DE2149302B2

DE2149302B2 - Vorrichtung zur elektronischen nachbildung eines resolversystems

Info

Publication number: DE2149302B2
Application number: DE19712149302
Authority: DE
Inventors: Richard A. Playa del Rey; French William E. Los Angeles; Calif. Day (V.StA.)
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1970-10-05
Filing date: 1971-10-02
Publication date: 1973-07-12
Also published as: DE2149302A1; IL37650A; DE2149302C3; GB1308120A; IL37650A0; SE376808B; US3671728A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur elektronischen Nachbildung eines auf Eingangssignale gleicher Frequenz und Phasenlage, deren Amplitude dem Sinus bzw. Cosinus eines Winkels

Oszillators (87) zwei um 90° gegeneinander phasen- 15 gleich ist, insbesondere den Ausgangssignalen eines verschobene Bezugssignale mit der Frequenz der Drehmelders, ansprechenden servogesteuerten Resolversystems.
Zur Bildung

Eingangssignale erzeugt, daß jedes der Eingangssignale und je eines der Bezugssignale je einem ersten Demodulator (37 bzw. 39) zugeführt werden und eine auf die Ausgangssignale der ersten Demodulatoren (37 und 39) ansprechende Steuerschaltung (73, 85) vorhanden ist, die eine solche Einstellung der Frequenz und Phase des spannungsgesteuerten Oszillators (87) bewirkt, daß die Bezugssignale die gleiche Frequenz wie die Eingangssignale und eine zu den Winkelwerten identische Phasenverschiebung gegenüber der Phase der Eingangssignale haben, und daß die Bezugssignale einer zweite Demodulatoren (109, 111, 115, 117) umfassenden zweiten Schaltungsanordnung zugeführt werden, die außerdem Wechselstromsignale mit einer zum Eingangssignal identischen Frequenz und Phasenlage empfängt und ein dem Ausgangssignal eines Resolvers entsprechendes Signal mit einer von Funktionen des Winkels abhängigen Amplitude liefert.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (73, 85) ein an die ersten Demodulatoren (37 und 39) angeschlossenes Summiernetzwerk (73) und ein zwisehen das Summiernetzwerk und den Oszillator (8η geschaltetes Filter (85) umfaßt.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungsvon elektrischen Signalen, die für Winkelfunktionen charakteristisch sind, werden gewöhnlich Resolver verwendet. Resolver sind elektromechanische Einrichtungen mit einem Rotor, der in eine Winkelstellung gebracht wird, die dem Winkel entspricht, der den Wert der Winkelfunktion bestimmt. Zum Einstellen des Rotors dienen elektromechanische Nachführ-Servoeinrichtungen, die einen Drehmelder als Geber und servogesteuerte Stellmotoren umfassen. Diese bekannten Anordnungen haben einen großen Platz- und Energiebedarf und benötigen eine intensive Wartung, damit sie zuverlässig arbeiten. Diese Eigenschaften der bekannten Anordnungen sind besonders dann störend, wenn sie zu Steuerzwecken in Feuerleitsystemen, Navigationssystemen u. dgl. in Fahrzeugen, insbesondere in Luftfahrzeugen, Anwendung finden, in denen nur wenig Platz und wenig Energie zur Verfügung steht und auch ein möglichst wartungsfreier Betrieb erwünscht ist.

Daher ist versucht worden, mit Hilfe von Nachführ-Servoeinrichtungen einstellbare Resolversysteme durch elektronische Einrichtungen zu ersetzen, jedoch haben sich solche elektronischen Einrichtungen bisher nicht durchsetzen können, weil sie hinsichtlich des Volumens und Energiebedarfs gegenüber den elektromechanischen Einrichtungen keine Vorteile boten und außerdem häufig noch teurer und weniger genau

anordnung (89, 91, 93) ein erstes Flip-Flop (89), 45 waren. Eine solche elektronische Einrichtung ist aus

das an den Ausgang des Oszillators angeschlossen ist, und zwei an die komplementären Ausgänge des ersten Flip-Flops angeschlossene weitere Flip-Flops (91 und 93) umfaßt, die die gegeneinander um 90° phasenverschobenen Bezugssignale liefern.

