DE1466080C

DE1466080C - Einrichtung zur automatischen Phasen steuerung

Info

Publication number: DE1466080C
Application number: DE19651466080
Authority: DE
Inventors: Yuji Dipl Ing Kawasaki Takada (Japan)
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1965-07-14
Filing date: 1965-07-14
Publication date: 1973-03-08

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur automatischen Phasensteuerung, bei der eine dem Phasenunterschied zwischen einem mehrphasig phasenmodulierten Eingangssignal und einem Trägerfrequenzsignal entsprechende Steuerspannung von mehreren zur Signaldemodulation dienenden'Phasendetektoren gewonnen wird, bei der der Unterschied der von zwei der mehreren Phasendetektoren abgegebenen Ausgangsspannungen als Steuerkriterium dient und bei der dieses Steuersignal zur Phasenregelung dem Steuereingang des das Trägerfrequenzsignal erzeugenden Oszillators zugeführt wird.

In Schaltungen zur automatischen Phasensteuerung werden von Ausgängen, deren Phasen durch mehrere Phasendemodulatoren demoduliert wurden, zwei Ausgänge, welche in der richtigen Beziehung zueinander stehen, ausgewählt. Von der Phasendifferenz zwischen diesen beiden Ausgängen, kann eine Spannung abgeleitet werden, die dem Phasenfehler des zu erzeugenden Bezugsphasensignals proportional ist. Diese Spannung kann dann durch Steuerung einer Reaktanzröhre usw. zur Erzeugung eines richtigen Bezugsphasensignals verwendet werden. Dieses Verfahren ist in dem in F i g. 1 gezeigten System erläutert. Da in diesem Beispiel jedoch eine logische Schaltung verwendet wird, erhält man nicht den richtigen Spannungswert und ist es schwierig, eine genügend hohe Steuerspannung zu erzielen. Selbst wenn beispielsweise ein Gleichstromverstärker eingeschaltet wird, kann der Einfluß seiner Nullpunktsdrift nicht übersehen werden. Ferner hat die Verwendung eines Verstärkers den Nachteil, daß bei sinkendem Pegel des Eingangssignals die Steuerspannung herabgesetzt und eine genügende Schleifenverstärkung nicht erzielt wird usw.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für eine Einrichtung der· einleitend beschriebenen Art eine einfache, die geschilderten Schwierigkeiten beiseiti-

gende Lösung anzügeben. ~"

Ausgehend von einer Einrichtung zur automatischen Phasensteuerung der einleitend beschriebenen Art, ' wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß Wandlerkreise, die die von jedem der zwei Phasendetektoren ausgesandte Ausgangsspannung in einem Impuls mit der Größe der Ausgangsspannung entsprechender Impulsbreite umwandeln, vorgesehen sind, daß ferner die Ausgangsimpulse der Wandler^ kreise den beiden Eingängen einer Addierschaltung zugeführt sirIH7die~eme dem-Unterschied der Impulsbreiten dieser Ausgangsimpulse proportionale, das Steuersignal für den in der Phase regelbaren Oszillator darstellende Spannung erzeugt.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform nach der Erfindung ist ein Meßimpulsgenerator vorgesehen, der jedem der zwei Wandlerkreise sägezahnförmige Meßimpulse zuführt. Hierbei ist der Meßimpulsgenerator in Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals hinsichtlich der Flanke seiner sägezahnförmigen Meßimpulse geregelt. Durch amplitudenmäßigen Vergleich der Ausgangsspannungen der Phasendetektoren mit den Meßimpulsen des Meßimpulsgenerators in den zugehörigen Wandler kreisen werden die gewünschten Ausgangsimpulse mit einer den Ausgangsspannungen der betreffenden Phasendetektoren proportionalen Breite abgeleitet.

An Hand eines Ausführungsbeispiels, das in der Zeichnung dargestellt ist, soll die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden. In der Zeichnung bedeutet
F i g. 1 eine Schaltung zur automatischen Phasensteuerung, von der die Erfindung ausgeht,

F i g. 2 und 3 die Wirkungsweise der Einrichtung zur automatischen Phasensteuerung nach F i g. 1 erläuternde Phasendiagramme,

F i g. 4 ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung, F i g. 5 und 6 die Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 4 erläuternde Impulsdiagramme,

F i g. 7 ein Ausführungsbeispiel eines Meßimpulsgenerators nach F i g. 4,

F i g. 8 die Wirkungsweise des Meßimpulsgenerators nach F i g. 7 erläuternde Impulsdiagramme, F i g. 9 eine Schaltungsvariante des Ausführungsbeispiels für den Meßimpulsgenerator nach F i g. 7, F i g. 10 ein Ausführurigsbeispiel für einen Wandlerkreis der Schaltung nach F i g. 4, F i g. 11 a und 11b die Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 10 erläuternde Impulsdiagramme,

F i g. 12 ein Ausführungsbeispiel für einen Multiplikator nach F i g. 4,

Fig. 13 Ausführungsbeispiele der Additionsschaltung und der Integrationsschaltung nach F i g. 4,

F i g. 14a und 14b die Wirkungsweise der Schaltungen nach Fig. 13 erläuternde Impulsdiagramme.

Die Schaltung zur automatischen Phasensteuerung nach F i g. 1 besitzt Phasendemodulationskreise PD₁, PD₂, Tiefpaßfilter LF₁, LF₂, einen um 90° phasendrehenden Kreis PS, Kippschaltungen TR₁, TR₂, Multiplikatoren RM₁, RM₂, einen Umpolkreis PI, einen Additionskreis ADD, einen Integrationskreis /NT, eine Reaktanzschaltung RE, einen Oszillator OSC, eine Eingangsklemme E für vierphasig modulierte Signale und Demodulatorausgänge Ach A, Bch A für die Kanäle A und B. Die Vektoren der an die Eingangsklemme E angelegten Signale sind in den Vektordiagrammen der Fig. 2 und 3 ausgezogen dargestellt.

