DE2949461A1

DE2949461A1 - Elektronisches energieverbrauchsmessgeraet

Info

Publication number: DE2949461A1
Application number: DE19792949461
Authority: DE
Inventors: Miran Milkovic
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1978-12-11
Filing date: 1979-12-08
Publication date: 1980-06-19
Also published as: US4217546A; JPS55116266A

Description

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Elektronisches Energieverbrauchsmeßgerät

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf neue und verbesserte elektronische Einphasen- und Mehrphasen-Energieverbrauchsmeßgeräte und -systeme, die nach dem Zeitmultiplex- oder Amplituden-Impulslängen-Modulationsverfahren arbeiten, das aus den US-PSen 3 875 509, 3 875 508 und 3 955 138 bekannt ist. Insbesondere betrifft die Erfindung Meßgeräte und Meßsysteme des oben angegebenen Typs, in denen eine billige aktive abgeschlossene Stromwandlerschaltung benutzt wird, wie sie in der US-PS 3 815 013 beschrieben ist, die in der Lage ist, automatisch sämtliche Signalfehler zu kompensieren oder zu unterdrücken, welche in das System durch die verschiedenen Schaltkreise, Bauteile, Speisespannungsdifferenzen und dgl. eingeführt werden.

Das oben erwähnte grundsätzliche Zeitmultiplex- oder Ampli-

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tuden-Impulslängen-Modulationsverfahren (amplitude-markspace modulation, für das die genannte und/oder ähnliche Bezeichnungen auf dem einschlägigen Fachgebiet verwendet werden) ist außerdem in der US-PS 3 602 843, in der CA-PS 801 200 und in der CH-PS 472 677 sowie in verschiedenen Publikationen beschrieben, wie z.B. in verschiedenen der veröffentlichten Unterlagen, die auf der I.E.E.-Metering-Konferenz in London, England, im September 1972 verteilt worden sind.

Es ist bekannt (vgl. beispielsweise die vorgenannte US-PS 3 955 138), zum Erzielen eines Maßes für die Leistung (d.h. des elektrischen Energieverbrauches) zwei analoge Signale, nämlich Strom und Spannung, zu multiplizieren und dann das Produkt zu integrieren, um ein Maß für den tatsächlichen Energieverbrauch zu erhalten. In den eingangs erwähnten drei US-Patentschriften werden die beiden analogen Variablen oder Signale multipliziert, indem abwechselnd die Polarität eines der Signale auf ein Steuersignal hin umgeschaltet wird, welches im Verhältnis zu dem anderen Signal pulsbreitenmoduliert ist. Das Produkt oder Ergebnis ist eine Impulsreihe, in der die augenblickliche Impulshöhe oder Impulsgröße proportional zu einem Signal und die augenblickliche Impulsbreite proportional zu dem anderen Signal ist. Wenn diese Impulsreihe integriert wird, wird ein variables analoges Signal gebildet, das einen aus den breiten- und amplitudenmodulierten Impulsen resultierenden Gleichstromanteil hat und zu der Leistungsaufnahme proportional ist. Unter Ausnutzung dieses veränderlichen analogen Signals erzeugt ein sogenannter Hysteresekomparator (der beispielsweise in Form der Schaltungselemente CO1, CO2 und FF1 in den Fig. 4-6 der US-PS 3 955 138 dargestellt ist) einen Einheitsenergieausgangsimpuls jedesmal dann, wenn eine vorbestimmte feste Menge an elektrischer Energie verbraucht worden ist. Der Hysteresekomparator liefert daher am Ausgang eine Reihe von Impulsen, die gezählt, saldiert und angezeigt werden können, um den Gesamtenergieverbrauch darzustellen.

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In Systemen des hier erläuterten Typs ist eines der Probleme das Beseitigen von Fehlersignalen, die in das System aufgrund von Transformatorphasenverschiebungseigenschaften, Netzspannungsdifferenzen, Streukapazitäten, durch Schaltungselemente, wie von Haus aus unsymmetrische Differenzverstärker und dgl., hervorgerufene Verschiebe(offset)-fehler usw. eingeführt werden. Das Vorhandensein eines Gesamtsystemfehlersignals ist bereits in der vorerwähnten US-PS 3 955 138 erkannt worden, in der dieses Signal als V definiert ist. Dieses Fehlersignal wird in dem in dieser Patentschrift bekannten System dadurch beseitigt, daß die Polaritäten der Impulse aus dem Hysteresekomparator benutzt werden, um die Polarität und die Schaltzeiten einer Impulsreihe an einem Integrierer zu steuern und dadurch automatisch mit der Zeit den Fehler durch die abwechselnde positive und negative Integration des Fehlersignals aufzuheben. Diese Aufhebung oder Unterdrückung des Fehlersignals V ergibt insgesamt eine Verbesserung der Meßgenauigkeit des Systems und sorgt für eine Langzeitstabilität.