4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltungsanordnung vier zweite Demodulatoren (109, 111, 115 und 117) umfaßt, denen selektiv der USA.-Patentschrift 3 493 737 bekannt. Bei der bekannten Einrichtung werden die Ausgangssignale eines Drehmelders, bei denen es sich um Wechselspannungen mit einer für den Sinus bzw. Cosinus des Winkelwertes charakteristischen Amplitude handelt, demoduliert, so daß für den Sinus und Cosinus des Winkelwertes charakteristische Gleichspannungen entstehen. Diese Gleichspannungen werden in einer besonderen Schaltungsanordnung normiert, d. h. von

eines von zwei Wechselstromsignalen verschiede- 55 zufälligen Spannungsschwankungen befreit, und dann

ner Amplitude sowie eines der beiden Bezugssignale zugeführt werden und die daraus vier Signalkomponenten bilden, und daß an die zweiten Demodulatoren paarweise Summierverstärker (113 und 119) angeschlossen sind, die durch selektive Summierung der Signalkomponenten die Ausgangssignale bilden.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang wenigstens eines in einer weiteren Schaltungsanordnung verarbeitet, die dann für eine Koordinatentransformation charakteristische Ausgangssignale liefert. Der Nachteil dieser Anordnung besteht darin, daß fast ausschließlich Gleichspannungssignale verarbeitet werden müssen, was sehr viel schwieriger ist als die Verarbeitung von Wechselspannungen und insbesondere leicht zu Fehlern wegen Nullpunktschwankungen führen kann. Aus diesem Grund finden bei der bekannten Anord-

Summierverstärkers (119) mit einem Modulator 65 nung auch komplizierte Schaltungsanordnungen An-

(120) verbunden ist, in dem eine Trägerwelle mit wendung, die mit Zerhackern arbeiten und von den

der Frequenz und Phase des Eingangssignals mit Gleichspannungswerten Rechteckspannungen mit

dem Ausgangssignal des Summierverstärkers (199) einem zum Gleichspannungswert proportionalen Tast-

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verhältnis ableiten. Die dazu benötigten Einrichtungen F i g. 5 Wellenformen zur Erläuterung der Wirsind kompliziert und ermöglichen trotzdem nur eine kungsweise des Oszillators 87 und der ihm zugeordbeschränkte Genauigkeit. neten Flip-Flops nach F i g. 2,

Dem gegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe F i g. 6 einen elektronischen Resolver, der dem zugrunde, eine Vorrichtung zur elektronischen Nach- 5 Resolver 33 der F i g. 1 entspricht, und der in Verbildung eines servogesteuerten Resolversystems zu bindung mit der elektronischen Servoeinrichtung der schaffen, die sich durch einen geringen Platz- und F i g. 2 für ein Zwei-Koordinaten-Auflösungssystem Leistungsbedarf sowie durch eine hohe Genauigkeit verwendet werden kann,
auszeichnet. F i g. 7 ein schematisches Blockschaltbild, das ver-

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch _I0 deutlicht, auf welche Weise zwei elektronische Servo-

gelöst, daß die Vorrichtung einen in seiner Frequenz einrichtungen gemäß F i g. 2 und eine elektronische

spannungsabhängig gesteuerten Oszillator und eine Resolver-Kette eine Drei-Koordinaten-Auflösung

an dessen Ausgang angeschlossene erste Schaltungs- nach F i g. 1 bewirken können,

anordnung umfaßt, die aus dem Ausgangssignal des F i g. 8 ein schematisches Schaltbild des Modu-

Oszülators zwei um 90° gegeneinander phasenver- 15 lators 120 der F i g. 7.