In Fig. 2 und 3 ist mit M_AM_B die Phase des Signals bezeichnet, das empfangen wird, wenn beide Kanäle .4 und B Zeichenstrom führen, mit S_AM_B die Phase des Signals, das empfangen wird, wenn der Kanal A Trennstrom und der Kanal B Zeichenstrom führt, mit S_AS_B die Phase des Signals, das empfangen wird, wenn beide Kanäle Trennstrom führen, und mit M_AS_B die Phase des Signals, das empfangen wird, wenn der Kanals Zeichenstrom und der KanalB Trennstrom führt. Es sei angenommen, daß die Schwingungsfrequenz des die Bezugsträgerwelle erzeugenden Oszillators OSC gleich der Eingangssignalfrequenz ist. Die Phasenlage der Bezugsträgerwelle an den Punkten R_A, R_B in TFSi g. 1 zu dem Eingangssignal ist in F i g. 2 und 3 dutch die gestrichelten Linien R_Ä0, R_B0 dargestellt.

Wie vorstehend erwähnt wurde, sind die Eingangssignale A und B Vierphasensignale, die in F i g. 2 und 3 ausgezogen dargestellt sind und durch den Zeichenbzw. Trennstrom in den Kanälen bestimmt werden. Die Phasen dieser Signale werden bei jedem Element entsprechend der Zeichen- und Trennströme aufeinanderfolgender Elemente verändert. Dabei haben die Phasen der Eingangssignale gegenüber den Phasen R_A0, ^bO der Bezugsträgerwelle einen Winkel von +45, -45, +135, -135°. Da die Phasendemodulatoren PD₁, PD₂ eine elektrische Ausgangsleistung erzeugen, die dem Kosinus des Differenzphasenwinkels Θ proportional ist, erzeugen beide bei Phasenwinkeln von +45 und —45° bzw. von +135 und —135° dieselbe Spannung. Wenn die Ausgangsspannung des Phasendemodulators bei Phasenwinkeln von +45, —45° eine Ausgangsspannung von beispielsweise +1V erzeugt, hat diese Spannung bei Phasenwinkeln von +135, —135° einen Wert von — 1V. Diese Ausgänge der Phasendemodulatoren PD₁, PD₂ werden über die Tiefpaßfilter LF₁, LF₂ "an je einer der Kippschaltungen TR₁, TR₂ und je einer der Multiplikatoren KM₁, RM₂ angelegt.

Die Kippschaltungen TR₁, TR₂ dienen zur Vereinheitlichung der Amplituden der Ausgänge der Tiefpaßfilter. Diese Ausgänge werden an die Ausgangsklemmen Ach A, Bch A der Kanäle .4 und B und an die Multiplikatoren RM₁, RM₂ angelegt. Der Multiplikator RM₁ polt die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters LF₂ nur um, wenn die Kippschaltung TR₁ auf Grund des Ausgangs des Tiefpaßfilters LF₁ einen negativen Ausgang hat. Der Multiplikator RM₂ polt die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters LF₁ nur um, wenn die Kippschaltung TR₂ auf Grund des Ausgangs des Tiefpaßfilters LF₂ einen negativen Ausgang hat.

Nach der Umpolung durch den Umpolkreis PI wird der Ausgang des Multiplikators RM₁ in dem Additionskreis ADD mit dem Ausgang des Multiplikators RM₂ vereinigt. Wenn die Bezugsträgerwelle die Phasen R_A0, R_B0 hat, ist der Ausgang dieses Additionskreises ADD bei allen vier Phasen der Eingangssignale gleich Null. Der über den Integrationskreis/ΛΓΓ und die Reaktanzschaltung RE gesteuerte Oszillator OSC wird durch diese Spannung nicht gesteuert, und die Phasen R_A0, R_B0 der Bezugsträgerwelle bleiben unverändert.

Jetzt wird erläutert, was eintritt, wenn sich die Phasen R_A, R_B der Bezugsträgerwelle gegenüber der richtigen Phasenlage R_A0, R_B0 in F i g. 2 zu den Winkeln .R_x+, R_B+ verschoben haben. Es war angenommen worden, daß der Phasendemodulator einen Ausgang von +1 V hat, wenn zwischen dem Eingangssignal und der Bezugsträgerwelle ein Phasenunterschied von ±45° vorhanden ist. Nach dieser Annahme liegt der genannte Ausgang bei einem Phasenunterschied von weniger als ±45° über +1V (beispielsweise +1,5 V), bei einem Phasenunterschied von ± 45 bis 90° zwischen +1 V und 0 V, beispielsweise + 0,5V, bei einem Phasenunterschied von ±90 bis 135° zwischen 0 und —IV, beispielsweise — 0,5 V und bei^ einem Phasenuntepschied zwischen

±135 bis 180° unter-IV, beispielsweise -1,5 V.

Bei diesen Ausgängen des Phasendemodulators

erhält man angesichts der Wirkungsweise von Multiplikatoren in der Anordnung nach F i g. 1 folgende Ausgänge der Phasendemodulatoren in Abhängigkeit von Vierphasensignalen:

Tabelle 1

Eingang	Ausgang von PD₁	Ausgang von PD₂	Ausgang von RM₁	Ausgang von RMi
MaMb SaMb *s_as_b* M_A S β	+ 0,5V -1,5 V -0,5 V + 1,5V	+ 1,5V + 0,5V -1,5 V -0,5 V	+ 0,5V -1,5 V + 0,5V -1,5 V	+ 1,5V -0,5 V + 1,5V -0,5 V

Der Ausgang des Multiplikators RM₁ wird in PI umgepolt und mit dem Ausgang von RM₂ vereinigt. Unabhängig von dem Eingangssignal hat seine Ausgangsspannung den Wert — 1 V. Diese negative Spannung steuert über den Integrationskreis INT und die Reaktanzschaltung RE den Oszillator OSC. Durch die Herabsetzung der Frequenz der Bezugsträgerwelle wird die Momentanphase der Bezugsträgerwelle in bezug auf die vier Phasenvektoren im Uhrzeigersinn gedreht und wirkt im Sinne einer Rückstellung der auf R_A+, R_B+ verschobenen Phasen in Richtung auf die frühere Phasenlage R_A0, R_B0. Wenn die Phasen an den Punkten R_A, R_B in F i g. 1 die in F i g. 3 durch die unterbrochenen Linien R_A„, R_B- angedeutete Lage eingenommen haben, besitzen die in Fig. 1 gezeigten Phasendemodulationskreise und Multiplikatoren, die in der Tabelle 2 angegebenen Ausgangsspannungen.

