenn ein kleiner Transformator 3 verwendet wird, dies doch noch zur Sättigung des Transformatorkernes führen kann. Im Zusammenhang damit wird vorzugsweise ebenfalls eine Strombegrenzungsschaltung vorgesehen (die konventionell sein kann), die die Ansteuerung der Transistoren h und 5 eliminiert, wenn der Kollektorstrom eines der beiden Transistoren oder die Komponente desselben, die der Magnetisation des Transformators 3 entspricht, eine vorher bestimmte Grosse überschreiten würde; die dargestellte ausgleichende Schaltung kann die ZAit, die für eine derartige Strombegrenzungsschaltung verfügbar ist, derart vergrössern, dass diese aktiv wird, bevor die Situation unveränderlich wird, wodurch ihre Zweckmässigkeit zunimmt. Eine Strombegrenzungsschaltung, die für diesen Zwek angewandt werden kann, ist in der

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deutschen Patentanmeldung P 2717378.0 beschrieben, deren

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Inhalt als in die vorliegende Deschreibung aufgenommen zu betrachten ist. In Fig. 1 ist diese Schaltung schematisch als ein Block 58 dargestellt, dessen Kollektorstrommesseingänge an Impedanzen 7 und 8 angeschlossen sind und von dom Ein Ausgang mit einem Sperreingang 59 eines Dreieckwellongenerators 22 gekoppelt ist. Wenn keine Gleichstromtrennung zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung des Transformators 3 erforderlich ist, können die Impedanzen 7 und 8 durch Widerstände mit niedrigen Werten gebildet werden, wobei die Spannungen über diesen Widerständen den Teilen 30» 32 und 58 und den Teilen 31, 33 bzw. 58 zugeführt werden, oder diese Widerstände können bei einer Abwandlung sogar zu einem einzigen Widerstand mit niedrigem Wert in Reihe mit der Anschlussklemme 1 oder der Anschlussklemme 2 kombiniert werden, wobei die Spannung über dem Widerstand den beiden Gruppen von Teilen zugeführt wird. Wenn jedoch eine derartige Gleichstromtrennung erforderlich ist, können die Impedanzen 7 und 8 durch Stromtransformatoren gebildet werden, deren Primärwicklung jeweils mit dem Kollektor des entsprechenden Transistors in Reihe geschaltet und deren Sekundärwicklung jeweils an eine Widerstandsbelastung angeschlossen ist, wobei die Spannung Über dieser Belastung der entsprechenden Gruppe von Teilen zugeführt wird. Im letzteren Falle sollen die Verstärker 27 und 28 selbstverständlich die Basis-Elektroden der Transistoren h und 5 über Trennungstrans-

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formatoren speisen.

Es ist nicht notwendig, dass die Abtast- und Speicherschaltungen 30 und 31 den Wert abtasten und speichern, den der regolmiiss ig zunehmende entsprechende Kollektorstrom genau zu dem Zeitpunkt aufweist, zu dem die Ansteuerung des entsprechenden Transistors beendet wird, aber es ist nur notwendig, dass der Wert des regelmässig zunehmenden Kollektorstroins zu dein genannten Zeitpunkt auf Basis des abgetasteten Wertes voraussagbar ist. Wenn das Verheilten des Kollektorstroms jedes Transistors um den Zeitpunkt, zu dem dessen Ansteuerung beendet wird, voraussagbar ist, können die Schaltungen 30 und 31 z.B. den Wert abtasten und speichern, den der entsprechende regelnlässig zunehmende Kollektorstrom eine kurze vorher bestimmte Zeitspanne, nachdem die Ansteuerung des entsprechenden Transistors beendet ist, aufweist (wenn der Transistor noch leitend ist infolge von Ladungsspeicherung in seinem Dasisgebiet). Das Ausgangssignal der Schaltung 30 oder 3I soll in diesem Falle selbstverständlich in bezug auf die Aenderung des Kollektorsti'offls, die während dieser kurzen vorher bestimmten Zeitspanne auftritt, richtig sein.