Die aus der US-PS 3 955 138 bekannte Lösung ergibt zwar eine ausreichende Genauigkeit, es ist jedoch erwünscht, ein Meßsystem zu schaffen, das eine noch bessere Genauigkeit hat, indem nicht nur das vorerwähnte Systemfehlersignal automatisch kompensiert wird, sondern auch zusätzliche Verschiebefehler aufgrund der in solchen Meßsystemen benutzten Schaltkreise kompensiert werden.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst, während weitere vorteilhafte Merkmale den Gegenstand der Unteransprüche bilden.

Zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

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Fig. 1 ein Schaltbild eines einphasigen elek

tronischen Energieverbrauchsmeßgerätes nach der Erfindung und

Fig. 2 ein Schaltbild eines mehrphasigen elek

tronischen Energieverbrauchsmeßgerätes nach der Erfindung.

Das Schaltbild von Fig. 1 zeigt als eine Ausführungsform der Erfindung ein einphasiges elektronisches Energieverbrauchsmeßgerät und -system zum überwachen oder Messen der in einer Belastung 10 verbrauchten elektrischen Energie über einen elektrischen Stromkreis 12,der eine Leitungsspannung V und einen Leitungsstrom I₁ hat, die durch einen Wechselstromgenerator oder eine Wechselstromquelle 14 erzeugt werden. Eine Primärwicklung 16 eines Stromwandlers CT ist mit dem Leitungsstrom i.. in Reihe geschaltet, während eine Primärwicklung 18 eines Spannungswandlers PT parallel an der Leitungsspannung V liegt.

Der Stromwandler CT hat, wie dargestellt, eine Sekundärwicklung 20, die einen Strom i„ erzeugt, welcher zu dem Leitungsstrom i. proportional ist. Die Sekundärwicklung ist mit der positiven (+) und der negativen (-) Eingangsklemme eines sogenannten rückgekoppelten Gegen-Wirkwiderstandsoperationsverstärkers 0A1, der einen Rückkopplungswiderstand RF hat, verbunden, wobei "Gegen-Wirkwiderstand" bedeutet, daß der Eingang des Operationsverstärkers OA1 für die Sekundärwicklung 20 praktisch einen Kurzschluß darstellt und daß die Rückkopplung vor allem ohmisch (RT) statt kapazitiv oder ohmisch-kapazitiv ist, und wobei von dem Verstärker OA1 auch gesagt werden kann, daß es sich bei ihm um eine "aktive Belastung" der Wicklung in dem Sinne handelt, daß er aktive Transistoren statt lediglich passive Widerstände enthält. Gemäß der Erfindung erzeugen der rückgekoppelte Verstärker OA1 und der Rückkopplungswiderstand

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RF eine wechselnde oder veränderliche Ausgangsspannung oder ein wechselndes oder veränderliches Ausgangssignal, das zu dem Wandlerstrom i. oder i₂ proportional ist. Im Betrieb bietet der rückgekoppelte Verstärker 0A1 dem Ausgang des Stromwandlers CT eine sehr niedrige Eingangsimpedanz dar, so daß die Sekundärwicklung 20 praktisch kurzgeschlossen ist. Der rückgekoppelte Gegen-Wirkwiderstandsverstärker 0A1 dient als aktive Belastung für den Stromwandler CT und erzeugt unter Idealbedingungen (Kurzschluß) ein Spannungssignal an seiner Ausgangsklemme, das zu dem Leitungsstrom i.. proportional ist. Dieses Spannungssignal kann für Meßzwecke od.dgl. benutzt werden, was im folgenden noch näher beschrieben ist.

Weiter ist gemäß Fig. 1 die Minuseingangsklemme des Operationsverstärkers 0A1 ein invertierender Eingang und die Pluseingangsklemme ist ein nichtinvertierender Eingang. Der Rückkopplungswiderstand RF ist zwischen einem Summierpunkt S und einem Verbindungspunkt M, welch letzterer die Ausgangsklemme des Verstärkers 0A1 darstellt, zu dem Verstärker 0A1 parallel geschaltet. Für alle praktischen Zwekke liegen die Plus- und die Minuseingangsklemme des Verstärkers 0A1 auf demselben Potential.

Die Einzelheiten der Arbeitsweise der Schaltung, die den Stromwandler CT und den Operationsverstärker 0A1 enthält, sind in der vorerwähnten US-PS 3 815 013 ausführlich angegeben. In der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform handelt es sich bei dem Operationsverstärker 0A1 um einen Hochleistungsoperationsverstärker, wie beispielsweise den Typ uA741, der von der Fa. Fairchild Semiconductor, einer Tochtergesellschaft der Fairchild Camera and Instrument Corporation, 313 Fairchild Drive, Mountainview, California, V.St.A., hergestellt wird. Der Fairchild-Operationsverstärker uA741 ist eine integrierte Schaltung, deren Einzelheiten in der US-PS 3 915 013 angegeben sind.

