DE1187267B - Impulsbreitenmodulator - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

H03k

Deutsche Kl.: 21 al-36/06

Nummer: 1187267

Aktenzeichen: L 34256 VIII a/21 al

Anmeldetag: 18. September 1959

Auslegetag: 18. Februar 1965

Die Erfindung bezieht sich auf einen Impulsbreitenmodulator, bei welchem eine Wechselspannung von fester Frequenz und mit gleichen positiven und negativen Halbperioden, z. B. eine Sägezahnwelle oder eine Sinuswelle, mit einer Modulationsspannung in Form einer analogen Gleichspannung so überlagert wird, daß sich eine zeitmodulierte Wechselspannung mit ungleicher Dauer der beiden Halbperioden ergibt, die einem Verstärker zugeführt wird, der eine oder mehrere aus steilflankigen Impulsen bestehende Ausgangsspannung liefert, bei denen die zeitliche Breite der Impulse der Dauer der zugeordneten Halbperioden der zeitmodulierten Wechselspannung entspricht. Derartige Impulsbreitenmodulatoren werden oft bei Analog-Digital-Umwandlern verwendet und haben ein weites Anwendungsgebiet bei Rechenvorrichtungen (z. B. in Verbindung mit Zeitteilungs-Multiplikationseinrichtungen), bei automatischen Steuerungen, bei Meßwert-Fernübertragungen, im Instrumentenbau (z. B. Digitalvoltmetern) od. dgl.

Bei den bisherigen derartigen Impulsbreitenmodulatoren werden, wenn eine genaue lineare Arbeitsweise verlangt wird, außerordentlich lineare Kippspannungen (beispielsweise Sägezahnspannungen) von konstanten Spitzenamplituden benötigt sowie ein Komparator, der vollständig frei von Drift ist. Diese Erfordernisse verlangen wiederum eine hochstabilisierte Stromquelle, aufwendige und sehr genaue lineare Komponenten und außerdem oft Temperatursteuereinrichtungen.

Mit der vorliegenden Erfindung wird demgegenüber ein Impulsbreitenmodulator geschaffen, der keine genaue lineare Sägezahnspannung oder strenge Amplitudensteuerung benötigt, der in den meisten Fällen ohne Temperatursteuerung auskommt und der mithin bei einfachem Aufbau sehr hohe Anforderungen erfüllen kann.

Der mit der Erfindung vorgeschlagene Impulsbreitenmodulator kennzeichnet sich dadurch, daß aus einem praktisch aus Rechteckimpulsen bestehenden Impulszug, der in einem Schaltnetz durch Begrenzung der Amplituden der Ausgangsspannungen des Verstärkers auf gleiche Ausschläge oberhalb und unterhalb des Bezugspegels der zeitmodulierten Wechselspannung gebildet wird, über ein Filternetz ein Gleichspannungs-Rückkopplungssignal erzeugt wird, welches über eine Summierschaltung der analogen Gleichspannung vor deren Überlagerung auf die Wechselspannung fester Frequenz algebraisch hinzuaddiert wird. 5 α

Zweckmäßig ist dabei die Anordnung so getroffen, daß in dem die Amplituden der Ausgangsspannungen Impulsbreitenmodulator

Anmelder:

General Precision, Inc.,

Wilmington, Del. (V. St. A.)

Vertreter:

Dr. K.-R. Eikenberg, Patentanwalt,
Hannover, Am Klagesmarkt 10/11

Als Erfinder benannt:

Hermann Schmid, Binghamton, N. Y. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 19. September 1958
(762 024)

des Verstärkers begrenzenden Schaltnetz zwei Triodentransistoren enthalten sind, an deren Basiselektroden die Ausgangsspannungen des Verstärkers angelegt werden und deren Emitter- und Kollektorelektroden in einem gleichen Paar mit einem gemeinsamen, an die Ausgangsleitung des Netzes angeschlossenen Anschlußpunkt und in dem anderen gleichen Paar mit zwei Leitern, welche amplitudenbegrenzende Gleichspannungen gleicher Größe und entgegengesetzter Polarität führen, verbunden sind.

Die Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen an Hand der Zeichnungen näher beschrieben. Dabei stellt dar

F i g. 1 ein elektrisches Schaltdiagramm eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

F i g. 2 ein Diagramm von Wellenzügen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 1,

F i g. 3 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Arbeitsweise eines in der Schaltung nach F i g. 1 verwendeten Transistorschaltkreises,

F i g. 4 ein elektrisches Schaltdiagramm einer zweiten Ausführungsform der Erfindung und

F i g. 5 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Arbeitsweise eines in der Schaltung nach F i g. 4 verwendeten Transistorschaltkreises.