Obwohl in der Zeichnung die Transistoren h und 5 an den Transformator 3 in einer konventionellen ausgleichenden Konfiguration jai i zwei Taktausgängen angeschlossen sind, leuchtet es ein, dass sie auch in einer Konfiguration mit einera einzigen Taktausgang, d.h. in einer Konfiguration angeordnet sein können, bei der die

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Mittelanzapfung der Primärwicklung des Transformators 3 weggelassen ist, wobei ein Ende der Primärwicklung des Transformators an den Knotenpunkt zweier Kondensatoren angeschlossen ist, die in Reihe über den Klemmen und 2- angeordnet sind, und wobei die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren k und 5 in gleichem Sinne in Reihe über den Klemmen 1 und 2 geschaltet sind, während das andere Ende der Primärwicklung des Transformators an den Knotenpunkt des Emitters des einen Transistors und des Kollektors des anderen Transistors angeschlossen ist. In einem derartigen Falle müssen die Impedanzen 7 und 8 unmittelbar mit den Kollektor-Elektroden der entsprechenden Transistoren in Reihe geschaltet werden.

Obwohl die Transistoren^ und 5 als Bipolartransistoren dargestellt sind, leuchtet es ein, da»? sie auch durch z.B. Feldeffektleistungstransistoren gebildet werden können.

Da die Vergleichsstufen 32 und 33 abwechselnd wirksam sind, können sie durch eine einzige Vergleichsschaltung ersetzt werden, die von dem jeweiligen Ausgangssignal der beiden Gatter 79 und 81 geschaltet wird. Wenn dies erfolgt, muss der erste Vergleichseingang der einfachen Vergleichsstufe von den Ausgängen der zwei Impedanzen 7 und 8 her (oder von dem Ausgangssignal einer einzigen Impedanz, die in die gemeinsame Speisung der Kollektoren der Transistoren k und 5, aufgenommen ist, wenn 7 und 8 durch diese ersetzt werden) gespeist werden, während der zweite Vergleichseingang der ein-

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fachen Vergleichsstufe von den Ausgängen der Schaltungen 30 und 31 her über gesonderte Schalter gespeist werden müssen, die derart geschaltet werden, dass der Schalter im Ausgang der Schaltung 30 gesperrt ist, wenn ein Ausgangsimpuls an der Klemme 16 erscheint, und der Schalter im Ausgang der Schaltung 3I gesperrt ist, wenn ein Ausgaiigsimpuls an der Klemme 17 erscheint . Für diesen Zwek können die Schalteingänge der zwei Schalter mit den Ausgängen der Gatter '41 bzw. 36 gekoppelt werden.

Fig. 2 zeigt eine andere Möglichkeit für die Teile 30 bis 33 in Fig. 1, in der die zwei geschalteten Vergleichsstufen 32 und 33 durch eine einfache Vergleichsstufe 65 ersetzt sind, die in die Schaltung 590 aufgenommen ist. Die Abtast- und Speicherschaltung 30 aus Fig. 1 wird durch die Reihenanordnung eines Speicherkondensators 60 und eines Schalters 61 gebildet, die über einem Widerstand 61 angebracht ist, und die Abtast- und Speicherschaltung 3I aus Fig. 1 wird durch die Reihenanordnung eines Speicherkondensators 63 und eines Schalters 64 gebildet, die über dem Widerstand angebracht ist. Die Vergleichsstufe 65 ist als ein Operationsverstärker ausgebildet, wobei zwei Schalter 66 und 67 mit ihrem jeweiligen invertierenden Eingang an den Knotenpunkt des Kondensators 60 und dee Schalters 61 bzw. an den Knotenpunkt des Kondensators 63 und des Schalters 64 angeschlossen sind. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 65 liegt in der OV-

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Leitung, wie in diesem Falle der Unterseite des Wider-Standes 62. Der invertierende Eingang des Verstärkers 65 ist ebenfalls an ein niedriges negatives Potential von z.B. -0,5 V über einen Widerstand 68 hohen Wertes angelegt. Die Impedanzen 7 und 8 aus Fig. 1 werden durch Stromtransformatoren gebildet, deren Primärwicklungen in die Kollektorschaltungen der Transistoren h bzw. 5 aufgenommen und deren Sekundärwicklungen beide an den Widerstand 62 über die Dioden 69 bzw. 70 angeschlossen sind.