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Tabelle 2

Eingang	Ausgang von PD₁	Ausgang von PD₂	Ausgang von RM₁	Ausgang von RM₁
Ma M_B S_aMb SaSb M_A Sb	+ 1,5V -0,5 V -1,5 V + 0,5V	+ 0,5V + 1,5V -0,5 V -1,5 V	+ 1,5V -0,5 V + 1,5V -0,5 V-	+ 0,5V -1,5 V +0,5V -1,5 V

Unabhängig von dem Eingang nimmt die Ausgangsschaltung des Additionskreises ADD den Wert — 1 V an und steuert den Integrationskreis INT und die Reaktanzschaltung RE derart, daß die Frequenz der von dem Oszillator abgegebenen Bezugsträgerwelle erhöht und dadurch die Phasen .R^-, R_B- der Bezugsträgerwelle in RichtungR_A0, R_B0 zurückgestellt werden.

Die erfindungsgemäße Einrichtung zur automatischen Phasensteuerung hat den beachtlichen Vorteil, daß das Gatter leicht gesteuert werden kann, weil die Ausgangsspannungen der Tiefpaßfilter durch die Wandlerkreise CONV₁, CONV₂ in Impulsbreiten umgewandelt werden. Die Umwandlung von Spannungen in Impulsbreiten und die Umwandlung der Impulsbreitendifferenzen in Spannungen ermöglicht die Erzielung einer großen Impulsbreitenänderung durch eine kleine Spannungsänderung, wenn die Meßimpulse eine flach ansteigende Vorderflanke haben. Auf diese Weise ist eine große Verstärkung leicht erzielbar. Die vorliegende Einrichtung zur Automatischen Phasensteuerung kann daher mit einer^genügend großen Schleifenverstärkung arbeiten, so daß eine vorteilhafte Wirkungsweise erzielt wird.

F i g. 4 zeigt den Erfindungsgegenstand in einem Blockschaltbild mit den Phasendemodulationskreisen

PD₁, PD₂, dem um -y phasendrehenden Kreis PS, den Tiefpaßfilter LF₁, LF₂, den Kippschalter TR₁, TR₂, dem Multiplikator RM, den Wandlerkreisen CONV₁, CONV₂, dem Meßimpulsgenerator PG der Torschaltung TOR, dem Additionskreis ADD, dem Integrationskreis INT, dem Blindwiderstandskreis RE, dem Oszillator OSC, dem Eingangspegelmeßkreis LD, der Eingangsklemme £ für vierphasig modulierte Signale und den Demodulatorausgängen^4c/z/4, BchA für die Kanäle A und B.

An die Eingangsklemme E werden Signale mit den in F i g. 2 und 3 gezeigten Vektoren angelegt. Es sei angenommen, daß die Frequenz der Bezugsträgerwelle gleich der Eingangssignalfrequenz sei und die Phasenlage der Bezugsträgerwelle zu den Eingangssignalen an den Punkten R_A, R_B in F i g. 4 den in F i g. 2 und 3 in unterbrochenen Linien angedeuteten Phasen R_A0, Rbo entspreche. Die Phasendemodulationskreise PD₁, PD₂, die Tiefpaßfilter LF₁, LF₂ und die Kippschaltungen TR₁, TR₁ arbeiten dann in der vorstehend beschriebenen Weise, und an den Ausgangsklemmen Ach A, Bch A werden normale Zeichen- und Trennstromausgänge erhalten. Die Wandlerkreise CONV₁, CONV₂ messen periodisch die Ausgangsspannung der Tiefpaßfilter und stellen die Impulsbreite dem Wert dieser Spannung entsprechend ein. Die eingestellte Äusgangsimpulsbreite ist von der Polarität der Ausgangsspannung unabhängig und nur von dem Absolutwert dieser Spannung abhängig. Beispielsweise können in diesem Wandlerkreis die positive und negative Spannung von Tiefpaßfiltern getrennt voneinander periodisch gemessen werden. Dabei kann die Schaltung derart sein, daß bei einer positiven Ausgangsspannung der Kippschaltung der Meßkreis für die positive Spannung und bei einer negativen Ausgangsspannung der Kippschaltung der Meßkreis für die negative Spannung betätigt wird. Ein einfaches Beispiel der Arbeitsweise einer Schaltung zur periodischen Spannungsmessung wird jetzt an Hand der Fig. 5 und 6 beschrieben. Fig. 5 erläutert das periodische Messen der positiven Spannung und F i g. 6 das periodische Messen der negativen Spannung! Die zu messende Spannung ist durch die strichpunktierten Linien aV,bV, —aV, — öFdargestellt. Die Absolutwerte von «Kund —aVbzw. bV und — bV sind gleich.

Die Meßimpulse in Form der in F i g. 5 und 6 gezeigten Dreieckswelle (1) werden durch den Meßimpulsgenerator PG (F i g. 4) erzeugt. Die Impulse haben in F i g. 5 und 6 dieselbe Form und unterscheiden sich nur durch ihre Polarität.

Für die zu messende Spannung a V ist die Beziehung zwischen dem Meßimpuls und der zu messenden Spannung in F i g. 5 bei (1) dargestellt. Der Wandlerkreis wird so betätigt, daß er eine Ausgangsspannung von 0 V hat, wenn die Spannung des Meßimpulses kleiner ist als die zu messende Spannung, und eine AusgangsspannuBf^ven + 10 V und^mehr, wenn die Spannung des Meßimpulses niedriger ist als die zu messende Spannung. In diesem Fall erzeugt der Wandlerkreis den in F i g. 5 bei (2) dargestellten Ausgangsimpuls. Wenn die zu messende Spannung den Wert bV hat, erzeugt der Wandlerkreis den in F i g. 5 bei (3) dargestellten Ausgangsimpuls. Das periodische Messen der negativen Spannung ist in F i g. 6 bei (1), (2) und (3) dargestellt.

Die impulsbreite wird auf diese Weise entsprechend der gemessenen Spannung eingestellt. Durch Veränderung der Amplitude und der Steilheit der Wellen-

form des Meßimpulses kann natürlich der Ausgangsimpuls entsprechend verändert werden.