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3 4

Der Impulsbreitenmodulator gemäß F i g. 1 wird dabei die Sägezahnspannung an der Klemme 106 genau durch einen Oszillator 100 über die Primärwicklung linear ist, wird die Zunahme der Zeitdauer des posi-101 eines Transformators 102 mit einer Wechsel- tiven Impulses in dem Leiter 110 und des negativen spannung fester Amplitude und fester Frequenz ver- Impulses in dem Leiter 108 direkt proportional der sorgt. Der Oszillator 100 kann irgendeine geeignete 5 Größe der positiven Gleichspannung Vb im Leiter 105. Quelle für eine sich periodisch ändernde Wechsel- Sobald aber umgekehrt der Leiter 105 negativ gegenspannung sein und ist vorzugsweise ein Sägezahn- über Erde wird, ergibt sich entsprechend eine Zugenerator, der die Primärwicklung 101 mit einem nähme der Zeitdauer der negativen Impulse in dem Sägezahnwellenzug speist. Damit wird in der (einen Leiter 110 und der positiven Impulse in dem Leiter Teil des Modulators bildenden) Sekundärwicklung 103 io 108, die direkt proportional ist der negativen Spannung des Transformators 102 ebenfalls eine Sägezahn- in dem Leiter 105. Die Funktion des mit einer Sägespannung induziert. Unter der Voraussetzung, daß zahnspannung versorgten Begrenzerverstärkers 107 beder an die eine Endklemme der Sekundärwicklung 103 steht somit darin, die Gleichspannung an dem Leiter angeschlossene Leiter 105 an Erde oder auf einem 105 in zwei zeitmodulierte Gegentaktsignale umzu-Nullpotential liegt, besitzt dabei die an der anderen 15 wandeln. Da der Begrenzerverstärker 107 immer Endklemme der Sekundärwicklung 103 auftretende gesättigt ist, wenn die Spannung an der Klemme 106 Sägezahnspannung gleich große positive und negative einige Millivolt ganz wenig übersteigt, werden die Ausschläge, wobei die positiven Ausschläge genau Amplituden der positiven und negativen Impulse in während der einen Halbperiode und die negativen den Leitern 108 und 110 durch die Speisespannung Ausschläge genau während der anderen Halbperiode 20 des Begrenzerverstärkers 107 bestimmt und bleiben der Oszillatorschwingung vorhanden sind. Diese während der gesamten Impulsdauer konstant.
Spannung an der Klemme 106 ist als Wellenzug 1 Es sei angenommen, daß die Impulse in den Leitern in Fig. 2 dargestellt. Der Transformator 102 kann 108 und 110 nach Maßgabe einer unabhängig variablen mit einer großen Anzahl von weiteren Sekundär- analogen Gleichspannung V_y zeitmoduliert werden wicklungen versehen sein (von denen in F i g. 1 25 sollen. Diese analoge Gleichspannung wird von der nur die Wicklung 104 gezeigt ist), so daß ein einziger Klemme 120 aus über einen Bemessungswiderstand Oszillator 100 eine große Anzahl von Modulatoren i?-103 dem Eingang eines üblichen Gleichstromversorgen kann. Verstärkers U-100 zugeführt. Wenn zunächst die

Falls der Leiter 105 ein Gleichspannungspotential Rückkopplungsverbindung über den Widerstand i?-104 führt, verschiebt sich der Durchschnittspegel des 3° unbeachtet bleibt und weiterhin angenommen wird, Potentials an der Klemme 106. Ist der Leiter 105 daß der Verstärker U-IWi linear ist, ändert sich das positiv mit Bezug auf Erde, wird das Wechselstrom- Potential in dem Leiter 105 in Abhängigkeit von der potential an der Leitung 106 für mehr als eine Halb- Spannung V_y mit dem Ergebnis, daß die Impulse in periode positiv und· für weniger als eine Halbperiode den Leitern 108 und 110 entsprechend dem Wert negativ, wie dies als Wellenzug 2 in F i g. 2 gezeigt 35 dieser Variablen zeitmoduliert werden. Diese zeitist. Im Falle einer negativen Spannung in dem Leiter modulierten Impulse werden in einem Transistor-105 wird jedoch die Klemme 106 für mehr als eine schaltkreis 112 und einem Filternetz 113 demoduliert, Halbperiode negativ und für weniger als eine Halb- wobei sich ein Gleichspannungs-Rückkopplungssignal periode positiv. ergibt, das über den Rückkopplungs-Bemessungs-

Die Wechselspannung an der Klemme 106 wird in 40 widerstand i?-104 dem Verstärker C/-100 zugeführt

einem Begrenzerverstärker 107 in einen Rechteck- wird. Auf diese Weise ist der Verstärker U-IWS in

wellenzug (d. h. in einen Zug von rechteckigen Im- eine geschlossene Schleife gelegt, so daß die für übliche

pulsen) umgewandelt. Der Verstärker 107 ist als rückgekoppelte Verstärker geltenden Gesetze an-

Transistorverstärker ausgebildet und besitzt zwei gewandt werden können.

geerdete Emitterverstärkerstufen und eine Gegentakt- 45 Mit T für die Periode einer Sägezahnwelle, mit V_s

Ausgangsstufe. Er ist so übersteuert, daß der volle für die Sägezahnamplitude, mit t für die Periode oder

Ausgang in den Leitern 108 und 110 schon dann Breite eines Impulses in dem Leiter 108 oder in dem

erscheint, wenn die Klemme 106 geringfügig (ungefähr Leiter 110 und mit Fe für die Vorspannung oder

20 mV) negativ gegenüber Erde wird. An Stelle eines Verschiebespannung in dem Leiter 105 gilt die folgende

Transistorverstärkers kann für den Begrenzender- 5° Beziehung:
stärker 107 im übrigen auch ein üblicher Röhrenverstärker oder eine bistabile Schaltung, beispielsweise

eine Schmidt-Kippschaltung, verwendet werden. _t __ J^ , ^vs + ^vb _Q^_ej. _J_ _ J_. Λ α.

