DE3424052C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Signalumformer mit einem ersten Integrator, dessen Summierpunkt mit dem Signaleingang und mit dem Ausgang eines Umschaltgliedes verknüpft ist und dem ein Schwellenwertgeber nachgeschaltet ist, dessen Ausgangssignal das Umschaltglied betätigt, das dem Summierpunkt und dem Schwel­ lenwertgeber abwechselnd eine positive bzw. negative Referenz­ spannung zuführt.

Aus der DE-OS 21 35 802 ist ein Signalumformer zur potential­ getrennten Weiterverarbeitung von Meßwerten, beispielsweise von Meßwerten des Ankerstroms, des Drehzahlsoll- und Istwertes in der Antriebstechnik, bekannt, wobei keine Informationsverluste auftreten dürfen. Dabei wird das Signal in eine dem Meßwert proportionale Frequenz umgesetzt und potentialfrei übertragen. Auf der Niedervoltseite wird diese Frequenz wieder in eine zur Frequenz proportionale Spannung umgesetzt. Es hat sich gezeigt, daß insbesondere bei hoher Taktfrequenz die Linearität des bekannten Signalumformers nicht ausreichend ist und daß ein Offsetabgleich erforderlich ist, dies zumindest dann, wenn für die Realisierung des Integrators nicht sehr teuere, schnelle Präzisionsverstärker eingesetzt werden.

Aus der DE-OS 28 45 598 ist eine digitale Übertragungseinrich­ tung für analoge Daten mit Pulsbreitenmodulation bekannt, die einen Sender und einen Empfänger enthält. Der Sender weist einen Signalumformer der eingangs genannten Art mit einem Integrator auf, dem die zu übertragende analoge Spannung zuführ­ bar ist. Über zwei erste, komplementär zueinander betätigte Schaltglieder ist entweder eine Referenzspannung positiver oder eine Referenzspannung negativer Polarität zuführbar. Dabei wer­ den die Schaltglieder von einem Ausgangssignal eines Komparators betätigt, dem eingangsseitig die Ausgangsspannung des Integra­ tors und über von zwei zweiten, synchron mit den ersten Schalt­ gliedern betätigten Schaltgliedern eine der beiden Referenz­ spannungen zugeführt sind. Auf diese Weise wird in Abhängigkeit von Größe und Polarität einer analogen Eingangsspannung ein pulsbreiten- und frequenzmodulierter Impulszug erhalten.

Aus der US-PS 40 31 532 ist ein Spannungs-Frequenz-Wandler be­ kannt, wobei ein Analogsignal über einen Eingang einem nicht invertierenden Eingang des Integrators zugeführt ist. Der Aus­ gang des Integrators ist mit einem nachgeschalteten Komparator verknüpft. Der Ausgang dieses Komparators ist mit einem D-Flip- Flop verbunden. Ein Taktgenerator taktet das D-Flip-Flop über einen Clock-Eingang. Am Ausgang Q des D-Flip-Flops ist eine pulsbreitenmodulierte Rechteckschwingung abgreifbar. Dabei ist das Tastverhältnis und die Frequenz dieser Rechteckschwingung der Amplitude und der Polarität der analogen Eingangsspannung proportional. Die Linearität dieses Wandlers ist abhängig vom Operationsverstärker des Integrators und von seinen Beschal­ tungselementen. Besonders bei hoher Taktfrequenz, die man für Messungen hoher Auflösung benötigt, reicht die Linearität die­ ses Spannungs-Frequenz-Wandlers nicht aus.

Es besteht die Aufgabe, einen Signalumformer der eingangs ge­ nannten Art so auszugestalten, daß er eine ausreichende Lineari­ tät besitzt.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß ein zweiter Integrator vorgesehen ist, dessen Summierpunkt mit dem Signaleingang und dem Ausgang des Umschalters verknüpft ist, dessen Ausgangssignal das Bezugssignal des ersten Integrators ist und dessen Zeitkonstante groß gegenüber der Zeitkonstante des ersten Integrators gewählt ist.

Bei der erfindungsgemäßen Ausgestaltung wird mit dem zweiten Integrator ein Korrektursignal gebildet, das den ersten Inte­ grator solange nachführt, bis sichergestellt ist, daß das Aus­ gangssignal exakt dem Eingangssignal entspricht. Damit ist die Linearität dieses Umsetzers ausschließlich von den Parametern des zweiten Integrators abhängig.

Vorzugsweise ist der Ausgang des ersten Integrators mit einem dritten Integrator verbunden, dessen Ausgangssignal dem Refe­ renzsignal für den Schwellenwertgeber überlagert ist. Mit dieser Korrekturspannung werden die Spannungszeitflächen in einer Periode der Dreiecksspannung des ersten Integrators gleich groß gemacht, ein Offsetabgleich ist damit nicht mehr erforderlich. Die Symmetrie der Dreiecksspannung des ersten Integrators ist damit ausschließlich von den Parametern des dritten Integrators abhängig.