Der Multiplikator RM erzeugt das Produkt der Ausgänge von AchA und BchA. Wenn beispielsweise der Kanal A Zeichenstrom und der Kanal B Zeichenstrom führt, wird eine positive Spannung erzeugt. Wenn der Kanal A Trennstrom und der Kanal B Zeicheristrom führt, wird eine negative Spannung erzeugt. Wenn beide Kanäle A und B gleichartige Ströme führen, wird eine positive Spannung erzeugt, während bei verschiedenartigen Strömen in den Kanälen A und B eine negative Spannung erzeugt wird. Die Torschaltung legt in Abhängigkeit der Ausgangsspannung des Multiplikators die Ausgangsimpulse von CONV₁, CONV₂ an den einen oder anderen seiner Ausgänge G₁, G₂ an. Bei einem positiven Ausgang des Multiplikators erscheint der Ausgangsimpuls von CONV₁ am Ausgang G₁ der Torschaltung und der Ausgang von CONV₂ am Ausgang G₂ der Torschaltung. Wenn dagegen der Ausgang des Multiplikators negativ ist, wird der Ausgangsimpuls von CONV₂ am Ausgang G₁ der Torschaltung und der Ausgangsimpuls von CONV₁ am Ausgang G₂ erhalten. Diese Ausgänge werden an den Additionskreis ADD angelegt, der eine Spannung erzeugt, die der Differenz der Impulse an den Ausgängen G₁, G₂ der Torschaltung entspricht. Beispielsweise wird eine positive Spannung erzeugt, wenn der Impuls an G₁ größer ist als an G₂, während eine der

Impulsbreitendifferenz proportionale negative Spannung erzeugt wird, wenn der Impuls an G₁ kleiner ist als der an G₂. Durch diese Spannungen wird über den Integrationskreis INT und die Reaktanzschaltung RE die Frequenz des Oszillators OSC gesteuert.

Es sei jetzt wieder angenommen, daß wie im Betrieb der Einrichtung nach F i g. 1 die Ausgangsspannungen der Tiefpaßfilter bei einem Phasenunterschied von ± 45° eine Ausgangsspannung von + 1 V haben. Bei normaler Phasenlage [Rao> R-bo ^m Fig. 2) der Bezugsträgerwelle gelten dann die in Tabelle 3 angegebenen Werte. In den Wandlerkreisen wird die Impulsbreite im Maßstab von 100 μβ/ν in Abhängigkeit von der Phasenlage der Bezugsträgerwelle eingestellt.

Tabelle 3

Eingang	Ausgang	Ausgang	Ausgang	Ausgang
	von PD₁	von PD₂	von CONV₁	von CONV₁
M_AM_B	+ IV	+ IV	100 μβ	100 μβ
S_AM_B	- IV	+ IV	100 μβ	100 μβ
Sa ^sb	- IV	- IV	100 μ8	100 μβ
Mα S_b	+ IV	- Γ ν	100 μ_δ	100 μβ

In diesen beiden Fällen ist die Differenz zwischen den Ausgangsimpulsen des Additionskreises gleich Null. Es ist daher keine Spannung vorhanden, die über den Integrationskreis ΪΝΤ- und die Reaktanz-

OSC steuert; die Phasenlage der Bezugsträgerwelle wird nicht verändert.

Wenn dagegen die Phasen der Bezugsträgerwelle im Gegensinn des Uhrzeigers gedreht worden sind, wie in F i g. 2 bei R_A+, R_{B +} angedeutet ist, haben die Ausgangsspannungen der Phasendemodulationskreise und die Breite der Ausgangsimpulse der Wandlerkreise unter Zugrundelegung des vorstehend angenommenen zahlenmäßigen Beispiels die in Tabelle 4 angegebenen Werte.

Tabelle 4

Eingang	Ausgang von PD₁	Ausgang von PD₂	Ausgang von CONV₁	Ausgang VOnCOJVK₂
Μ_ΑΜ_Β SaMb - SaSb MaSb	+ 0,5V -1,5 V -0,5 V + 1,5 V	+ 1,5 V + 0,5V -1,5 V -0,5 V	50 μβ 150 μβ 50 μβ 150 μβ	150 μβ 50 μβ 150 μβ 50 μβ

Tabelle 5

Eineans	Ausgang	Ausgang	Ausgang	Ausgang
*JW ill ^C Hg)**	von PD₁	von PD₂	von CONV₁	von CONV₂
Μ_ΑΜ_Β	+ 1,5 V	+ 0,5V	150 μ5	50 μβ
S_AM_B	-0,5 V	+ 1,5 V	50 μβ	150 μβ
*s_As_B*	-1,5 V	-0,5 V	150 μβ	50 μβ
ίο JVf₄S	' + 0,5 V	-1,5 V	50 μβ	150 μβ

Die Subtraktion der Impulsbreite an G₂ von der Impulsbreite an G₁ ergibt — 100 μβ. Eine diesem Wert proportionale Spannung erscheint am Ausgang des Additionskreises ADD und steuert über den Integrationskreis INT und die Reaktanzschaltung RE die Schwingungsfrequenz des Oszillators OSC, so daß die Phasen der Bezugsträgerwellen in F i g. 2 im Uhrzeigersinn gedreht werden. Wenn die Phasen der Bezugsträgerwellen entsprechend der unterbrochenen Linien R_A-, Rb- in F i g. 3 verschoben worden sind, erhält man auf Grund der Tabelle 2 die in Tabelle 5 angegebenen Werte für die Ausgangsspannungen und Impulsbreiten.

Die Breitendifferenz zwischen den Impulsen an den Ausgängen G₁ und G₂ der Torschaltung beträgt + 100 μβ.

Am Ausgang des Addierkreises wird eine dieser Impulsbreite proportionale Spannung erzeugt.

Wenn diese Spannung über den Integrationskreis INT und die Reaktanzschaltung RE zur Erhöhung der Schwingungsfrequenz des Oszillators verwendet wird, kann man die Phasen der Bezugsträgerwelle in F i g. 3 im Gegensinn des Uhrzeigers in die richtige Phasenlage R_A0, R_B0 zurückführen. Vorstehend wurde die Wirkungsweise des in F i g. 4 dargestellten Ausführungsbeispiels der Erfindung beschrieben.

Bei einer Änderung des Pegels des in der Schaltung nach F i g. 1 an die Klemme E angelegten Eingangssignals ändert srcii^aöch die Aujsgäingsspannung der Phasendemodulationsschaltung und des Additionskreises ADD. Es sei jetzt angenommen, daß die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters der Phasendemodulationsschaltung den Wert A ■ cos Θ habe.