In F i g. 2 ist als Wellenzug 3 A die Spannung in 2 V₈ T 2 \ I
dem Leiter 110 dargestellt, wenn der Leiter 105 auf 55 ₍„ Erdpotential liegt. Diese Spannung besteht aus ^ ' positiven und negativen Impulsen von gleicher Zeitdauer, nämlich jeweils der Dauer einer Halbperiode. Falls stabile und genaue Spannungen der Größe V_r Die unter dieser Bedingung in dem Leiter 108 auf- von entgegengesetzter Polarität über die Klemmen 114 tretende Spannung ist die Umkehrung davon. Sobald 60 und 115 an die Kollektorelektrode der Transistoren jedoch der Leiter 105 eine positive Spannung Vb T-3 und T-A des Schaltkreises 112 angelegt sind, führt und sich damit das Wechselspannungspotential werden die Amplituden der dem Schaltkreis 112 von an der Klemme 106 so ändert, wie dies der Wellenzug 2 den Leitern 108 und 110 aus zugeführten Impulse in F i g. 2 zeigt, wird die Ausgangsspannung in genau auf die Werte der Bezugsspannungen begrenzt, dem Leiter 110 für mehr als eine Halbperiode positiv, 65 und zwar in einer Weise, die weiter unten noch auswie dies mit dem Wellenzug 4 in F i g. 2 dargestellt führlicher beschrieben wird. Der demodulierte Wert ist, während die Ausgangsspannung in dem Leiter 108 oder mittlere Pegelwert der dem Schaltkreis 112 zufür mehr als eine Halbperiode negativ wird. Falls geführten Impulse ist mit der gefilterten Rückkopp-

Vf= -Vr\l-^[i +^

lungsspannung Vf, die dem Verstärker {7-100 zugeführt Sinus-Wellenzug an Stelle eines Sägezahn-Wellenzuges wird, folgendermaßen verknüpft: erzeugen. Wie bei üblichen Rückkopplungsverstärkern,

ist im übrigen die Arbeitsweise der Rückkopplungs-(2) schleife gemäß F i g. 1 im wesentlichen durch die

5 Werte der verwendeten festen Schaltungskomponenten bestimmt und fast vollständig unabhängig von Ände-

Durch Einsetzen von L _gemäß Gleichung (1) ergibt ^{rungen od}^ Charakteristik der verwendeten Tran- T ⁶ s w s sistoren infolge einer Alterung oder einer Temperatursich daraus: abhängigkeit.

ίο Wenn die (gegenpolige) Kollektorspannung V_r im _ Yr Vb ^ Schaltkreis 112 auf einem konstanten Bezugswert

Vs liegt, ist gemäß Gleichung (7) die Zeitmodulation nur

Π) nochvonderunabhängigvariablenEingangsspannungF^

abhängig. Wenn dagegen die Kollektorspannung V_x Die Vorspannung oder Verschiebespannung Vb im 15 an den Klemmen 114 und 115 gegenpolig in Überein-Leiter 105 ist proportional der am Verstärker {7-100 Stimmung mit einem zweiten, unabhängig variablen anliegenden resultierenden Eingangsspannung, multi- Eingangswert verändert wird, arbeitet der Modulator pliziert mit der Verstärkung A des Verstärkers. Da als Divisionsschaltung und liefert eine Zeitmodulation, die resultierende Eingangsspannung proportional ist bei der sich die Impulsbreiten in Abhängigkeit von dem der Summe aus der über dem Widerstand i?-103 zu- 20 Verhältnis zwischen der Eingangsspannung V_y und der geführten unabhängig variablen Gleichspannung V_y (variablen) Spannung V_r ändern. Wie bei üblichen und der über den Widerstand iM04 zugeführten Rückkopplungsverstärkern liefert ein schwaches Rück-Rückkopplungsspannung Vf gilt [unter Berücksichti- kopplungssignal (welches auftritt, wenn die Spangung von Gleichung (3)]: nungen an den Klemmen 114 und 115 klein werden)

λ ν ν AV ^{25 eme wein}S^er genaue und weniger lineare Arbeitsweise,

Vb = {Vy + Vf)A = AVy + — - = . ^s0 daß eine Division durch kleine Werte einen größeren

Vs AVr Fehler hervorruft als eine Division durch größere

¹ ^~~ Werte.

* In dem dargestellten Ausführungsbeispiel gemäß

(4) 30 Fig. 1 liegt die Verstärkung in der Rückkopplungs

schleife in der Größenordnung von mehreren Millionen

Durch Einsetzen dieses Wertes für V_b in Glei- ^für Gleichstrom und in der Größenordnung von chung (1) ergibt sich: 10000 bis 20000 für Wechselstrom von ungefähr

10 Hz. Dabei kann ein Gegentaktausgang von den _t 2 / γ \ — AV ³⁵ Leitern 108 und 110 und ein einfacher Ausgang kann

1—2— = 1 (1 -\ -j = — · _1_ von dem gemeinsamen Emitteranschluß des Transistor-

T 2 \ V₈ J . AVr y_e Schaltkreises 112 abgenommen werden. Der einfache

V_s Ausgang ist außerordentlich linear und ist bei An

wesenheit irgendwelcher leichter Nichtlinearitäten in

(⁵) 40 dem Transistorschaltkreis auch besser linear gegen-

⁰ über dem Eingangssignal als der Gegentaktausgang, 1_2—= ~ ^y . (6) da eine hohe Schleifenverstärkung in der Rück-