Die Schaltung nach Fig. 1 , die auf die in Fig. 2 dargestellte Weise abgewandelt ist, wirkt wie folgt: Die unverschiedlichen Spannungsformen, die darin auftreten können, sind in Figuren 3 und k angegeben. In den Figuren 3 und h sind die verschiedenen Wellenformen mit denselben Bezugsziffern wie die Punkte in den Figuren 1 und 2, an denen sie auftreten können, bezeichnet

Durch das Anschliessen der Stromtransformatoren 7 und 8 an den Widerstand 62 über die Dioden 69 bzw. entsteht die Spannungsform nach Fig. 3 am Punkt 71 der Fig. 2, welche Spannungsform die Summe der Kollektorströme der Transistoren h und 5 ist, wenn die Spannungsform 16 bzw. 17 der Fig. 3 ihren respektiven Basis-Elektroden zugeführt wird. Die ersten und dritten Impulse der Wellenform 71 entsprechen dem leitenden Zustand des Transistors k und die zweiten und vierten Impulse derselben entsprechen dem leitenden Zustand des T_ransietörs 5· Es leuchtet ein, dass jeder Impuls eine

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Einschaltspitze (infolge des Aufladens der Streukapazitäten in der Kollektorleistung des entsprechenden Transistors) aufweist, der ein Teil folgt, der eine negativ verlaufende Neigung aufweist (der dem Magnetisationsstrom des Transformators 3 entspricht) und einem Basisteil überlagert ist (der dem den Ausgangsklemmen ]k und 15 entnommenen Strom entspricht).

Zu dem Zeitpunkt t_p, d.h. nach dem Auftreten der Einschaltspitze des ersten Impulses der Wellenform 71, wird der Schalter 61 von dem Ausgangssignal des Gatters 37 (Wellenform Jk, 35) eingeschaltet, wobei die unterste Elektrode des Kondensators 60 auf die 0 V-Leitung geklemmt wird, wie in der Wellenform 72 in Fig. 3 angegeben ist. Die Zeitkonstante, die durch den Kondensator 60, den Widerstand 62 und den Widerstand des Schalters 61 im eingeschalteten Zustand gebildet wird, ist klein (z.B. 0,1 ,usec) gemacht, wodurch der Kondensator 60 schnell auf die Spannung über dem Widerstand 62 (Wellenform 71) aufgeladen wird. Der Schalter 61 wird von der Wellenform 3^i 35 bis zum Zeitpunkt t_ geschlossen gehalten, der mit der Hinterflanke des ersten Impulses der Wellenform 16, -d.h. mit dem Zeitpunkt zusammenfällt, zu dem die Ansteuerung des Transistors h beendet wird und zu dem der Schalter 61 geöffnet wird. Da zu diesem Zeitpunkt der Schalter 66 ebenfalls geöffnet ist (dieser wird von der Wellenform kO, 5k gesteuert), ist der Kondensator 60 nach wie vor auf den Wert aufgeladen, den die Wellenform 71 zu dem Zeitpunkt t„ aufwies, wodurch die Wellenform 72 der Wellenform 71 folgt. Zum

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-Vf- POT. 32559

Zeitpunkt t_ (der dem Zeitpunkt t entspricht, aber während des folgenden Impulses der Wellenform 71» der dem leitenden Zustand des Transistors 5 entspricht) wird der Schalter 66 vom Ausgangssignal des Gatters ^7 (Wellenform ho, 5Ό geschlossen, wodurch die dem invertierenden Eingang des Verstärkers 65 zugeführte Wellenform 7^ der Wellenform 72 gleich wird. Zum Zeitpunkt t_ ist die Amplitude der Wellenform 71 aber kleiner als zum Zeitpunkt t„, wodurch die Wellenformcn 72 und Jk einen negativen Wert aufweisen. Zu diesem Zeitpunkt ist der Eingangstransistor des Verstärkers 65 nichtleitend, was, in Kombination mit der Tatsache, dass der Widerstand 68 einen hohen Wert (z.B. 10 MOhm) aufweist und daher einen vernachlässigbaren Strom zieht, bedeutet, dass die Wellenformen 72 und 7^ nach wie vor der Wellenform 71 folgen. Wenn die Amplitude der Wellenform 71 auf denselben Wert wie während des Zeitpunktes t_ zunimmt, nimmt jedoch die Amplitude der Wellenformen 72 und Jk auf 0 V zu und wird dann positiv. Dieses Ereignis bestimmt den Zeitpunkt tg. Der Verstärker 65 weist eine hohe Verstärkung und einehohe Eingangsimpedanz auf, wodurch, sobald die Wellenform 7^ nur einige Millivolts positiv geworden ist, sein Ausgang 56, 57 abrupt negativ wird (ausgedehnte Wellenform 56, 57 in Fig. 4) wodurch das Gatter 26 während einer kurzen Zeit t_ gesperrt (was durch alle Verzögerungen in der Schaltung bestimmt wird) und somit die Ansteuerung des Transistors 5 (Wellenform 17) beendet und der Schalter

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64, der zum Zeitpunkt t vom Ausgangssignal des Gatters I47 geschlossen wurde (Wellenform hO_t 5*0 geöffnet wird. Die Zeitspanne t_R-t_Q beträgt nur einen Bruchteil einer Mikrosekunde, wodurch to und tg nahezu zusammenfallen und der Transistor 5 also nicht mehr angesteuert wird, sobald sein Kcllektorstrom einen Wert aufweist, der nahezu gleich dem Wert ist, den der Kollektorstrom des Transistors h zum Zeitpunkt t„ aufwies.