Θ ist die Phasendifferenz zwischen der Bezugsphase und dem Eingangssignal. A ist ein dem Eingangssignal proportionaler Koeffizient. Es sei jetzt ferner angenommen, daß die Bezugsphase gemäß F i g. 3 von R_AQ um +10° auf R_A + verschoben worden sei. Wenn das Eingangssignal dem Signal M_A M_B entspricht, erhält man folgende Ausgangsspannungen der Tiefpaßfilter LF₁, LF₂:

Für LF₁, A cos (45 + 10°) = 0,5735 Λ. Für LF₂, A cos (45 - 10°) = 0,8192 A.

Der Ausgang des Additionskreises ADD ist daher (Ausgangsspannung von LF₁) — (Ausgangsspannung VOnLf₂) = 0,5735 A - 0,8192 A= - 0,2357 A.

Bei sinkendem Eingangspegel sinkt auch die Ausgangsspannung des Additionskreises.

Das gleiche gilt für das in F i g. 4 gezeigte Ausführungsbeispiel. Bei sinkender Ausgangsspannung des Additionskreises erhält man eine zu niedrige Steuerspannung, so daß die Funktion der automatischen Phasensteuerung unstabil wird. Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird auch bei sinkendem Pegel eine genügend hohe Spannung erhalten.

Zunächst ist in F i g. 4 die Pegelgleichrichterschaltung LD eingeschaltet, die den Pegel des Eingangssignals gleichrichtet und auf Grund des Ergebnisses die Steilheit des von dem Meßimpulsgenerator PG erzeugten Meßimpulses verändert. Bei sinkendem Eingangspegel wird die Steilheit des Meßimpulses verringert, wie in F i g. 5 bei (1) in unterbrochener Linie angedeutet ist. Bei steigendem Eingangspegel wird die Steilheit erhöht. Der Ausgangsimpuls des Wandlerkreises CONV ist daher auch von dem Eingangspegel abhängig. Dagegen wird an dem Ausgang des Additionskreises unabhängig von der

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Veränderung des Eingangspegels eine Spannung erhalten, die nur von der Verschiebung der Bezugsphase abhängig ist.

In einer anderen Ausführungsform wird für den Meßimpuls keine Dreieckwelle verwendet, sondern eine Wellenform, die bei niedriger Spannung langsam und bei hoher Spannung stark ansteigt, beispielsweise eine Wellenform mit linear wachsendem Anstieg (die zweite Ableitung der Anstiegsfunktion der Wellenform ist eine Konstante). Wenn in dem vorstehend erwähnten Beispiel die Ausgangsspannung von LF₁ den Wert 0,5735 A und die Ausgangsspannung von LF₂ den Wert 0,8192 4 hat, besitzt der Ausgang des Additionskreises ohne besondere Maßnahme einen Wert, der (0,5735 - 0,8192) A = 0,2357 A proportional ist. Wenn jedoch der Ausgang einer Wellenform mit linear wachsendem Anstieg proportional ist, wie vorstehend beschrieben wurde, erhält man nach der Umwandlung folgende Impulse:

Ausgang von LF₁ — |/ 0,5735 A; Ausgang von LF₂ = y 0,8192/4.

Ihre Differenz ist ([/ 0,5735 - ]/ 0,8192)
J/J=- 0,147 l/Z.

Der Ausgang des Additionskreises ADD ist diesem Wert proportional, wenn beispielsweise der Pegel auf die Hälfte sinkt und die erfindungsgemäße Maßnahme nicht getroffen, wird, sinkt auch die Ausgangsspannung des Additionsfcrejses auf die Hälfte. Bei Anwendung dieser Maßnahme,, sinkt dagegen beim Sinken des Pegels auf die Hälfte die Ausgangsspannung des Additionskreises auf -^= , d. h., daß daß der Einfluß der Pegelherabsetzung vermindert wurde. In dem vorstehend angegebenen Beispiel war die zweite Ableitung der Anstiegsfunktion der Wellenform konstant. Wenn jedoch erst die dritte oder vierte Ableitung der Anstiegsfunktion der Wellenform konstant ist, kann der Einfluß einer Pegeländerung weiter herabgesetzt werden. Derartige Wellenformen können ohne weiteres durch Integrieren der in F i g. 5 und 6 bei (1) gezeigten Wellenformen erhalten werden.

Nachstehend werden Ausführungsbeispiele der einzelnen in F i g. 4 in Form eines Blockschaltbildes gezeigten Kreise genauer beschrieben.