T Vs-AVr kopplungsschleife verwendet wird und da der Rück

kopplungswiderstand zwischen dem gemeinsamen

Wird der Verstärker [Z-IOO mit ausreichender Ver- 45 Emitteranschluß des Transistorschaltkreises 112 und

Stärkung betrieben, kann die Größe AV_r stets vielfach dem Eingang des Verstärkers [/-100 aus linearen größer als V₈ gehalten werden, so daß die Gleichung (6) Elementen besteht. Der Transistorschaltkreis 112, der

mit vernachlässigbarem Fehler in der Form nunmehr in größeren Einzelheiten beschrieben werden

. \ ν ^so1"' ^ar^^tet ähnlich einem idealen einpoligen Hebel-

M-2—-j =-~*Ljc (7) 50 schalter mit zwei Schaltstellungen. Die Signale in den

\ T) V_r Leitern 108 und 110 werden über die Widerstände

i?-101 und R-I(Sl den Basen zweier mit ihren Emittern

geschrieben werden kann, wobei k eine Bemessungs- verbundenen PNP-Transistoren T-3 und T-A zugeführt.

konstante darstellt. Es sei angenommen, daß diese Signale aus zeit-

Aus Gleichung (7) ist zu ersehen, daß die Zeit- 55 modulierten Impulsen und Amplituden von 10 V

, , . λ _n t\ . λ τ. -™ ,..,.,« bestehen, und es sei weiter angenommen, daß eine

modulation (1-2_T) in den Leitern 108 und 110 Spannung F_r von (plus bzw. minus) 6 V an die direkt proportional der an die Klemme 120 angeleg- Kollektorelektroden der Transistoren T-A und T-3 anten, unabhängig variablen Eingangsspannung V_y und gelegt ist.

umgekehrt proportional der an den Schaltkreis 112 60 Bei einer Spannung von —6 V an dem Kollektor angelegten Kollektorspannung V_r ist. Unter der Vor- des Transistors T-3 und einer Spannung von +6 V aussetzung einer großen Verstärkung A des Verstär- an dem Kollektor des Transistors T-A arbeitet der

1 Tr tnn ■ 4. j· r? ·. ,ι,.. Λ „Μ" τ- Transistor T-3 als Emitterverstärker mit dem Trankers [/-100 ist die Zeitmodulation (l-2_yj unab- _sistor ^ ^ _{Belastungsimpedanz während der} Zeit, hängig von der Amplitude, der Linearität und Fre- 65 während der die über den Leiter 108 zugeführte quenz des Sägezahnwellenzuges. Daher kann der Basisspannung Vb des Transistors T-3 und die um-Osziüator 100, wenn dieses sich aus irgendeinem gekehrte, über den Leiter 110 zugeführte Basis-Grund als zweckmäßig erweisen sollte, auch einen spannung —Vb des Transistors T-A kleiner ist als die

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zu 6 V angenommene Spannung V_r. Mit einem An- von nur ungefähr 1 mV) mit der Spannung übereinstieg der Spannung Vb in positiver Richtung von Null stimmt, die dem Kollektor des Transistors zugeführt an folgt daher die Ausgangsspannung an dem gemein- ist. In der bevorzugten Ausführungsform sind deshalb

samen Emitteranschluß der Transistoren dicht nach. beide Transistoren des Schaltkreises in der zeichne- Da die zeitmodulierten Impulse aber fast vertikale 5 risch dargestellten Weise mit dem Kollektor an Erde Vorderflanken und Rückflanken besitzen, tritt diese oder Bezugsspannung gelegt. Zwar erfordert eine

Arbeitsweise des Transistors Γ-3 als Emitterverstärker derartige Schaltung eine höhere Leistung zum Steuern

nur in einer außerordentlich kurzen Zeitspanne auf. des Schalters, ergibt jedoch einen kleineren Spannungs-

Sobald die Spannung Vb 6 V erreicht oder über- abfall zwischen Kollektor und Emitter des leitenden

schreitet, werden der Kollektor-Basis-Kreis und der io Transistors.

Emitter des Transistors T-3 in Sperrichtung und der Für eine optimale Wirksamkeit des Modulators

Kollektor-Basis-Kreis und der Emitter des Transistors sollten die Transistorschalter in der Lage sein, ziem-

T-4 in Durchlaßrichtung vorgespannt. Dadurch leitet lieh große Spannungen zu bewältigen, einen so gering

der Transistor T-4, während der Transistor T-3 ab- wie möglich gehaltenen Spannungsabfall an dem

geschaltet ist Bei diesem Zustand entspricht die 15 leitenden Zweig des Schalters zu liefern und noch bei

Ausgangsspannung an dem gemeinsamen Emitter- hohen Geschwindigkeiten einwandfrei zu arbeiten,

anschluß fast genau der Spannung V_r von +6 V, die Um diesen Anforderungen zu genügen, sollten Tran-

an der Kollektorelektrode des Transistors T-4 liegt, sistoren verwendet werden, deren Kollektor-Basis-

und weicht von dieser nur um ungefähr 1 mV ab. Nennspannung Vcβ , deren Emitter-Basis-Nennspan-

Diese Ausgangsspannung bleibt bestehen, während 20 nung Veb und deren Durchgangs-Nennspannung hoch