In der vorliegenden Ausführumjsform liegen zwar die Plus-

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I Ί

und die Minuseingangsklemme des Verstärkers 0A1 im wesentlichen auf dem gleichen Potential, es sei aber außerdem angemerkt, daß eine sehr geringe Spannungsdifferenz eine Gleichstromausgangsverschiebefehlerspannung K.V_Q1 an dem Ausgang M des Verstärkers erzeugt, bei einer Ausgangsspannung V , zu der in dem Verstärker die Spannung K₁V₀₁ addiert wird, was die Ausgangsspannung i_?~R_f darstellt, welche zu dem Leitungsstrom i.. proportional ist. Um den Grund für diese Ausgangsverschiebefehlerspannung K₁V₁ zu verstehen, ist es notwendig, sich klarzumachen, daß eine gewisse Eingangsspannung notwendig ist, um einen Operationsverstärker zu symmetrieren oder abzugleichen.

Die Quelle der Ausgangsverschiebefehlerspannung ist eine Fehlanpassung der Transistor-Emitter-Basis-Vorspannungen in der komplementären Bipolartransistor-Differenzeingangsstufe des Verstärkers. Zum Erzeugen einer Nullausgangsspannung an einem Operationsverstärker, wie dem Operationsverstärker 0A1, müssen die Eingangsspannungen der Verstärkereingangsklemmen beide gleich sein, was praktisch jedoch nicht möglich ist. In Verstärkern des bei der Erfindung benutzten Typs ziehen die gleichstromgekoppelten Differenzeingangsstufen in diesen Verstärkern immer Eingangsvorspannungsströme aus der Signalquelle, wie dem Stromwandler CT, wodurch Spannungsabfälle in den Signalquellenwiderständen erzeugt werden. Wenn die Signalquellenwiderstände, die den Verstärkereingängen dargeboten werden, nicht gleich sind, wird zwischen den Eingängen eine Differenzfehlerspannung gebildet. Weiter erzeugen ungleiche Vorspannungsströme aus den Verstärker speisenden Stromversorgungen einen Eingangsverschiebestrom, der eine Differenzeingangsfehlerspannung selbst dann erzeugen kann, wenn die Quellenwiderstände gleich sind.

Normalerweise werden Vorspannungskreise außerhalb des Eingangs der Operationsverstärker benutzt, um die Eingangsverschiebefehlerspannung zu kompensieren. Tm allgemeinen er-

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folgt das durch Anschließen eines Potentiometers an den Minuseingang des Operationsverstärkers, um die Differenzeingangssignale auch dieses Verstärkers aufzuheben und dadurch jegliche Differenz in den an die Eingangsklemmen angelegten Spannungen zu kompensieren. Diese Art der Justierung hat jedoch einen deutlichen Nachteil, da zu beachten ist, daß Operationsverstärker eine Eigendriftcharakteristik mit Temperaturänderungen haben und daher eine ständige Nachjustierung der Verschiebeeingangsspannung erfordern. Das ist eine unerwünschte Eigenschaft in Fällen, in denen ein genaues Meßgerät erwünscht ist, das unbeaufsichtigt arbeiten muß und von Hause aus keine periodischen Einstellungen erfordert. Daher wird gemäß der Erfindung ein erstes automatisches Fehlerkorrekturnetzwerk (mit AEC1 bezeichnet) vorgesehen, das diese Verschiebefehlerspannung an dem Ausgang des Verstärkers 0A1 kompensiert, ohne daß irgendwelche SchaltungsJustierungen erforderlich sind.

Weiter besteht gemäß Fig. 1 die Ausgangsspannung oder das Ausgangssignal des Verstärkers 0A1 aus den Komponenten V +K₁V .. V ist ein analoges Wechselspannungsausgangssignal, das sich im Verhältnis zu dem Eingangsstrom i.. des Stromwandlers CT ändert, während K₁V₀₁ den gesamten Gleichspannungsverschiebefehler darstellt, der in dem Verstärker 0A1 erzeugt wird. V₀₁ ist die tatsächliche Verschiebespannung des Verstärkers und K₁ ist ein Koeffizient 1+RF. RS ist der Widerstand der Sekundärwicklung des Trans-

RS
formators CT, wobei RS und RF dazu dienen, die Verstärkung des Verstärkers 0A1 festzulegen. Diese beiden Komponenten K₁ und V_n1 ergeben, wenn sie miteinander multipliziert werden, den Gesamtgleichstromverschiebespannungsfehler des Verstärkers 0A1.