F i g. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Meßimpulsgenerators PG. F i g. 8 zeigt die Wellenform der Teile dieses Generators. In F i g. 7 ist eine Flip-Flop-Schaltung 1, ein Emitterfolger-Verstärker und ein Schmitt-Trigger 3 gezeigt. Der negative Ausgangsimpuls der Kippschaltung bei (1) in F i g. 8 wird an den Eingang £1 angelegt. Durch Umsteuerung der Flip-Flop-Schaltung wird der Transistor Ts₁ gesperrt und der Transistor Ts₂ leitfähig, so daß an seinem Kollektor eine Spannung vorhanden ist. Dagegen ist der Transistor Ts₃ der Emitterfolger-Schaltung leitfähig. Seine Eingangsspannung beträgt gewöhnlich — 12 V. Wenn die Flip-Flop-Schaltung durch ein an den Eingang El angelegtes Signal umgesteuert wird, ist der Transistor Ts₃ gesperrt. Die Kondensatoren C₁ sind gewöhnlich durch Ts₃ kurzgeschlossen. Wenn jedoch der Transistor Ts₃ gesperrt ist, beginnt die Aufladung des Kondensators C₁ auf ein Minuspotential von der Stromquelle (— 12 V) über die Diode D₁ und den Widerstand Rs. Der Transistor Ts₄. ist ein Pufferverstärker, dessen Emitterspannung fast ebenso hoch ist wie die Eingangsspannung. Bei Beginn der Aufladung des Kondensators C₁ wird die Emitterspannung von Ts₄. allmählich negativ. Der Kondensator C₂ hat im Vergleich zu C₁ eine genügend hohe Kapazität und wird normal mit der Spannung (— 12 V) der Stromquelle geladen. Wenn jetzt der Transistor Ts₃ gesperrt wird und die Aufladung des Kondensators C₁ beginnt, nimmt das elektrische Potential an der Verbindungsstelle zwischen dem Kondensator C₂, der Diode D₁ und des Widerstandes R_s einen höheren negativen Wert an als die Spannung der Stromquelle, so daß die Diode D₁ gesperrt wird. Jetzt wird der Kondensator C₁ von C₂ über das jRC-Glied Rs-C₁ aufgeladen, so daß die Spannung des Emitterausgangs A des Transistors Ts₄. nach einer nichtlinearen Funktion auf einen negativen Wert sinkt. Diese Funktion ist in F i g. 8 mit (3) bezeichnet. Derselbe Ausgang wird auch an den Schmitt-Trigger angelegt, dessen Begrenzungspegel bei — 10 V liegt. Wenn der Ausgang der Emitterfolger-Schaltung daher höher ist als — 10 V, wird der Schmitt-Trigger ausgelöst und der vorher gesperrte Transistor Ts₆ leitfähig. Sein Ausgang wird zunächst als Kippimpuls an die Flip-Flop-Schaltung angelegt. Wenn der Ausgang der Emitterfolger-Schaltung — 10 V überschreitet, wir4_daher die Flip-FJop^Schaltung zurückgekippt, der Transistor Ts₂ -gesperrt und der Transistor Ts₃ leitfähig, so daß er den Kondensator C₁ kurzschließt und dieser entladen wird. Der Ausgang A nimmt ein Potential von 0 V an. Die Schaltung ist jetzt in ihren Ausgangszustand zurückgekehrt.

Als Ausführungsbeispiel für die in F i g. 5 erläuterte Kompensation einer Herabsetzung des Eingangspegels sei angegeben, daß der Widerstand Rs in F i g. 7 durch einen Heißleiter ersetzt werden kann, so daß sein Widerstandswert von dem Eingangspegel abhängig ist. Der verstärkte Eingangspegel wird gleichgerichtet und dieser gleichgerichtete Pegel über den Ausgang an den Eingang £2 in F i g. 7 angelegt. Wenn jetzt der Eingangspegel steigt, wird der Gleichrichterausgang groß und nimmt der Widerstandswert des Heißleiters ab. Infolgedessen wird die Zeitkonstante der Emitterfolger-Schaltung kleiner und die Ausgangswellenform steiler. Bei sinkendem Eingangspegel wird umgekehrt die Zeitkonstante der Emitterfolge-Schaltung größer und die Ausgangswellenform flacher. Bei Verwendung derartiger Meßimpulse kann die Abhängigkeit der Änderung der Schleifenverstärkung der Einrichtung zur automatischen Phasensteuerung von der Pegeländerung herabgesetzt werden.

Eine andere Maßnahme zur Kompensation der Herabsetzung des Eingangspegels besteht darin, daß die in F i g. 9 gezeigte Schaltung zwischen den Punkten A und A' in F i g. 7 in Kaskade eingeschaltet wird. In F i g. 9 ist der Eingang £1 an den Punkt A in F i g. 7, der Ausgang A an den Punkt A' und der Eingang £2 an den Kollektor des Transistors Ts₂ angeschlossen. Der Transistor Ts₇ arbeitet genau wie der Transistor Ts₃ und wird nur gesperrt, wenn die Emitterfolger-Schaltung in Betrieb ist. Normalerweise ist er leitfähig, so daß er den Kondensator C₃ kurzschließt. Der Widerstand R₁ und der Kondensator C₃ integrieren den Ausgang der Emitterfolger-Schaltung. Der Transistor Ts₈ ist ein Pufferverstärker. Der vorstehende Meßimpulsgenerator dient zum Messen der negativen Spannung. Den Meßimpuls-

generator zum Messen der positiven Spannung erhält man durch Austausch der Stromquelle und durch Austausch von pnp-Transistoren gegen npn-Transistoren usw.

F i g. 10 zeigt den in F i g. 4 im Blockschaltbild dargestellten Wandlerkreis CONV. Fig. 11a und 11b zeigen die Wellenformen seiner einzelnen Teile. Die in F i g. 10 dargestellte Schaltung umfaßt den Meßkreis 1 für die negative Spannung, den Meßkreis 2 für die positive Spannung, die Und-Gatter 3 und 5 für die negative Spannung, das Oder-Gatter 6 für die negative Spannung und die Inverterverstärker 4 und 7. Der Ausgang des Tiefpaßfilters wird an den Eingang £1 angelegt. Der Meßimpulsgenerator PG legt den negativen Meßimpuls an den Eingang £2 und den positiven Meßimpuls an den Eingang £3 an. Der Ausgang der Kippschaltung TR wird an den Eingang £4 angelegt. Die Wirkungsweise der einzelnen Kreise wird an Hand der Fig. 11a und 11b erläutert.

Fig. 11a zeigt den Zustand beim Anlegen einer positiven Spannung, beispielsweise von + 3 V, an den Eingang £1.

In dem Meßkreis für die negative Spannung werden die Transistoren Ts₁ und Ts₆ gesperrt, und es erscheint an dem Ausgang eine Spannung von — 12 V. In dem Meßkreis für die positive Spannung sind die Transistoren Ts₃ und Ts₁ leitfähig, wenn die Spannung an dem Eingang £3 niedriger ist als 3 V. Die Transistoren Ts₃ und Ts₇ werden gesperrt, wenn die Spannung an dem EingärigNE3 höher ist als 3 V. Der Ausgang des Meßkreises fur^die positive Spannung stellt einen Rechteckimpuls dar7 dessen Fußpunkt von der Spannung an dem Eingang £1 abhängig ist. Beispielsweise ist der Impuls bei niedriger Eingangsspannung breit und bei hoher Eingangsspannung schmal. Bei positiver Eingangsspannung hat die Kippschaltung TR eine Ausgangsspannung von 0 V und wird an den Eingang £4 eine Spannung von 0 V angelegt. Das Und-Gatter 3 ist geschlossen und der Ausgang des Meßkreises für die negative Spannung von der Ausgangsklemme getrennt. Dagegen ist das Und-Gatter 5 offen, so daß an den Ausgang A über das Oder-Gatter 6 und den Inverterverstärker 7 der Ausgang des Meßkreises für die positive Spannung angelegt wird.