schobene Bezugssignale mit der Frequenz der Ein- Bei dem in F i g. 1 in Form eines Blockschaltbildes gangssignale erzeugt, daß jedes der Eingangssignale gezeigten konventionellen elektromechanischen Auf- und je eines der Bezugssignale je einem ersten De- lösungssystem sind mit CX bezeichnete Drehmelder 11 modulator zugeführt werden und eine auf die Aus- bzw. 13 mechanisch mit nicht dargestellten Einrichgangssignale der ersten Demodulatoren ansprechende 20 tungen verbunden, die beispielsweise in einem Flug-Steuerschaltung vorhanden ist, die eine solche Ein- zeug die mechanischen Steigungs- und Rollwinkel Θ stellung der Frequenz und Phase des spannungs- ■, und Φ messen. Die Statorwicklungen (nicht dargegesteuerten Oszillators bewirkt, daß die Bezugs- stellt) der Drehmelder 11 bzw. 13 sind mit den Statorsignale die gleiche Frequenz wie die Eingangssignale wicklungen eines mit CT bezeichneten Steuerempfänünd eine zu den Winkelwerten identische Phasen- 25 gers 15 in der Steigungs-Nachführservoeinrichtung 17 verschiebung gegenüber der Phase der Eingangs- bzw. eines ebenfalls mit CT bezeichneten Steuersignale haben, und daß die Bezugssignale einer zweite empfängers 19 in der Roll-Nachführservoeinrichtung Demodulatoren umfassenden zweiten Schaltungsan- ; 21 verbunden. An den Ausgängen der Rotoren (nicht Ordnung zugeführt werden, die außerdem Wechsel- dargestellt) der Steuerempfänger 15 bzw. 19 erscheinen Stromsignale mit einer zum Eingangssignal iden- 30 entsprechende Fehlerspannungen, wenn diese Rotoren tischen Frequenz und Phasenlage empfängt und ein nicht orthogonal ausgerichtet sind in bezug auf die dem Ausgangssignal eines Resolvers entsprechendes Rotoren der Drehmelder 11 bzw. 13. Jede vom Rotor Signal mit einer von Funktionen des Winkels ab- des Steuerempfängers 15 erzeugte Fehlerspannung hängigen Amplitude liefert. wird im Servoverstärker 23 verstärkt, um die für den

Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung finden 35 Antrieb des Stellmotors 25 erforderliche Leistung zur

Gleichspannungssignale nur in einer Rückkopplungs- Verfugung zu haben. Der Stellmotor 25 ist mecha-

schleife zur Steuerung des spannungsgeregelten Os- nisch mit dem Rotor des Steuerempfängers 15 und

zillators Verwendung, während im übrigen im we- mit dem nicht dargestellten Rotor eines Resolvers 27

sentlichen von Wechselspannungssignalen Gebrauch gekoppelt. Das vom Servoverstärker 23 verstärkte

gemacht wird, die eine wesentlich bessere und ein- 40 Fehlersignal veranlaßt den Stellmotor 25, in be-

fachere Verarbeitung gestatten. Zugleich wird durch kannter Weise den Rotor des Steuerempfängers 15

die Anwendung einer Rückkopplungsschleife eine in eine Stellung zu drehen, in der das Fehlersignal

sehr hohe Genauigkeit und Stabilität der Arbeitsweise zu Null wird. Die Winkelstellung des Resolvers 27

der erfmdungsgemaßen Vorrichtung gewährleistet. entspricht dann der Stellung des Rotors des Dreh-

Dabei ist von besonderem Vorteil, daß die von dem 45 meiders 11, nämlich Θ. Der Servoverstärker 23 und

spannungsgesteuerten Oszillator gelieferten Signale der Stellmotor 25 sind auch in der Steigungs-Servo-

die Information nicht einmal als Amplitudenwerte einrichtung 17 enthalten.

aufweisen sondern als Phasenverschiebungen, die Auf ähnliche Weise bewirken ein Servo verstärker 29

sich völlig störungsfrei über große Entfernungen und ein Stellmotor 31, die auch in der Roll-Servo-

übertragen lassen. Infolgedessen wird durch die Er- 50 einrichtung 21 enthalten sind, daß das Fehlersignal

findung eine in ihrem Aufbau sehr einfache und vom Rotor des Steuerempfängers 19 zu Null wird,

genau arbeitende Vorrichtung zur synchronischen und stellen damit den Rotor (nicht dargestellt) eines