Wie bereits erwähnt wurde, ist eine endliche Verzögerungszeit t„-t erforderlich, um die Transistorströme zunehmen zu lassen, damit man einer vergrösserten Nachfrage an den Ausgangsklemmen 1 4, I5 genügen kann.

Nach dem Zeitpunkt t_ ist die im Kondensator gespeicherte Information nicht mehr nötig und wird der Zyklus nochmals wiederholt, sobald der Schalter 61 zum Zeitpunkt t wieder geschlossen wird.

Die Wirkung des Kondensators 63 und der Schalter 6k und 67 ist gleich der des Kondensators 60 und der Schalter 61 und 66, mit der Massgabe, dass, wenn der Kondensator 63 aufgeladen wird, der Kondensator 60 an den Verstärker 65 angeschlossen wird, und umgekehrt. Dadurch ist die Wellenform am Punkt 73 gleich der am Punkt 72, aber über eine halbe Periode verschoben, wie in Fig. 3 angegeben ist.

Gegebenenfalls können die Dioden 75 und 76 in die Schaltung der Fig. 2 auf die dargestellte Weise derart aufgenommen werden, dass ihre Anoden an einem Punkt 77 mit negativem Potential liegen. Derartige Dioden

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PHD. 3^559 ⁴Ix 24-10-1077

können die Schalter vor zu hohen negativen Spannungen

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zu Zeitpunkten schützen, zu denen der Momentanwert der Wellenform 71 Null ist, und können die effektiven Spannungen über den Kondensatoren 60 und 63 auf jeden gewünschten Wert (der durch das Potential am Punkt 77 bestimmt wird) begrenzen. Eine derartige Begrenzung der effektiven Spannung über den Kondensatoren 60 und 63 setzt den Kollektorströmen der Transistoren k und 5 eine obere Grenze, was ein Vorteil sein kann. Wenn also z.B. ein Kollektorstrom von 1 A 1 V über dem Widerstand 62 liefert, wenn das Potential am Punkt 77 -5 V beträgt und wenn der Spannungsabfall über den Dioden 75 und 76 in der Durchlassrichtung 0,5 V" beträgt, wird die Ansteuerung des Transistors k oder 5 automatisch beendet, sobald sein Kollektorstrom einen Wert von 5»5 A erreicht. Derartige Dioden können die Strombegrenzungsschaltung 58 in Fig. 1 ersetzen.

In einer praktischen Schaltung hatte der Widerstand 62 einen Wert von 50 Ohm, während der Kondensatoren 60 und 63 beide einen Wert von 1000 pF aufweisen, wobei die analogen Schalter 61, 6k, 66 und 67 zusammen durch einen Quad DMOS-Analog-Schalter gebildet wurden, der von der Firma Signetics unter der Typennummer SD 5OOO vertrieben wird, und der Verstärker 65 ein Verstärker vom Philips-Typ TCA 520 B war.

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Claims

PHD.32559 2/1-10-1977

PATENTANSPRUECHE;

/i. J Stromausgleichende Schaltung für einen Gleichstromwandler vom Gegentakttyp, bei der ein Transformator auf der Primärseite mittels mindestens zweier Transistoren abwechselnd an eine Gleiclispannungsquelle angeschlossen wird, so dass auf dor Skundärseite eine Wechselspannung erscheint, wobei eine Steuerschaltung die Transistoren abwechselnd impulsförmig in den leitenden Zustand steuert, während weitei* eine Strommessvorrichtung in Reihe mit dem jeweiligen Hauptstromkreis der Transistoren angeordnet ist, an den eine Vergleichsschaltung angeschlossen ist, die bei Ungleichheit der Ströme in den Hauptstromkreisen ein Korrektursignal an die Steuerschaltung abgibt, damit diese Ungleichheit beseitigt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Vergleichsschaltung eine erste (30) und eine zweite (31) Abtast- und Speicherschaltung enthält, von jeder von denen ein Messeingang an die Strommessvorrichtung (7, 8) ein Steuereingang (Jk, ko) an die Steuerschaltung und ein Messausgang an den einen Eingang eines Komparators (33> 32, 59O) angeschlossen ist, dessen Ausgang (57» 56) an die Steuerschaltung (18) angeschlossen und von dem ein anderer Eingang mit der Strommessvorrichtung (8, 7) verbunden ist, wobei während jedes Impulses der Steuerschaltung, der einen der Transistoren leitend macht, die eine Abtast-und Speicherschaltung den Wert des Stromes durch den leitenden Transistor speichert und die andere Abtast- und Speicherschaltung an ihrem Messausgang den