Bei einer negativen Spannung von beispielsweise —3 V an dem Eingang £1, sind die Transistoren Ts₃ und Ts₅ des Meßkreises für die positive Spannung, dessen Wellenformen in Fig. 11b gezeigt sind, gesperrt, und es liegt an dem Kollektor des ■ Transistors Ts₅ eine Spannung von —12 V. Die Transistoren Ts₁ und Ts₆ des Meßkreises für die negative Spannung sind leitfähig, wenn die negative Spannung an dem Eingang El kleiner ist als —3 V, werden aber gesperrt, wenn die negative Spannung an dem Eingang £2 höher ist als -3 V. In diesem Fall beträgt die Ausgangsspannung —12 V, und es wird an dem Kollektor des Transistors Ts₆ ein Ausgang mit der in Fig. 11b gezeigten Wellenform erhalten. Wie in dem vorstehend erwähnten Meßkreis für die positive Spannung wird der Fußpunkt des Rechteckimpulses von der Spannung an dem Eingang E1 bestimmt. Der Impuls ist bei einem kleinen Absolutwert der Spannung an dem Eingang £1 breit und bei einem hohen Absolutwert schmal. Bei negativer Spannung an dem Eingang £ 1 hat die Kippschaltung Tr eine Ausgangsspannung von —12 V. Daher liegt an dem Eingang £4 eine Spannung von —12 V, so daß das UND-Gatter S-^geöffoet. und der. Ausgang des Meßkreises für die negative Spannung an dem Ausgang A erhalten wird. Dagegen ist das UND-Gatter 5 geschlossen und der Meßkreis für die positive Spannung von dem Ausgang A getrennt. Man erhält also einen Impuls, dessen Breite dem Absolutwert der Eingangsspannung entspricht.

Fig. 12 zeigt Ausführungsbeispiele des Multiplikators RM und der Torschaltung TOR, die in F i g. 4 in Blockform dargestellt sind. Mit 1 ist der Multiplikator und mit 2 und 3 sind Torschaltungen bezeichnet.

Die Wirkungsweise der einzelnen Schaltungen wird an Hand der Tabelle 6 erläutert, welchen den Zustand jedes Ausganges angibt.

Tabelle 6

Ausgang	M_AM_B	M_AS_B	*SaSβ*	*SaMb*
£1	OV	OV	-12V	-12V
£2	OV	-12V	-12V	OV
TS₁ Kollektor	-12V	-12V	OV	OV
TS₂ Kollektor	-12V	OV	OV	-12V
TS₃ Kollektor	-12V	OV	-12V	OV
TS₄. Kollektor	OV	-12V	OV	-12V
TOR-a.	GESCHLOSSEN	OFFEN	GESCHLOSSEN	OFFEN
TOR-b	OFFEN	GESCHLOSSEN	OFFEN	GESCHLOSSEN
TOR-c	OFFEN	GESCHLOSSEN	OFFEN	GESCHLOSSEN
TOR-d	GESCHLOSSEN	OFFEN	GESCHLOSSEN	OFFEN
Al	£3	£4	£3	£4
Al	£4	£3	£4	£3

In Fig. 12 ist mit 1 ein Multiplikator bezeichnet, 65 strom(M) OV und bei Trennstrom(S) —12 V. In

dessen Eingänge £1, £2 an je einen Demodulator- Tabelle 6 sind die Spannungen an den Eingängen £1,

ausgang Ach, Bch angeschlossen sind. Die Spannung E 2 angegeben, die den verschiedenen Kombinationen

an dem Demodulatorausgang beträgt bei Zeichen- der Demodulatorausgänge Ach, Bch entsprechen.

In Abhängigkeit von diesen Eingängen erhält man mit dem von den Transistoren Ts₁, Ts₂ und der Diode usw. gebildeten Tor ein Exklusiv-Oder-Gatter. Wenn die beiden Eingänge gleichartige Ströme führen, liegt an dem Kollektor des Transistors Ts₃ eine Spannung von —12 V. Die Spannung an diesem Kollektor hat einen Wert von OV, wenn die Eingänge verschiedenartige Ströme führen. In diesem Fall wird der Transistor Ts₄ umgesteuert. Die Kollektorausgänge der beiden Transistoren Ts₃, Ts₄ werden an die Torschaltungen 2, 3 angelegt. Die Stromkreise 4, 5, 6 und 7 seien mit TOR-a, TOR-b, TOR-c bzw. TOR-d bezeichnet. Diese Torschaltungen sind in Abhängigkeit von dem Zustand der Eingänge £1, £2 OFFEN oder GESCHLOSSEN. Die jeweiligen Zustände sind in der Tabelle 6 angegeben. TOR-a und TOR-b sind über das Oder-Gatter und den Inverterverstärker mit dem Ausgang A 2 verbunden. TOR-c und TOR-d sind über das Oder-Gatter und den Inverterverstärker mit dem Ausgang Al verbunden. Wenn die Eingänge E1 und E 2 gleichartige Ströme führen, sind TOR-b und TOR-c offen und wird der Impuls des Eingangs £3 an dem Ausgang A1 und der Impuls des Eingangs £4 an dem Ausgang A2 erhalten. Wenn die beiden Eingänge verschiedenartige Ströme führen, sind TOR-a und TOR-d -offen und wird der Impuls des Eingangs £4 an dem Ausgang A1 .und der Impuls des Eingangs £3 an dem Ausgang A 2 erhalten. An die Eingänge £3, £4 wird der negative Ausgangsimpuls A der Fig. 11 angelegt. Die Torschaltungen4, 5, 6, 7 sprechen alle auf negätive^Spannungen an. An dem Ausgang^2 wird wie an~" den Eingängen £3, £4 ein negativer Impuls erhalten,^ dem Ausgang ,41 dagegen ein positiver Impuls. Die Wellenformen dieser Impulse sind in der nachstehend beschriebenen F i g. 14 bei £ 1 und £2 angegeben.

Fig. 13 zeigt Ausführungsbeispiele der Additionsschaltung ADD und der Integrationsschaltung INT, die in F i g. 4 in Blockform dargestellt sind. In F i g. 13 ist die Additionsschaltung mit 1 und die Integrationsschaltung mit 2 bezeichnet.