Im folgenden wird der erfindungsgemäße Signalumformer beispiel­ haft anhand der Fig. 1 bis 4 näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild des erfindungsgemäßen Signalum­ former. Das Signal U ₁ steht an den Eingangsklemmen 1 an und ist über einen Widerstand 2 dem Summierpunkt 3 a eines ersten Integrators 3 zugeführt, der im Ausführungsbeispiel mit einem Operationsverstärker 3 b realisiert ist, der mit einem Konden­ sator 3 c beschaltet ist. Der Ausgang 3 d des Integrators 3 ist mit dem nicht invertierenden Eingang eines Schwellenwertgebers 4 verbunden. Der Ausgang 4 a ist an die Betätigungseingänge von zwei Umschaltern 5 und 6 geführt, an deren Wechselkontakte 5 a und 5 b bzw. 6 a und 6 b die vorzugsweise gleich großen Referenz­ spannungen +U _Ref und -U _Ref mit unterschiedlichem Vorzeichen anstehen. Der Ausgang des Umschalters 6 ist über einen Wider­ stand 7 mit dem invertierenden Eingang des Schwellenwertgebers 4 und der Ausgang des Umschaltgliedes 5 ist über einen Wider­ stand 8 mit dem Summierpunkt 3 a des Integrators 3 verbunden.

Der Ausgang des Umschalters 5 ist außerdem noch an die Klemmen 9 geführt, an denen das pulsbreitenmodulierte Ausgangssignal U ₉ abgenommen werden kann.

Der Ausgang 10 a eines zweiten Integrators 10 ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Integrators 3 verbunden. Der Inte­ grator 10 ist ebenfalls mit einem Operationsverstärker 10 b realisiert, der in üblicher Weise mit einem Kondensator 10 c beschaltet ist. Der Summierpunkt 10 d ist wie beim Integrator 3 über einen Widerstand 11 mit den Eingangsklemmen 1 und über einen Widerstand 12 mit dem Ausgang des Umschaltgliedes 5 ver­ bunden.

Dem Ausgang 3 d des Integrators 3 ist über einen Widerstand 13 der Summierpunkt 14 a eines dritten Integrators 14 nachgeschal­ tet, der ebenfalls mit einem Operationsverstärker 14 b reali­ siert ist, der mit einem Kondensator 14 c beschaltet ist und dessen nicht invertierender Eingang am Bezugspotential liegt. Der Ausgang 14 d des Integrators 14 ist über einen Widerstand 15 mit dem invertierenden Eingang des Schwellenwertgebers 4 ver­ bunden.

Die Wirkungsweise des Signalformers wird anhand der Fig. 2 bis 4 näher erläutert, in denen jeweils die Ausgangsspannung U ₃ des Integrators 3 und die pulsbreitenmodulierte Ausgangsspan­ nung U ₉ des Signalformers über der Zeit t aufgetragen sind, wobei als vorteilhafte Ausgestaltung |+U _ref | = |-U _ref | voraus­ gesetzt ist. Weiterhin wird angenommen, daß für Fig. 2 U ₁ = 0, für Fig. 3 U ₁ = 0 + Δ U ₁ und für Fig. 4 U ₁ = 0 - Δ U ₁ gilt. Im Zeitpunkt Null befinden sich die Umschaltglieder 5 und 6 in der in Fig. 1 gezeigten Stellung. Damit ist dem Summierpunkt 3 a des Integrators 3 die Spannung +U _ref und dem invertierenden Eingang des Schwellenwertgebers 4 die Referenzspannung -U _ref zugeführt. Der Integrator 3 integriert die am Summierpunkt 3 a anstehende Spannung solange ab, bis seine Ausgangsspannung U ₃ den Wert -U _ref erreicht. In diesem Zeitpunkt kippt der Schwel­ lenwertgeber 4 um und steuert die Umschaltglieder 5 und 6 um. Der Integrator 3 integriert nun eine negative am Summierpunkt 3 a anstehende Spannung auf, bis seine Ausgangsspannung U ₃ den Wert +U _ref erreicht hat, bei dem der Schwellenwertgeber 4 er­ neut umkippt und die Umschalter 5 und 6 wieder in die in Fig. 1 gezeigte Lage umschalten und sich der Vorgang wiederholt. Man erhält damit die in Fig. 2 gezeigte Dreiecksspannung U ₃ und die Ausgangsspannung U ₉. Unter der Voraussetzung, daß |+U _ref | = |-U _ref | ist, ist die Zeitspanne t ₁, in der der Integrator 3 ab­ wärts integriert, gleich der Zeitspanne t ₂, in der er aufwärts integriert und damit gilt t ₁/t ₂ = 1. Die zwischen +U _ref und -U _ref alternierende Ausgangsspannung U ₉ besitzt damit den arithmetischen Mittelwert Null (₉ = 0), was dem Eingangs­ signal U ₁ = 0 entspricht.