Bezüglich der automatischen Fehlerkorrekturschaltung AEC1 zeigt Fig. 1 ein Netzwerk, das aus Widerständen R2, R3 und

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aus einem Kondensator C2 besteht. Der Widerstand R3 ist an einem Ende mit dem Ausgang M des Operationsverstärkers 0A1 und an seinem anderen Ende mit dem Widerstand R2 verbunden. Der Kondensator C2 ist an einem Ende mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R2 und R3 verbunden, während die anderen Enden des Widerstands R2 und des Kondensators C2 mit einem gemeinsamen Potential, dem Massepotential, verbunden sind. Gemäß Fig. 1 erscheint die gesamte Gleichstromverschiebefehlerspannuag an dem Widerstand R2 als K₁V₁. Das Ausgangssignal des Verstärkers 0A1 ist, wie oben erwähnt, ein veränderliches analoges Signal, das die Gleichstromverschiebefeh ierkomponen te K₁V₀₁ enthält. Das Gesamtsignal V^K₁V₀₁ wird an das Fehlerkorrekturnetzwerk AEC1 über den Widerstand R3 angelegt. Der Kondensator C2, der einen Wert von ungefähr 0,1 ,uF hat, dient jedoch zum Ableiten, d.h. zum effektiven Erden der Wechselspannungskomponente V . Es ist somit zu erkennen, daß nur der Gleichstromverschiebefehler K-V₀₁ an dem Widerstand R2 und daher an einem Pluseingang eines integrierenden Operationsverstärkers 0A2 eines Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandlers 21 erscheint.

Fig. 1 zeigt weiter, daß das Ausgangssignal V +K₁V₀₁ an eine Klemme A eines Schalters oder Multiplizierers SW1 angelegt wird. Wenn der Schalter SW1 in der gezeigten Position ist, wird das Ausgangssignal des Verstärkers 0A1 an einen Minuseingang eines Integrators 0A2 über einen Widerstand R1 angelegt. Zum Kompensieren der Verschiebefehlerspannung K₁V₁ aus dem Verstärker OA1 macht die Erfindung vorteilhaften Gebrauch von den ausgezeichneten Gleichtaktunterdrückungseigenschaften des Integratorverstärkers 0A2. Der Verstärker 0A2 kann ebenfalls ein Verstärker des Typs uA741 sein. Andere Typen von Operationsverstärkern sind zur Verwendung als Verstärker OA1 und 0A2 ebenfalls geeignet. Im Idealfall erzeugt in einem Operationsverstärker dieselbe Spannung, die mit jedem Eingang verbunden ist, ein Nullergebnis an

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dem Ausgang, da der Operationsverstärker dann nur die Differenz in den beiden Eingangsspannungen erkennt. Die Spannung, die beide Eingänge empfangen, wird als Gleichtaktspannung bezeichnet. Bei der Erfindung wird die Gleichstromkomponentenverschiebespannung K.V . des Verstärkers 0A1 an die Plus- und an die Minuseingangsklemme des Verstärkers 0A2 angelegt. Während die Amplituden der Spannung an dem Plus- und dem Minuseingang des Verstärkers 0A2 ungefähr gleich sind, gibt es eine geringfügige Differenz. Wegen der Gleichtaktunterdrückungseigenschaften des Verstärkers 0A2 wird diese geringfügige Differenz durch den Verstärker vollständig unterdrückt und daher erscheint der Verschiebefehler nicht an dem Ausgang des Verstärkers 0A2.

In Fig. 1 wird nun auf den Spannungswandler PT Bezug genommen. Die Sekundärspannung an dem Spannungswandler PT ist proportional zu der analogen Spannungsvariablen oder Leitungsspannung V₁. Die analoge Spannungsvariable, die der Primärwicklung 18 dargeboten wird, wird daher durch den Spannungswandler PT transformiert und an den Eingang eines Pulsbreitenmodulators 22 angelegt. Der Modulator 22 besteht aus einem einpoligen Umschalter SW2, einem Komparator CO und einem Oszillator 24. Der Pulsbreitenmodulator 22 kann beispielsweise von dem in den Fig. 14 und 20 der oben erwähnten US-PS 3 875 509 dargestellten Typ sein. Insbesondere ist der Pulsbreitenmodulator 22 von einem Typ, der breitenmodulierte Impulse V an einem Ausgang 26 erzeugt, wobei die Augenblicksimpulsbreite eines Ausgangsimpulses V proportional zu dem entsprechenden Augenblickswert der Eingangsspannungsvariablen an dem Eingang des Pulsbreitenmodulators ist. Gemäß Fig. 1 gibt der Oszillator 24 Abtastimpulse PS an den Komparator CO ab. Typischerweise wird die Abtastfrequenz des Pulsbreitenmodulators (Ausgangssignal des Oszillators 24) auf einen relativ hohen Wert festgelegt (d.h. die Abtastfrequenz kann in der Größenordnung von

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6000 bis 10 000 Hz liegen, im Vergleich zu einer Netzfrequenz von 50 Hz oder 60 Hz), so daß eine große Anzahl von breitenmodulierten Impulsen an dem Ausgang 26 für jede Periode der Leitungsspannung und des Leitungsstroms erzeugt wird.