F i g. 14 zeigt die Spannungsverläufe bei jedem der in Fig. 13 dargestellten Schaltungsteile. Fig. 14a entspricht dem Zustand, der erhalten wird, wenn die Impulsbreite am Eingang £1 größer ist als am Eingang £2. Fig. 14b gibt an, daß die Impulsbreite am Eingang £1 kleiner ist als am Eingang £2.

Fig. 13 zeigt ein Oder-Gatter3 und ein Und-Gatter 4. Diese Schaltungen entsprechen auf negative Spannungen an. Ferner zeigt Fig. 13 Transistoren Ts₁, Ts₂, die den Ausgang des Gatters 3 verstärken und seine Spannung umkehren. Eine Spannung von — 6 V wird erhalten, wenn kein Gatterausgang vorhanden ist, eine Spannung von +12 V, wenn ein Gatterausgang vorhanden ist. Die Transistoren Ts₃, Ts₄ verstärken den Ausgang des Gatters 4 und wandeln seine Spannung um. Eine Spannung von +6 V wird erhalten, wenn kein Gatterausgang vorhanden ist, und eine Spannung von —12 V, wenn ein Gatterausgang vorhanden ist. Die Kollektorwiderstände R₁, R₂ der Transistoren Ts₂, Ts₄ haben denselben Widerstandswert. Wenn einer der Transistoren Ts₂, Ts₄ gesperrt ist, wird der Kondensator über den Widerstand R₁ und R₂ ^und die Diode mit + 12 V oder —12 V geladen. Wenn der Impuls am Eingang £ 1 breiter ist als

ίο der Impuls am Eingang £2, ist am Gatter 3 kein Ausgang vorhanden (F i g. 14 a). An dem Ausgang des Gatters 4 wird dagegen ein negativer Impuls erhalten, dessen Breite der Differenz der Impulsbreiten der beiden Eingänge entspricht.

An dem Kollektor des Transistors Ts₂ liegt nur eine Spannung von — 6 V. An dem Kollektor des Transistors Ts₄ liegt dagegen ein negativer Impuls zwischen + 6V und —12 V. Mit diesem Puls wird der Kondensator C über den Widerstand R₂ und die Diode aufgeladen. Vor dem Ausgang Λ. wird dieser Impuls in eine negative Spannung umgewandelt, die der Breitendifferenz der Impulsbreiten proportional ist.

Wenn der Impuls an dem Eingang £ 1 kürzer ist

als der Impuls an dem Eingang £2, wie in F i g. 14 b gezeigt ist, wird nach F i g. 14 b an dem Ausgang des Gatters 3 ein positiver Impuls erhalten, dessen Breite der Impulsbreitendifferenz entspricht. An dem Gatter 4 wird tejn_Ausgang erhalten! An dem Kollektor Ts₄ liegt eine Spannung' von —6 V. An dem Kollektor des Transistors Ts₂ wird ein positiver Impuls zwischen — 6 V und +12V erhalten. Mit diesem Impuls wird über den Widerstand R₁ der Kondensator C aufgeladen. Vor dem Ausgang A wird der Impuls in eine positive Spannung umgewandelt, die der Breitendifferenz der Eingangsimpulse entspricht.

Durch Änderung des Wertes dieses Kondensators kann die Umwandlungsverstärkung willkürlich verändert werden. Wenn diese Schaltung zur automatischen Phasensteuerung verwendet wird, bildet die Rückkopplungsschleife eine sekundäre Steueranordnung. Wenn dies nicht erwünscht ist, kann sie als primäre Steueranordnung dienen, indem ein entsprechend bemessener Widerstand dem Kondensator C parallel geschaltet wird.

In dem Blockschaltbild der F i g. 4 dient die Kippschaltung TR zur Verstärkung der Eingangsspannung und zur Spannungsumwandlung. Die Reaktanzschaltung R£ kann ohne weiteres mit Hilfe einer Vakuumröhre gebildet werden. Der Oszillator OSC kann aus einem Transistor oder einer Vakuumröhre bestehen.

Der Erfindungsgegenstand wurde vorstehend an Hand einer vierphasig modulierten Welle erläutert, doch kann die Erfindung auf alle mehrphasig modulierten Wellen angewendet werden.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Einrichtung zur automatischen Phasensteuerung, bei der eine dem Phasenunterschied zwischen einem mehrphasig phasenmodulierten Eingangssignal und einem Trägerfrequenzsignal entsprechende Steuerspannung von mehreren zur Signaldemodulation dienenden Phasendetektoren gewonnen wird, bei der der Unterschied der von zwei der mehreren Phasendetektoren abgegebenen Ausgangsspannungen als Steuerkriterium dient und bei der dieses Steuersignal zur Phasenregelung dem Steuereingang des das Trägerfrequenzsignal erzeugenden Oszillators zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß Wandlerkreise (CONV₁, CONV₂), die die von jedem der zwei Phasendetektoren (PIi₁, PD₂) ausgesandte Ausgangsspannung in einem Impuls mit der Größe der Ausgangsspannung entsprechender Impulsbreite umwandeln, vorgesehen sind, daß ferner die Ausgangsimpulse der Wandlerkreise den beiden Eingängen einer Addierschaltung (ADD) zugeführt sind, die eine dem Unterschied der Impulsbreiten dieser Ausgangsimpulse proportionale, das Steuersignal für den in der Phase regelbaren Oszillator (OSC) darstellende Spannung erzeugt.

2. Einrichtung zur automatischen Phasensteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Meßimp.ulsgenerator (PG) vorgesehen ist, derjedemderzwei WäTidlerkreisetCOJVFx', CCW F₂) sägezahnförmige Meßimpulse zuführt, daß ferner der Meßimpulsgenerator in Abhängigkeit der Amplitude des Eingangssignals hinsichtlich der Flanke seiner sägezahnförmigen Meßimpulse geregelt ist und daß durch amplitudenmäßigen Vergleich der Ausgangsspannungen der Phasendetektoren (PD₁, PjD₂) mit den Meßimpulsen des Meßimpulsgenerators in den zugehörigen Wandlerkreisen die gewünschten Ausgangsimpulse mit einer den Ausgangsspannungen der betreffenden Phasendetektoren proportionale Breite abgeleitet ist.