über die Dauer des positiven Impulses in der Lei- sind. Da jede dieser Spannungen von dem äußeren

tung 1Q8 die Basisspannung Vb weiter nach oben auf Basiswiderstand abhängt, ist es erforderlich, diesen

10 V ansteigt und auf 10 V stehenbleibt. so klein wie möglich zu machen. Da andererseits

Sobald die Basisspannuag Vb am Ende des Im- jedoch die bei dem als Emitterverstärker arbeitenden, pulses in der Leitung 1Θ8 abzusinken beginnt, bleibt 25 leitenden Transistor fließenden Emitter- und Kollektor- die Ausgangsspannung am gemeinsamen Emitter- Spitzenströme von dem Basisstrom bestimmt werden, anschluß der beiden Transistoren noch so lange auf kann es auch wünschenswert sein, den Basiswiderstand 6 V, bis die Spannung Vb den Wert von 6 V zu zu erhöhen, um den Basisstrom Ib herabzusetzen und unterschreiten beginnt. Dann wird der Schaltkreis dadurch die Emitter- und Kollektor-Spitzenströme wieder zum Emitterverstärker, wobei die Ausgangs- 30 herabzusetzen. Derartige Ströme fließen nur während Spannung am gemeinsamen Emitteranschluß mit der eines Bruchteiles der Periode. Je größer die Spitzen- BasisspanKUng Vb von +6 V über Null nach —6 V werte dieser Ströme sind, um so größer ist die Be- durchschwingt. Sobald der Impuls über —6 V hin- lastung an der Spannungsquelle, welche die den aus weiter negativ wird, werden Emitter und Kollektor- Kollektorelektroden zugeführten Spannungen liefert. Basis-Kreis des Transistors T-3 in Durchlaßrichtung 35 Bei zu großer Belastung entsteht eine Brummspannung, vorgespannt (wodurch der Transistor T-3 leitend Mithin bestimmen zwei entgegengesetzte Vorauswird), während Emitter und Kollektor-Basis-Kreis des Setzungen die Auswahl des optimalen Basiswider- Transistors T-4 in Sperrichtung vorgespannt werden Standes, und deshalb muß ein Kompromiß gewählt (wodurch der Transistor T-4 abgeschaltet wird). Da- werden.

nach liegt die Ausgangsspannung am gemeinsamen 40 In dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungs-

Emitteranschluß außerordentlich nahe der Spannung beispiel sind Transistoren der Type 2 N 43 der

V_r von —6 V, die an der Kollektorelektrode des Firma General Electric Company verwendet worden,

Transistors T-3 liegt. Die Ausgangsspannung bleibt deren maximale Kollektor-Basis-Spannung Vcb 45 V

so lange auf dem Wert von —6 V, wie die negative und deren maximale Kollektor-Emitter-Spannung Vce

Basisspannung Vb den Wert von —6 V noch über- 45 20 V betrugen. Messungen von Veb über einen großen

steigt. Bereich von Basiswiderständen für mehrere Dutzend

In Fig. 3 sind typische Charakteristiken des derartiger Transistoren ergaben, daß die Emitter- Transistorschaltkreises 112 dargestellt. Es sind für Durchschlagspannungen oberhalb 30 V lagen.
die beiden Transistoren (Index 15 und Index 2 Ä) Es läßt sich zeigen, daß in einem mit dem Emitter der Kollektorstrom /_e, der Emitterstrom Ie und der 50 an Erde gelegten Transistor bei Annäherung des Basisstrom Ja sowie die Ausgangsspannung E₀ gegen Kollektorstromes an den Wert Null der Abfall der die Basisspannung Vb aufgetragen. Die Ströme sind Kollektor-Emitter-Spannung proportional dem Log- jeweils sehr klein, wenn die Basisspannung Vb größer arithmus des Vorwärts-Verstärkungsfaktors oc_N ist. ist als die angelegte Kollektorspannung V_r, während Da die Kollektorfläche bei üblichen unsymmetrischen die Ausgangsspannungen E₀ dem Wert der angelegten 55 Transistoren die Emitterfläche übersteigt, ist bei der- Kollektorspannung V_r entsprechen. In dem Übergangs- artigen Transistoren der Vorwärts-Verstärkungsfaktor bereich, in dem der eine Transistor als Emitter- kn größer als der umgekehrte Verstärkungsfaktor αϊ, verstärker arbeitet, steigen der Kollektorstrom I₀ und und daraus ist ersichtlich, daß die Verwendung von der Emitterstrom Ie von Null am einen Ende bis zu mit dem Kollektor an Erde oder Bezugsspannung einem Maximum kurz vor dem anderen Ende dieses 60 gelegten Transistoren einen geringeren Spannungs gebietes an, während der Basisstrom Ib proportional abfall Vce über dem Schalter ergibt. Bei Verwendung mit der Basisspannung Vb ansteigt. von Transistoren der Type 2 N 43 in der Schaltung

Eine Transistorcharakteristik, die einen fast idealen gemäß F i g. 1 beträgt der gemessene Spannungs- Schalter für den Modulator liefert, ist dann vor- abfall an dem Schalter weniger als 1 mV bei einem banden, wenn ein außerordentlich kleiner Spannungs- 65 Schaltspannungsbereich von ±10 V. Zwar können abfall zwischen dem Emitter und dem Kollektor des auch symmetrische Schalttransistoren verwendet wer- feitenden Transistors besteht, so daß die Emitter- den, jedoch sind die handelsüblichen unsymmetrischen Ausgangsspannung fast genau (bis auf einen Abfall Transistoren mit einem kleineren Spannungsabfall