Die Sekundärwicklung des Spannungswandlers PT liegt über eine Mittenanzapfung an Masse, so daß sie an ihren Ausgangsklemmen zwei Spannungen oder Variable +v bzw. -v liefert. Diese Ausgangsklemmen sind mit entsprechenden Eingangsklemmen des Schalters SW2 verbunden, bei welchem es sich um einen CMOS-Schalter handeln kann. Der Schalter SW2 hat eine einzige Ausgangsklemme, die dem Komparator CO ein Eingangssignal liefert. Das andere Eingangssignal des !Comparators CO wird von dem Oszillator 24 geliefert. In einer im folgenden noch näher beschriebenen Weise wird der Schalter SW2 durch mit AEC2 (für error correction loop 2 oder Fehlerkorrekturschleife 2) bezeichnete Impulse gesteuert,die am Ausgang eines Hysteresekomparators HCO abgegeben werden. Der Analogschalter SW2 ist so angeschlossen, daß die beiden Ausgangsspannungen +v und -v aus dem Transformator PT steuerbar und abwechselnd an den Eingang des !Comparators CO angelegt werden. Wenn der Schalter zwischen den Sekundärklemmen des Transformators PT umgeschaltet wird, erzeugt der Ausgang des !Comparators CO pulsbreitenmodulierte Impulse ν , die aufgrund der sich ändernden Polaritäten der Eingangssignale +v und -v an

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dem Komparator CO in positiver und negativer Richtung verändert werden. Diese pulsbreitenmodulierten Ausgangsimpulse werden daher zur Steuerung an den Schalter SVJ1 (der ebenfalls ein CMOS-Schalter sein kann) angelegt, um das Umschalten dieses Schalters zwischen Positionen oder Zuständen A und B auf die positiven und negativen übergänge des Ausgangssignals V hin zu bewirken. Fig. 1 zeigt, daß, wenn der Schalter SW1 ständig in dem Zustand A gelas-

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sen würde, sein Ausgangssignal ständig zu aavci Ausgangssignal V + ^Ki^V)i ^^es V^erstärkers OA1 proportional wäre. Wenn andererseits der Schalter SW1 ständig in dem Zustand B gelassen würde, würde das Schalterausgangssignal ständig zu dem gemeinsamen Potential (Masse) proportional sein, an welchem die Klemme B liegt.

In Fig. 1 bildet die Kombination aus dem Schalter SW1 und dem Pulsbreitenmodulator 2 6 einen Pulsbreiten-Ainplituden-(oder Zeitmultiplex)-Multiplizierer. Das Ausgangssignal des Schalters SW1 (das Eingangssignal an der Minusklemme des Verstärkers 0A2) ist eine pulsbreitenmodulierte Impulsreihe, die zu V_x(V + K₁V₀₁) proportional ist. Das führt dazu, daß von dem Schalter SW1 ein Wechselstromsignal oder eine Impulsreihe mit einer Abtastfrequenz von mehreren Kilohertz (6 kHz) erzeugt wird, wobei das Gesamtausgangssignal eine Impulsreihe ist, die in der Polarität wechselt und in der der Augenblickswert irgendeines bestimmten Impulses proportional zu dem Leitungsstrom i.. ist, während die Augenblicksbreite oder das Tastverhältnis der Impulse zu der Leitungsspannung V₁ proportional ist.

Während der positiven Hälfte des pulsbreitenmodulierten Signals ν aus dem Komparator CO ist der Schalter SW1 in der Position A. Das führt zur Erzeugung eines Signals an dem Ausgang des Verstärkers 0A2, bei welchem es sich um ein integriertes Signal handelt, das einen Viert ν ν hat (die Fehlerspannung K₁V₀₁ wird durch den Verstärker 0A2 unterdrückt oder kompensiert). Während der Schalter SW1 in der Position A ist, lädt sich der Kondensator C1 auf den integrierten Wert von ν ν mit einer Zeitkonstanten auf, die

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durch die Werte von C1 und R1 des Verstärkers 0A2 bestimmt wird.