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ORIGINAL INSPECTED

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Endwert des Stromes, wie»er vom anderenTransistor am Ende des vorhergehenden Impulses der Steuerschaltung geführt vurde, an den Komparator liefert, der diesen Endwert mit dem genannten Wert des Stromes durch den leitenden Transistor vergleicht und den bestehenden Impuls beendet, wenn der Komparator ein Signal an seinem Ausgang führt, dadurch, dass der genannte Wert des Stromes den genannten Endwert überschreitet.

2. Strorrmusgleichende Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Komparator (33> 32, 590) mit einem Sperreingang (5^, 55) versehen ist, der mit dem Ausgang einer Zeitverzögerungsschaltung (81, 80, 47, 48nbzw. 79. 87. 37. 38) verbunden ist, deren Triggereingang mit der Steuerschaltung verbunden ist, um den Komparator während des Anfangs jedes Steuerimpulses für die Transistoren zu sperren.

3. Stromausgleichende Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuereingang (34, 4o) der Abtast- und Speicherschaltung (30, 3'·) mit dem genannten Ausgang der Zeitverzögerungsschaltung verbunden ist.

H. Stromaiisgleichende Schaltung nacii Anspruch 2, bei der die Steuerschaltung einen Taktimpulsgenerator enthält, der Basisimpulse liefert, von denen die Steuerimpulse für die Transistoren abgeleitet werden, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuereingang (34, 4o) der Abtast- und Speicherschaltung (30, 31) mit dem Ausgang eines ODER-Gatters (36, 4i) verbunden ist, von dem ein

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erster Eingang mit dem Ausgang der Zoitverzögerungsschaltung und ein zweiter Eingang mit einer Impulsgeborschaltung (h5, k9, kk, 51; 53, 50, 52) verbunden ist, die mit einem Sperreingang, der mit dem genannten Trigß^reingang verbunden ist, und mit einem Starteingang versehen ist, der mit dem Taktimpulsgonerator verbunden ist, um einen Abtastimpu.1 s an den genannten Stcuereingang (3^, ko) nur beim Fehlen des Steuerimpulses während eines Basisimpulses zu liefern.

5. Stromausgleichende Schaltung nach Anspruch 2, oder h, dadurch gekennzeichnet, dass die erste (30) und die zweite (3I) Abtast-und Speicherschaltung je aus einer über dem Messeingang angeordneten Reihenschaltung einer; Kondensators (60, 63) und eines Schalters (61, 64) •aufgebaut sind, wobei die Steuerelektrode des Schalters der respektive Steuereingang (3^» ^O) und der Knotenpunkt (72, 73) des Schalters und des Kondensators der respektive Messausgang ist; dass weiter die Messeingänge parallel zueinander und zu einer gemeinsamen Strominessvorrichtung (7, 8, 69, 70, 62) geschaltet sind, und dass ein gemeinsamer Komparator (590) einen Differenzverstärker (65) und. zwei andere Schalter (66, 67) enthält, wobei der Ausgang (56, 57) des Verstärkers an die Steuerschaltung angeschlossen, der eine Eingang (7*0 mit der einen Klemme jedes der beiden Schalter, die andere Klemme jedes Schalters mit einem genannten Messausgang verbunden und die Steuerelektrode jedes Schalters

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an einen respekliven Sperrojncang (5'' » 55) angeschlossen ist, wobei weiter der andere Eingang des Verstärkers mit der gemeinsamen Leitung verbunden ist, die die Messeingängo miteinander verbindet und an die ausserdem die zuerst genannten Sclutlter (61, 6^) angeschlossen sind. 6. StromauKg]eichende Schaltung nach Anspruch 51 dadurch gekennzeichnet, dass jeder Messausgang mit einer Klemmdiod« (751 7^) verbunden ist, die ein Bezugspotential (77) aufweist, das einem höchstzulässigen Strom in den Transistoren entspricht.

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