Nachbildung eines Resolversystems geschaffen, die Resolvers 33 so ein, daß seine Stellung der des Rotors

auch überall dort einsetzbar ist, wo die Anwendung des Drehmelders 13 entspricht, nämlich Φ.

bisher bekannter Systeme aus Platz-, Energie- und 55 Die Signale i sin cot, j sin cot und k sin ωί, welche

Wartungsgründen auf Schwierigkeiten gestoßen ist. die Koordinaten des Flugzeuges darstellen, werden

Die Erfindung wird im folgenden an Hand der in in der üblichen Weise selektiv den Resolvern 33 und der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele 27 zugeführt und auf bekannte Art und Weise in Erdnäher beschrieben und erläutert. Es zeigt koordinaten X, Y und Z aufgelöst. Mehr im einzelnen

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild eines 60 werden die Signale; sineui und k sincoi dem Rekonventionellen elektromechanischen Auflösungs- solver 33 zugeführt und ermöglichen es diesem, Sisystems, gnale X und Y₁ (die später durch Gleichungen 7

F i g. 2 ein schematisches Blockschaltbild einer und 8 erklärt werden) abzugeben. Die Signale X

ersten Ausführungsform der Erfindung, und Y₁ vom Resolver 33 und das Signal i sin ω t

Fig. 3 ein schematisches Schaltbild eines der in 65 werden der Kombination aus Umkehrstufe 28 und

den F i g. 2, 6, 7 und 8 gezeigten Demodulatoren, Resolver 27 zugeführt und bewirken die Erzeugung

F i g. 4 Wellenformen zur Erläuterung der Wir- der Signale Y und Z (die später durch die Glei-

kungsweise des Demodulators nach F i g. 3, chungen 10 und 11 erklärt werden).