Der Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandler 21 enthält,v/ie in der

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oben erwähnten US-PS 3 955 138 erläutert, einen sogenannten Hysteresekomparator, der dem in Fig. 1 gezeigten Hysteresekomparator HCO gleicht. Gemäß den Erläuterungen in der genannten Patentschrift ist der Hysteresekomparator HCX) ein sogenannter Vorwärts/Rückwärts-Integratorkomparator, der bewirkt, daß der Komparator HCO ein erstes Impulsausgangssignal erzeugt, wenn die Größe des Eingangssignals aus dem Ausgang des Verstärkers 0A2 einen ersten vorgeschriebenen Wert oder Schwellenwert erreicht. Wenn dieser Schwellenwert erreicht ist, erzeugt der Ausgang des !Comparators HCO e^nen Impuls AEC2, der bewirkt, daß der Schalter SW2 nun von +v auf -v umschaltet. Wenn das erfolgt, ändert das Ausgangssignal ν aus dem Komparator CO seine Polarität, um den Schalter SW1 in die Position B umzuschalten. Dieser legt nun ein Signal mit umgekehrter Polarität (oder Massepotential) an den Eingang des Verstärkers 0A2 an, was bewirkt, daß der Integrator rückwärts zu integrieren beginnt. Wenn der Integratorausgang des Verstärkers 0A2 rückwärts zu integrieren beginnt, wird der Kondensator C1 entladen. Wenn nun die Ausgangsspannung des Verstärkers 0A2 einen vorgeschriebenen zweiten Wert oder Schwellenwert erreicht, kehrt das Ausgangssignal des Komparators HCO seine Polarität um, so daß ein zweiter Impuls mit entgegengesetzter Polarität an den Schalter SW2 angelegt wird und bewirkt, daß dieser in die Position +v umschaltet. Das wiederum veranlaßt das Signal ν an dem Ausgang des Komparators CO, den Schalter SW1 zurück in die Position A umzuschalten. Der Schalter SW2 wird weiterhin durch die Impulse AEC2 in der vorstehend beschriebenen Weise umgeschaltet.

Der Verschiebefehler K₁V . an dem Eingang des Verstärkers 0A2 ist, wie weiter oben erwähnt, ein Fehler, der in dem System auftritt. Zusätzlich zu diesem Fehler gibt es einen weiteren, mit V bezeichneten Fehler, der, wie in der oben

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erwähnten US-PS 3 955 138 beschrieben, ein auf den Eingang des Integrators 0A2 bezogenes Gesamtsystemfehlersignal darstellt. Dieser Fehler rührt von gewissen Verschiebespannungen her, die in dem Verstärker 0A2, dem Komparator HCO und dem Komparator CO erscheinen, sowie von anderen Systemkomponenten innerhalb des Systems. Der Gesamtsystemfehler wird in der im folgenden Absatz erläuterten Vieise unterdrückt.

Während einer ersten Zeit, die von TO bis T1 (TA) reicht, wird der Kondensator C1 durch das mittlere Eingangssignal ν (V + K₁V-^₁) und durch ein Fehlersignal V an dem negativen Eingang des Verstärkers 0A2 aufgeladen. Zu einer Zeit T=T1 wird die Ausgangsspannung aus dem Verstärker 0A2 gleich dem ersten Schwellenwert des Komparators HCO. Zu dieser Zeit geht das Ausgangssignal des Komparators HCO von einem ersten Zustand auf einen zweiten Zustand über, was bewirkt, daß die Polarität des Signals AEC2 den Zustand ändert. Der Schalter SW2 wird nun aktiviert und schaltet den Eingang des Komparators CO auf die Position -v um. Das Signal ν ändert deshalb seine Polarität, schaltet den Schal-

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ter SW1 in die Position B um und bewirkt damit, daß der Integrator während der Zeit von Ti bis T2 (TB) mit einem mittleren Signalbezugspotential (Masse), welches das Fehlersignal ν enthält, rückwärts integriert. Da die Polarität e

des Minuseingangs des Verstärkers 0A2 sich durch die Änderung des Signals ν ändert, wobei sich aber ν nicht ändert,

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wird der Fehler während der Zeit TA addiert und während der Zeit TB subtrahiert. Der Fehler wird somit herausgemittelt und während der Gesamtmeßperiode ΤΑ+ΤΒ beseitigt.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 0A2 ist, wie weiter oben erwähnt, ein integriertes Signal, das zu dem Produkt aus ν und ν proportional ist. Aufgrund der Gleichtaktunter-

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drückungseigenschaften des Verstärkers 0A2 wird der Ver-

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schiebefehler K.V». in dem Verstärker 0A1 praktisch eliminiert. Darüberhinaus wird der Gosaratsystemfehler ν aufgrund der Umschaltungen der Schalter SW1 und SW2 ebenfalls beseitigt. Wenn der Integratorausgang des Verstärkers 0A2 vorwärts und rückwärts integriert, wird der Hysteresekomparator HCO aktiviert, um eine Folge von Ausgangsimpulsen AEC2 zu erzeugen, die zu dem Produkt aus ν und ν pro-