In den Fig. 3 und 4 gilt U ₁ < 0 bzw. U ₁ < 0. Damit ist die Zeitspanne t ₁ für die Abwärtsintegration verschieden von der Zeitspanne t ₂ für die Aufwärtsintegration und t ₁/t ₂ 1. Dabei ist t ₁ < t ₂ für U ₁ < 0 und t ₁ < t ₂ für U ₁ < 0. Der arithmetische Mittelwert der Ausgangsspannung U ₉ ist somit proportional der Eingangsspannung. Da ausschließlich das Tastverhältnis der Aus­ gangsspannung U ₉ ausgewertet wird, hat die Taktfrequenz und damit auch die Kapazität des Kondensators 3 c keinerlei Einfluß auf die Genauigkeit dieses Umsetzverfahrens.

Insbesondere bei hohen Taktfrequenzen können jedoch Bauelement­ toleranzen Übertragungsfehler hervorrufen. Um diese Übertragungs­ fehler zu kompensieren, wird mit dem Integrator 10 ein Korrektur­ signal gebildet, das als Bezugsspannung für den Integrator 3 dient und diesen nachführt, bis ₉ = U ₁ ist. Vorzugsweise wird hierfür die Zeitkonstante, die durch den Widerstand 11 und den Kondensator 10 c gegeben ist, groß gegenüber der Pulsfrequenz gewählt. Die Linearität zwischen der Eingangsspannung U ₁ und der Ausgangsspannung U ₉ ist somit ausschließlich von den Parametern des Verstärkers 10 b abhängig, insbesondere dann, wenn U ₁ symmetrisch zum Bezugspunkt ist.

Mit dem Integrator 14 wird eine Korrekturspannung gebildet, die der Referenzspannung für den Schwellenwertgeber 4 überlagert ist und dessen Ausgangssignal so verschiebt, daß die Spannungs­ zeitflächen F ₁ und F ₂ in den Fig. 2 bis 4 immer gleich groß sind. Die Symmetrie von U ₃ ist damit ausschließlich von den Parametern des Schwellenwertgebers 4 abhängig.

Diese Korrekturen wirken sich besonders bei hoher Taktfrequenz aus, beispielsweise bei Taktfrequenzen von 100 kHz, die man für Messungen bei hoher Auflösung, beispielsweise von 1 : 10 000 bis 1 : 40 000 benötigt. Bei diesen Forderungen müßte man bei bekannten Signalumformern sehr schnelle Präzisionsverstärker als Operationsverstärker 3 b und als Schwellenwertgeber 4 ein­ setzen, was zumindest sehr teuer wäre. Bei der beschriebenen Schaltung können dagegen die Operationsverstärker 10 b und 14 b langsame Präzisionsverstärker sein, während die Operationsver­ stärker des Integrators 3 und des Schwellenwertgebers 4 schnelle Operationsverstärker sein können, an deren Präzision nicht zu hohe Anforderungen zu stellen sind. Bei geringem wirtschaftli­ chen Aufwand erhält man daher mit der erfindungsgemäßen Schal­ tung einen geringen Offset (z. B. <100 µV), der keinen Abgleich erfordert und eine hohe Linearität (z. B. <14 BIT) bei hoher Taktfrequenz.

Claims (2)

1. Signalumformer mit einem ersten Integrator (3), dessen Summierpunkt (3 a) mit dem Signaleingang (1) und mit dem Ausgang eines Umschaltgliedes (5, 6) verknüpft ist und dem ein Schwel­ lenwertgeber (4) nachgeschaltet ist, dessen Ausgangssignal das Umschaltglied (5, 6) betätigt, das dem Summierpunkt (3 a) und dem Schwellenwertgeber (4) abwechselnd eine positive bzw. nega­ tive Referenzspannung (+U _ref bzw. -U _ref ) zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Integrator (10) vorgesehen ist, dessen Summierpunkt (10 d) mit dem Signaleingang (1) und dem Ausgang des Umschalters (5) verknüpft ist, dessen Ausgangssignal das Bezugssignal des ersten Integrators (3) ist und dessen Zeitkonstante (10 c, 11) groß gegenüber der Zeitkon­ stante (3 c, 2) des ersten Integrators (3) gewählt ist.

2. Signalumformer nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß der Ausgang (3 d) des ersten Integrators (3) mit einem dritten Integrator (14) verbunden ist, dessen Ausgangssignal dem Referenzsignal für den Schwel­ lenwertgeber (4) überlagert ist.