F i g. 2 zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer elektronischen Nachführservoeinrichtung entsprechend einer Ausfuhrungsform der Erfindung. Gemäß Fig. 2 wird ein Trägersignal £ sin ωί an den Rotor des Drehmelders 11 gelegt. Dieses Trägersignal weist einen Wechselstrom-Scheitelwert E auf; t gibt die Zeit und ω die Frequenz an, wobei ω = 2π/. Wie zuvor angegeben, kann die Stellung des Rotors des Drehmelders 11 beispielsweise dem Steigungswinkel Θ eines Flugzeuges entsprechen. Die drei Statorausgänge des Drehmelders 11 sind E sin Θ sin ω ί, £ sin (Θ + 120°) sin ωί und E sin (6> — 120°) sin ωί. Die Amplituden dieser Statorausgänge hängen von der Winkelstellung des Rotors des Drehmelders 11 ab. Die drei Statorausgänge werden einem Dreidraht-Zweidraht-Wandler 35 zugeführt, der die Winkelinformation vom Drehmelder 11 in Sinus- und Cosinus-Signale umwandelt, die der Winkelstellung des Rotors des Drehmelders 11 entsprechen. Der Wandler 35 kann dem in der USA.-Patentschrift 3 493 737 (erteilt am 3. 2. 70) gezeigten Dreidraht-Zweidraht-Wandler entsprechen. Die Sinus- und Cosinus-Signale vom Wandler 35 sind E sin Θ sin ωί und — E cos θ süieoi. Das Signal £ sin Θ sintui wird dem Demodulator 37 und das Signal — £ cos θ sin ω ί dem Demodulator 39 zugeführt. Um 90° phasenverschobene Demodulator-Bezugssignale U (ωί — α) bzw. U (ωί — α +-?-], die später erläutert werden, werden den Demodulatoren 37 bzw. 39 zugeführt zwecks Demodulation oder Wegnahme des Trägersignals sin ω ί vom Ausgang des Wandlers 35. Die Demodulatoren 37 und 39 (wie auch die Demodulatoren, die in den F i g. 6, 7 und 8 gezeigt sind) entsprechen bezüglich ihres Aufbaus und ihrer Wirkungsweise dem in F i g. 3 dargestellten phasenempfindlichen Demodulator 37. Die Wirkungsweise des Demodulators 37 kann am besten unter Bezugnahme auf F i g. 3 und 4 erläutert werden. Das Ausgangssignal £ sin Θ sin ω ί des Wandlers 35 wird dem Verbindungspunkt der Widerstände 41 und 43 zugeführt, deren andere Anschlüsse mit dem Umkehranschluß (2) bzw. dem nicht invertierenden Anschluß (3) eines Funktionsverstärkers 45 verbunden sind. Als Funktionsverstärker 45 kann jede beliebige, geeignete Type dienen. Ein Widerstand 47 ist zwischen die Ausgangsklemme (6) des Funktionsverstärkers 45 und dessen Umkehranschluß (2) geschaltet, um einen Rückkoppelungsweg vom Ausgang zum Umkehranschluß zu bilden. Eine als Demodulatorbezugssignal dienende Rechteckspannung U (ωί — α) wird durch eine Umkehrstufe 48 invertiert und der Steuerelektrode eines Feldeffekttransistors (FET) 49 zugeführt, dessen Quellen-Senken-Strecke zwischen den nicht invertierten Anschluß (3) des Funktionsverstärkers 45 und Erde geschaltet ist. Der FET 49 wird von der Demodulator-Bezugs-Rechteckspannung U (ωί — α) gesteuert, welche die gleiche Frequenz hat wie das als Wellenform 51 gezeigte Eingangssignal £ in Θ sin ω ί. Die Phasendifferenz zwischen dem Demodulator-Bezugssignal und der Eingangswellenform 51 entspricht a. Werte und Typen der Schaltelemente des Demodulators 37 sind so gewählt, daß der Verstärker 45 als Umkehrstufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins arbeitet, wenn der FET 49 durch das Anlegen eines Signals mit positiver Polarität an seine Steuerelektrode leitend gesteuert wird, und als Folgestufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins arbeitet, wenn der FET 49 durch das Anlegen eines Signals negativer Polarität an seine Steuerelektrode gesperrt wird. Es wird daran erinnert, daß nur eine Änderung der Winkelstellung des Rotors des Drehmelders 11 eine Änderung des Eingangssignals £ sin ω ί bewirken wird, während die Phase des Bezugssignals durch das System geändert wird, wie noch später erläutert werden soll. Darum sei zum Zwecke der Erläuterung angenommen, daß das Eingangssignal £ sin 0 sin ω ί sich nicht in der Phase verändert. Das Ausgangssignal des Verstärkers 45 weist eine Gleichspannungskomponente (E_dc) auf, die von der Phasenwinkeldifferenz α zwischen dem Eingangssignal £ sin Θ sin ω ί und dem Bezugssignal U (ωί — α) abhängt entsprechend der Gleichung:

2£
E_dc = sin Θ cos α ;

setzt man 2/π = K (eine Konstante), so lautet die Gleichung:

E_dc = KE sin Θ cos α.

Die Gültigkeit der Gleichung 2 wird nun auf Grund der F i g. 3 und 4 erläutert.

Wenn α = 0°, sind das Eingangssignal £ sin Θ sin ω t und das Bezugssignal in Phase, und das Bezugssignal wird nun U (ωί), wie in Fig. 4 als Wellenform 53 gezeigt ist. Die Wellenform 53 wird durch die Umkehrstufe 48 invertiert und der Steuerelektrode des FET 49 zugeführt. Bei Zufuhr einer negativen Spannung an seine Steuerelektrode sperrt der FET 49 und gestattet den direkten Zugang des Eingangssignals £ sin Θ sin ω ί über die Widerstände 41 und 47 — und nicht über den Verstärker 45 — zur Ausgangsklemme