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portional ist. Es ist somit zu erkennen, daß das endgültige Ausgangssignal AEC2 des in Fig. 1 gezeigten Meßgerätes nach der Erfindung eine digitale Darstellung der durch die Belastung 10 verbrauchten elektrischen Energie ist. Außerdem kann gemäß der Darstellung in Fig. 1 dieses digitale Ausgangssignal AEC2 benutzt werden, um eine Digitalanzeige und/oder einen Digitalakkumulator anzusteuern, der als Kilowattstundenzähler dargestellt ist und dem Zweck dient, die Menge der verbrauchten elektrischen Energie dauerhaft zu registrieren.

Das oben beschriebene Verfahren und Gerät zum genauen Messen der Menge an durch die Belastung 10 verbrauchter Energie unter gleichzeitiger Kompensation oder Elimination der vorgenannten Systemfehler kann auch bei jeder anderen Kombination oder Funktion des elektronischen Messens angewandt werden. Beispielsweise zeigt Fig. 2 ein mehrphasiges elektronisches Kilowattstundenmeßgerät mit drei Meßkreisen, von denen jeder seinen eigenen aktiven Stromwandler und Spannungswandler aufweist, die zu einem dreiphasigen elektrischen System zusammengeschlossen sind. Es ist bei der Ausführungsform von Fig. 2 wichtig, daß nur ein Oszillator 24 für den Pulsbreitenmodulator für jeden der drei Phasenüberwachungskreise erforderlich ist. Es ist zu erkennen, daß nur ein Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandler 24 benutzt wird, wodurch das Eingangssignal an der Minusklemme des Integrators OA2 von dem Schalter SW1 der entsprechenden Phasenüberwachungskreise an einer Verbindungsstelle oder einem

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Summierpunkt 28 geliefert wird. Im einzelnen ist die Arbeitsweise der in Fig. 2 gezeigten Schaltung der der bereits mit Bezug auf Fig. 1 beschriebenen direkt analog, so daß eine weitere ausführliche Beschreibung nicht erforderlich erscheint. Es ist jedoch in Fig. 2 zu erkennen, daß die verschiedenen Schaltungsteile, die den mit Bezugszeichen versehenen Schaltungsteilen von Fig. 1 entsprechen, mit ' und '' Bezugszeichen versehen sind.

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Claims

Dr. rer. nat. Horst Schüler

PATENTANWALT

6000 Frankfurt/Main 1, 7. Dez. 197 9 Kaiserstraße 41 Me./Vo./he,

Telefon (0611) 235555 Telex: 04-16759 mapat d Postscheck-Konto: 282420-602 Frankfurt-A/!.

Bankkonto: 225/0389

Deutsche Bank AG, Frankfurt/M.

8241-5ME-48

GKNERAL ELECTRIC COMPANY

1 River Road Schonectady, N.Y./U.S.A.

Patentansprüche :

Elektronisches Meßgerät zum Messen der Menge von elektrischer Energie, die durch eine elektrische Belastung verbraucht wird, welche mit einer Stromquelle verbunden ist, wobei das Meßgerät von dem Typ ist, bei welchem die Messung auf der Zeitmultiplex- oder Amplituden-Impulslängen-Modulationsmethode beruht, und Daten liefert, die für die Menge an durch die Belastung verbrauchter elektrischer Energie repräsentativ sind, mit:

a) einem Stromwandler mit einer Primärwicklung, die mit der: Stromquelle verbunden ist und ein "Strom"-Ausgangssignal an einer Sekundärwicklung abgibt, das zu dem Strom in der Primärwicklung proportional ist;

b) einem Operationsverstärker, der an die Sekundärwicklung des Stromwandlers angeschlossen ist und ein verstärktes "Strom"-Ausgangssignal liefert, das zu dem Strom in der Primärwicklung

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ORIGINAL INSPECTED

des Stromwandlers proportional ist;

c) einem Spannungswandler mit einer Primärwicklung, die mit der Stromquelle verbunden ist und ein "Spannungs"-Ausgangssignal an einer Sekundärwicklung abgibt, das zu der Spannung in der Primärwicklung des Spannungswandlers proportional ist;

d) einem Pulsbreitenmodulator, der betriebsmäßig so angeschlossen ist, daß er das "Spannungs"-Signal empfängt und sich wiederholende modulierte Ausgangsimpulssignale erzeugt, die Augenblicksimpulsbreiten haben, welche zu dem entsprechenden Augenblickswert des "Spannungs"-Signals proportional sind;