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behaftet als die derzeit erhältlichen symmetrischen Spannungen von 10 V über die Klemmen 414 und

Schalttransistoren. 415 den Kollektorelektroden der Transistoren TS und

Der Frequenzgang des Transistorschaltkreises sollte T-6 zugeführt werden.

groß genug sein, damit eine ungebührliche Ver- Bei einer Spannung von +10 V an dem Kollektor zerrung der rechteckigen, an die Basis angelegten 5 des Transistors T-5 und einer Spannung von — 10 V Wellenzüge vermieden wird. Weiterhin sollte die an dem Kollektor des Transistors T-6 arbeitet der Sperrfrequenz eines jeden Transistors etwa ein- Transistor T-5 als Emitterverstärker mit dem Tranhundertfach größer sein als die Modulationsfrequenz. sistor T-6 als Belastungsimpedanz während der Zeit, Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung mit Tran- während der die über den Leiter 408 zugeführte sistoren der Type 2 N 43 wurde mit einer Modulations- ίο Basisspannung geringer ist als die zu 10 V angenomfrequenz von 1000 Hz getestet. Da die Λ-Sperrfrequenz mene konstante Spannung an den Kollektorelektroden, eines solchen Transistors in der Größenordnung von aber positiv ist mit Bezug auf das Bezugspotential 1 MHz liegt, wurde keine merkliche Verzerrung des oder Erde. Mit einem Anstieg der Basisspannung angelegten rechteckigen Wellenzuges festgestellt. von Null an in positiver Richtung folgt daher die

NPN-Transistoren können ebenfalls in dem Schalt- 15 Ausgangsspannung an dem gemeinsamen Emitterkreis 112 (Fig. 1) verwendet werden, wobei dann anschluß dicht nach. Da die zeitmodulierten Impulse in entsprechender Weise die Polaritäten in den aber fast vertikale Vorderflanken und Rückflanken Leitungen 108 und 110 oder an den Klemmen 114 besitzen, tritt diese Arbeitsweise des Transistors T-5 und 115 umgekehrt werden müssen. als Emitterverstärker nur in einer außerordentlich

Durch Verwendung von Hochfrequenztransistoren, ao kurzen Zeitspanne auf.

beispielsweise 2 N 426, 2 N 316 usw., werden Träger- Sobald die Basisspannung 10 V erreicht oder überwellen von höherer Frequenz, beispielsweise von schreitet, werden der Kollektor-Basis-Kreis und der 10 kHz, möglich. Emitter-Basis-Kreis des Transistors T-6 in Sperr-

Der Verstärker 107 sollte in den Leitungen 108 richtung und der Kollektor-Basis-Kreis und der und 110 Ausgangsimpulse erzeugen mit Amplituden, 25 Emitter-Basis-Kreis des Transistors T-5 in Durchlaß-

die den maximalen, den Kollektorelektroden des richtung vorgespannt. Dadurch leitet der Transistor

Transistorschaltkreises 112 angelegten Spannungen V_r T-5, während der Transistor T-6 abgeschaltet ist. Bei

entsprechen oder diese geringfügig überschreiten. diesem Zustand entspricht die Ausgangsspannung an

Der Arbeitsbereich des Modulators liegt zwischen dem gemeinsamen Emitteranschluß fast genau der den Grenzbedingungen, daß die Ausgangsspannung F& 30 konstanten Spannung von + 10V, die an der Kollektordes Verstärkers £/-100 nicht größer als die positive elektrode des Transistors Γ-5 liegt. Diese Ausgangsund nicht kleiner als die negative Spitzenamplitude V₈ spannung bleibt bestehen, während über die Dauer der der Wicklung 103 zugeführten periodischen Span- des positiven Impulses in der Leitung 408 die Basisnung ist. Eine Erhöhung der an die Klemme 120 an- spannung weiter nach oben auf 15 V ansteigt und bei gelegten Eingangsspannung V_y über diese Grenze 35 15 V verbleibt.

hinaus zeigt keine Wirkung, und es findet keine Sobald die Basisspannung am Ende des Impulses Modulation statt. Eine Erhöhung der Amplitude V_s in der Leitung 408 abfällt, bleibt die Ausgangsder Sägezahn-Eingangsspannung an der Klemme 106 spannung noch auf 10 V stehen, bis die Basisspannung verbessert die Arbeitsweise, indem die Vorderflanke den Wert von 10 V zu unterschreiten beginnt. Dann und die Rückflanke der rechteckigen Impulse für eine 40 wird der Schaltkreis wieder zum Emitterverstärker, vorgegebene Verstärkung des Verstärkers 107 steiler wobei die Ausgangsspannung mit der Basisspannung wird. Die maximal zulässige Amplitude des Sägezahn- von +10V über Null oder Erde auf — 10 V durch-Wellenzuges wird von den maximalen Spannungs- schwingt. Wenn dabei die Basisspannung negativ ausschlagen bestimmt, die der Verstärker U-100 er- wird, arbeitet der Transistor T-6 als Emitterverstärker zeugen kann. Im übrigen darf die Frequenz des 45 mit dem Transistor T-5 als Belastungsimpedanz. Sägezahn-Wellenzuges natürlich nicht in den Bereich Sobald aber die Basisspannung über —10 V hinaus der Frequenz der variablen Eingangsspannung V_y weiter negativ wird, werden Emitter-Basis-Kreis und kommen, sondern sollte zweckmäßig mindestens zehn- Kollektor-Basis-Kreis des Transistors T-6 in Durchlaßfach höher liegen. _ richtung vorgespannt (wodurch der Transistor T-6