(6) des Verstärkers 45, wobei es nicht invertiert wird. Bei Zufuhr einer positiven Spannung an seine Steuerelektrode leitet der FET 49, schaltet den nicht invertierenden Anschluß (3) an Masse und ermöglicht die Inversion des Eingangssignals £ sin Θ sin ω ί durch den Verstärker 45. Demzufolge werden die positiven Halbwellen des Eingangssignals £ sin Θ sin ω ί durch den Verstärker 45 während der Dauer der positiven Halbwellen des Bezugssignals U (ωί) nicht invertiert, während die negativen Halbwellen des Eingangsignals £ sin β sinwi durch den Verstärker 45 invertiert werden während der Dauer der invertierten negativen Halbwellen des Bezugssignals U (ωί). Im Ergebnis wird eine Allweggleichrichtung bewirkt, wenn α = 0°, wodurch sich für das Ausgangssignal des Verstärkers 45 die Wellenform 55, mit ^₁ bezeichnet, ergibt, deren Gleichspannungskomponente E_dc einer positiven Gleichspannung entspricht. Wenn andererseits α = π/2 ist, sind Eingangssignal und Bezugssignal, die als Wellenformen 51 und 57 gezeigt sind, in Bezug aufeinander um 90° phasenverschoben. Da — wie oben angegeben — der Verstärker 45 als Folgestufe mit Verstärkungsfaktor Eins wirkt, wenn der FET 49 leitet, und als Umkehrstufe mit Verstärkungsfaktor Eins, wenn der FET 49 nicht leitet, wird der Verstärker 45 ein Ausgangssignal <%₂ gemäß Wellenform 59 abgeben, dessen Gleichspannungskomponente E₀^ gleich 0 Volt beträgt. Auf gleiche Weise wird, wenn α = einem Winkel zwischen 0 und 90° beträgt, das Bezugssignal der Wellenform 61 entsprechen und am Verstärker 45 ein Ausgangssignal q,₃ bewirken, wie es durch Wellenform 63 dargestellt ist und das eine positive Gleichspannungskomponente E_dc aufweist, deren Wert zwischen den

Durchschnittsgleichspannungswerten der Wellenformen 55 und 59 liegt. Auf gleiche Weise kann gezeigt werden, daß, wenn α gleich ist einem Winkel zwischen 0 und 90° oder zwischen 270 und 360°, die Gleichspannungskomponente E_dc des Ausgangssignals einem positiven Gleichspannungswert entspricht, während die Gleichspannungskomponente E_d einen negativen Gleichspannungswert hat, wenn α "gleich ist einem Winkel zwischen 90 und 270°. Im Ergebnis hängen Polarität und Wert der Gleichspannungskomponente E_d des Ausgangssignals ab vom Wert von cos a. Es wurde daher gezeigt, daß eine effektive Cosinus-Multiplikation oder Multiplikation mit dem Cosinus von α durchgeführt wird, wenn das Eingangssignal E sin Θ sin ω t mit einer Bezugsspannung der Form U (of — α) demoduliert wird.

Wenn das Bezugssignal für den Demodulator um zusätzliche 90° verschoben wäre — womit das Bezugssignal die Form U [a>t — α + -y) annehmen

würde — würde eine effektive Sinus-Multiplikation oder eine Multiplikation mit dem Sinus von α bewirkt werden. Wie in F i g. 2 gezeigt ist, hat das Bezugssignal für den Demodulator 39 die Form U (ω t — a + -y I . Die Demodulation des Eingangssignals — E cos Θ sin ω ί für den Demodulator 39 mit einer Rechteck-Bezugsspannung der Form U (ω t — a + -y) bewirkt eine Sinus-Multiplikation dieses Eingangssignals, wobei die Ausgleichspannungskomponente E_d durch folgende Gleichung gegeben wäre:

cos Θ sin α.

Setzt man —

K, wird die Gleichung
= — KE cos Θ sin a.

Die Gültigkeit der Gleichung 4 kann auf die gleiche Weise bewiesen werden, wie es für Gleichung 2 gezeigt wurde.

Die Ausgangssignale KE sin Θ cos α und — KE cos Θ sin α der Demodulatoren 37 und 39 werden über jeweils einen Widerstand 65 bzw. 67 einem gemeinsamen Verbindungspunkt 69 zugeführt, der über einen Kondensator 71 mit Masse verbunden ist. Die Widerstände 65 und 67 und der Kondensator 71 bilden ein Summiernetzwerk 73, das die beiden Demodulator-Ausgangssignale summiert, um ein Fehlersignal entstehen zu lassen, das wie folgt angegeben werden kann:

ε = KEsin 0cos α — KEcos ©sin α = KEsin (Θ — a).