e) einem Analog-Impulsfolgefrequenz-V'andler mit einer Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme;

f) einem zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers und die Eingangsklemme des Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandlers geschalteten Schalter, der auf die Ausgangsimpulssignale aus dem Pulsbreitenmodulator hin automatisch betätigt wird, damit er das Ausgangssignal des Operationsverstärkers periodisch abtastet und das abgetastete Signal an die Eingangsklemme des Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandlers als ein Signal anlegt, das zu dem Produkt des Stroms und der Spannung in den Primärwicklungen des Stromwandlers bzw. Spannungswandlers proportional ist, wodurch an der Ausgangsklemme des Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandlers Daten in Form eines Impulses jedesmal dann erzeugt werden, wenn eine vorbestimmte feste Menge an elektrischer Energie durch die Belastung verbraucht worden ist;

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gekennzeichnet durch:

g) ein Verschiebefehlersignalkompensationsnetzwerk (R3, R2, C2) mit einem Eingang, der so angeschlossen ist, daß er die Ausgangsspannung aus dem Operationsverstärker (0A1) empfängt, und mit einem Ausgang, der eine Fehlerkompensationsspannung liefert, die einen Wert hat, der zu der Größe des Verschiebefehlersignals in der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers proportional ist, wobei die letztgenannte Spannung an eine zweite Eingangsklemme des Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandlers (21) so gerichtet angelegt wird, daß in dem Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandlers (21) das Verschiebefehlersignal des Operationsverstärkers (0A1) beseitigt wird.
2. Meßgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Verschiebefehlersignalkompensationsnetzwerk einen ersten Widerstand (R3), der den Ausgang des Operationsverstärkers (0A1) mit der zweiten Eingangsklemme (+) des Wandlers (21) verbindet, und die Parallelschaltung aus einem zweiten Widerstand (R2) und einem Kondensator (C2) enthält, die zwischen die letztgenannte zweite Eingangsklemme (+) und einen Bezugspotentialpunkt, wie Masse, geschaltet ist.
3. Meßgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandler (21) einen zweiten Operationsverstärker (0A2) enthält, der eine erste Eingangsklemme (-) und eine zweite Eingangsklemme (+) hat, welches die vorgenannte zweite Eingangsklemme des Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandlers selbst ist, daß ein Kondensator (C1) den Ausgang und die Eingangsklemme (-) des zweiten Operationsverstärkers (0A2) miteinander verbindet,

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daß der genannte Schalter (SW1) einem Umschalter äquivalent ist, der auf den Pulsbreitenmodulator (22) hin abwechselnd betätigt wird und den äquivalenten Schalterarm abwechselnd mit dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers (0A1) und dem genannten Bezugspotentialpunkt, wie Masse, verbindet, und daß ein Widerstand (R1) vorgesehen ist, der zwischen den Schalterarm und die erste Eingangsklemme (-) des zweiten Operationsverstärkers (0A2) und eines Rückkopplungskondensators (C1) vom Ausgang zum Eingang des zweiten Operationsverstärkers (0A2) geschaltet ist, so daß der zweite Operationsverstärker einen integrierenden Verstärker darstellt.
4. Meßgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Operationsverstärker (OA1) eine erste Eingangsklemme (-) und eine zweite Eingangsklemme (+) hat, die mit dem einen bzw. anderen Ende der Sekundärwicklung des Stromwandlers (CT) verbunden sind, wobei die letztgenannte zweite Eingangsklemme (+) mit dem Bezugspotentialpunkt, wie Masse, verbunden ist, und daß ein Rückkopplungswiderstand (RF) zwischen den Ausgang (M) und die erste Eingangsklemme (-) des ersten Operationsverstärkers (0A1) geschaltet ist, wodurch die Eingangsseite des ersten Operationsverstärkers an der Sekundärwicklung des Stromwandlers (CT) praktisch einen Kurzschluß bildet.
5. Meßgerät nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Pulsbreitenmodulator (22) an seiner Eingangsseite einen zweiten Schalter f;w2) aufweist, der auf die aufeinanderfolgenden Impulse hin, die durch den Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandler (21) erzeugt werden, betätigt wird und das "Spannungs"-Ausgangssignal in den Pulsbreitenmodulator (22) abwechselnd mit einer Polarität (+V ) und mit entgegengesetzter Polarität (-V ) eingibt.

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6. Meßgerät nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn es als mehrphasiges Meßgerät für eine mehrphasige Belastung vorgesehen ist, für jede Phase ein einzelnes Meßgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 5 vorgesehen ist, mit der Ausnahme, daß der Analog-Impulsfolgefrequenz-Wandler (21) und die Parallelschaltung aus Widerstand und Kondensator (R2, C2) für die verschiedenen Phasen gemeinsam vorgesehen sind.
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