F i g. 4 stellt ein weiteres Ausführungsbeispiel 50 leitend wird), während Emitter-Basis-Kreis und der Erfindung dar, das im wesentlichen der Vor- Kollektor-Basis-Kreis des Transistors T-5 in Sperrrichtung gemäß F i g. 1 entspricht. Die hauptsäch- richtung vorgespannt werden (wodurch der Transistor liehen Unterschiede bestehen darin, daß der Ver- T-5 abgeschaltet wird). Danach liegt die Ausgangsstärker 407 nur einen einfachen Ausgang an Stelle spannung am gemeinsamen Emitteranschluß sehr eines Gegentaktausganges liefert und daß der Tran- 55 weitgehend in der Nähe der Spannung von — 10 V sistorschaltkreis 412 abgeändert ist. an der Kollektorelektrode des Transistors T-6. Die

Impulse rechteckiger Wellenform ähnlich denen, Ausgangsspannung bleibt so lange auf dem Wert von

die in Fig. 2 gezeigt sind, erscheinen an der — 10V, wie die negative Basisspannung den Wert

Kollektorelektrode des im Verstärker 407 enthalte- von —10 V noch übersteigt.

nen Transistors 7Ϊ.-3. Diese Impulse werden als 60 Wenn nun die Polaritäten der Kollektorspannungen Basisspannung Vb über die Widerstände i?-401 und vertauscht werden, indem — 10 V an den Kollektor i?-402 den Basiselektroden der Transistoren T-5 und des Transistors Γ-5 und +10V an den Kollektor T-6 zugeführt, die ungleichen Leitfähigkeitstyp be- des Transistors T-6 angelegt werden, kann zur Ersitzen, indem der eine ein NPN-Transistor und der läuterung seiner Arbeitsweise der Transistorschaltkreis andere ein PNP-Transistor ist. Zum Zwecke der 65 so betrachtet werden, als enthielte er einen Transistor, Erläuterung soll angenommen werden, daß die recht- der als Verstärker geschaltet ist, jedoch mit umeckigen Impulse Amplituden von +15 und —15 V getauschten Kollektor- und Emitterelektroden, und haben und daß positive bzw. negative konstante der den anderen Transistor als Belastungsimpedanz

besitzt. Falls die beiden Transistoren vollständig identisch in ihren elektrischen Charakteristiken sind, kann der Transistor T-S als »umgekehrter Verstärker« und der Transistor T-6 als Last angesehen werden, wenn die Basisspannung mit Bezug auf Erde positiv ist, da dann Basisstrom und damit auch Kollektorstrom des Transistors TS größer sind als des Transistors T-6. In ähnlicher Weise kann der Transistor T-6 als »umgekehrter Verstärker« mit dem Transistor T-S als Last angesehen werden, wenn die Basisspannung negativ ist. Weil es jedoch in der Praxis fast niemals zwei Transistoren geben wird, die genaue übereinstimmende elektrische Charakteristiken zeigen, tritt der Punkt, an dem die Transistoren ihre Arbeitsweise ändern, bei gleich großen Kollektorströmen auf.

Im vorhergehenden Fall sind die Transistoren gesättigt, wenn die Spannung an der Basis größer ist als die Kollektorspannung. Im vorliegenden Fall sind die Transistoren gesättigt, wenn der Basisstrom in dem Transistor, der als »umgekehrter Verstärker« arbeitet, ao einen bestimmten Betrag erreicht. Die Basisspannung, bei der Sättigung auftritt, variiert daher bei den verschiedenen Transistoren genau in dem Maße, wie sich der umgekehrte Verstärkungsfaktor <%j ändert. Diese ganze Arbeitsweise aber tritt nur in dem Übergangsbereich auf, bei dem die rechteckigen Impulse von positiv nach negativ und umgekehrt überwechseln und der in den meisten praktischen Ausfuhrungsbeispielen der Erfindung in weniger als einer millionstel Sekunde durchlaufen wird.

In Fig. 5 sind typische Charakteristiken des Transistorschaltkreises 412 dargestellt. Es ist für beide Transistoren (Index A und Index B) der Emitterstrom Is sowie die Ausgangsspannung V₀ gegen die Basisspannung aufgetragen. Der Strom ist fast Null, wenn die Basisspannung die angelegte Kollektorspannung übersteigt, und wächst in dem Übergangsbereich, in dem einer der Transistoren als Emitterverstärker wirkt, auf spürbare Werte an.

Während Fig. 1 einen Sägezahngenerator 100 als Quelle für die periodische Wechselspannung zeigt, enthält der Modulator nach F i g. 4 einen Sinuswellengenerator 400. Jeder dieser Generatoren kann aber auch bei dem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet werden, was aus den vorangegangenen Überlegungen hinsichtlich des Rückkopplungsverstärkers hervorgeht.

F i g. 4 weicht weiterhin von F i g. 1 darin ab, daß das Filternetzwerk 113 in Fig. 1 durch einen Kondensator C-IOl ersetzt ist, der parallel zum Verstärker U-IW geschaltet ist, damit die erforderliche Filterung und Impulsmittelung erreicht wird.

Fig. 4 zeigt schlieBlich eine alternative Schaltung zur Überlagerung der Ausgangsspannung des Generators 400 mit der Ausgangsspannung des Verstärkers {7-100. Die periodische Spannung aus dem Generator 400 wird über den Widerstand Ä-407 und über den Kopplungskondensator C-402 der Klemme 406 zugeführt, während die Ausgangsspannung des Verstärkers U-iW über die Drossel £-401 und den Bemessungswiderstand R-AOS ebenfalls der Klemme 406 zugeführt wird. Damit wird von der Klemme 406 aus dem Verstärker 407 eine Spannung zugeführt, bei der der periodische " Wellenzug aus dem Generator 400 gegenüber dem Bezugspotential (Erde) nach Maßgabe des Ausganges des Verstärkers U-100 vorgespannt ist. Der Kondensator C-402 dient als Sperrkondensator, um den Gleichstromausgang des Verstärkers £7-100 aus dem Ausgangskreis des Generators 400 herauszuhalten, während die Drossel L-401 und der Kondensator C-403 die periodische Wechselspannung aus dem Generator 400 gegen den Ausgangskreis des Verstärkers U-100 abschirmen. Die Drossel L-401 und der Kondensator C-403 stellen außerdem Filter dar. Wenn der Ausgangskreis des Generators 400 andere Sperreinrichtungen enthält, ist der Kondensator C-402 selbstverständlich nicht erforderlich, und wenn der Verstärker U-100 mit einem Ausgangskreis hoher Impedanz versehen ist, kann die Drossel L-401 entfallen.

In den Zeichnungen der Fig. 1 und 4 sind für die verwendeten Schaltelemente einige Zahlenwerte eingetragen. Diese Zahlenwerte dienen lediglich der genaueren Erläuterung einer speziellen praktischen Ausführungsform der Erfindung.

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Impulsbreitenmodulator, bei welchem eine Wechselspannung von fester Frequenz und mit gleichen positiven und negativen Halbperioden, z. B. eine Sägezahnwelle oder eine Sinuswelle, mit einer Modulationsspannung in Form einer analogen Gleichspannung so überlagert wird, daß sich eine zeitmodulierte Wechselspannung mit ungleicher Dauer der beiden Halbperioden ergibt, die einem Verstärker zugeführt wird, der eine oder mehrere aus steilflankigen Impulsen bestehende Ausgangsspannungen liefert, bei denen die zeitliche Breite der Impulse der Dauer der zugeordneten Halbperioden der zeitmodulierten Wechselspannung entspricht, dadurch gekennzeichnet, daß aus einem praktisch aus Rechteckimpulsen bestehenden Impulszug, der in einem Schaltnetz (112 oder 412) durch Begrenzung der Amplituden der Ausgangsspannungen des Verstärkers (107 oder 407) auf gleiche Ausschläge oberhalb und unterhalb des Bezugspegels der zeitmodulierten Wechselspannung gebildet wird, über ein Filternetz (113) oder einen anderen Impulsintegrator (C-IOl) ein Gleichspannungs-Rückkopplungssignal erzeugt wird, welches über eine Summierschaltung (i?-103, R-IOA, U-100) der analogen Gleichspannung vor deren Überlagerung auf die Wechselspannung fester Frequenz algebraisch hinzuaddiert wird.

2. Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in dem die Amplituden der Ausgangsspannungen des Verstärkers (107 oder 407) begrenzenden Schaltnetz (112 oder 412) zwei Triodentransistoren (Γ-3, T-A oder T-5, T-6) enthalten sind, an deren Basiselektroden die Ausgangsspannungen des Verstärkers angelegt werden, und deren Emitter- und Kollektorelektroden in einem gleichen Paar mit einem gemeinsamen, an die Ausgangsleitung des Netzes angeschlossenen Anschlußpunkt und in dem anderen gleichen Paar mit zwei Leitern, welche amplitudenbegrenzende Gleichspannungen gleicher Größe und entgegengesetzter Polarität führen, verbunden sind.

3. Modulator nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (T-3, T-A) vom gleichen Leitfähigkeitstyp sind, wobei der Basis des einen Transistors die Ausgangsspannung des Verstärkers (107) in gleicher Größe, aber mit entgegengesetzter Polarität zugeführt wird wie der Basis des anderen Transistors.

4. Modulator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (107) ein übersteuerter Transistorverstärker mit einem Gegentaktausgang ist.

5. Modulator nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (TS, TS) vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp sind, wobei die Ausgangsspannung des Verstärkers (407) den Basen beider Transistoren angelegt wird.

6. Modulator nach Anspruch 4, dadurch ge- ίο kennzeichnet, daß der Verstärker (407) ein über-

steuerter Transistorverstärker mit einfachem Ausgang ist.

7. Modulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren einen gemeinsamen Emitteranschluß haben, während die amplitudenbegrenzenden Gleichspannungen ihren Kollektoren angelegt werden.

In Betracht gezogene Druckschriften:
»Nachrichtentechnik«, 1955, Heft 9, S. 394.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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