Das Fehlersignal ε ist ein Gleichspannungssignal, da die Demodulatoren 37 und 39 das Trägersignal sin ω t entfernt haben und die entsprechenden cos a- und sin α-Multiplikationen durchgeführt haben durch Demodulation mit Demodulator-Bezugs-Rechteckspannungen, die bezüglich ihrer Phase gegenüber dem Trägersignal um den Winkel α verschoben sind. Dieses Fehlersignal ε wird über Widerstand 75 einem Umkehranschluß (2) eines Funktionsverstärkers 77 zugeführt, der dem Verstärker 45 ähnlich ist. Der nicht invertierende Anschluß (3) liegt an Masse, während das Ausgangssignal an der Ausgangsklemme (6) abgenommen und über Rückkopplungskondensator 79 auf den Umkehranschluß (2) des Verstärkers 77 rückgekoppelt wird. Ein zusätzlicher Rückkopplungsweg führt von der Ausgangsklemme (6) des Verstärkers 77 über Kondensator 81 und Widerstand 83 zum Verbindungspunkt 69. Die Widerstände 75 und 83, die Kondensatoren 79 und 81 und der Verstärker 77 bilden ein Filter 85, das ein als Integrator arbeitender Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad ist für die Lieferung eines Signals zur Steuerung eines spannungsgeregelten Oszillators (VCO) 87. Das Filter 85 ist so dimensioniert, daß es folgende übertragungsfunktion hat:

eo L Ki (rS + 1)

KE sin (Θ - a) S(S² + 2 ζco„S + ω² _η) '

worin in üblicher Terminologie bedeutet:

C₀ = Ausgangssignal des Filters 85,
KE sin (Θ — a) = Eingangssignal des Filters 85, S = La-Place-Operator,

K₁, τ, ω_η und ζ sind Konstanten.

Das Ausgangssignal des Filters 85 wird dann dem spannungsgeregelten Oszillator 87 zugeführt, der in beliebiger, geeigneter Weise ausgeführt sein kann zur Erzeugung von Rechteckspannungen U der Form U (A ω t — 4 a). Das Ausgangssignal des Oszillators 87 wird den (Takt-)Eingängen J, K und C eines konventionellen J-X-Flip-Flops 89 zugeführt, das die Frequenz des Oszillators 87 um den Faktor 2 vermindert. Der Ausgang Q des J-X-Flip-Flops 89 wird den Eingängen J, K und C eines J-K-Flip-Flops 91 zugeführt, das die Ausgangsfrequenz des J-.K-Flip-Flops 89 um jänen weiteren Faktor 2 vermindert.

Der Ausgang Q des J-K-Flip-Flops 89 wird den Eingängen J, K und C eines weiteren J-iC-Flip-Flops 93 zugeführt, um eine 2: 1-Frequenzverminderung des am Ausgang Q des Flip-Flops 89 erscheinenden Signals zu bewirken. Die Ausgänge Q der J-K-FUp-Flops 91 und 93 sind die Bezugsdemodulationssignale U (a>t — α) bzw. I/ Ιωί — α +-?-), die den

Demodulatoren 37 bzw. 39 zugeführt werden.
Die Wirkungsweise des Oszillators 87 und der zugehörigen J-iC-Flip-Flops 89, 91 und 93 kann am besten erläutert werden unter Bezugnahme auf F i g. 2 und die Wellenformen der F i g. 5. Es sei angenommen, daß im Ausgangszustand die J-X-Flip-Flops 89, 91 und 93 durch den Schalter 94 zum Zeitpunkt i₀ zurückgestellt wurden, so daß sich ihre Ausgänge Q im »O«-Zustand und ihre Ausgänge Q im »1 «-Zustand befinden. Das Ausgangssignal des Filters 85 veranlaßt den Oszillator 87, ein Oszillator-Ausgangssignal U (A ω t — Aa) zu erzeugen, das durch Wellenform 95 dargestellt ist. Das Anlegen des positiv verlaufenden Oszillatorsignals U (A ω t — Aa) an das Flip-Flop 89 zum Zeitpunkt fj_ bewirkt eine Umschaltung der Ausgänge Q und Q des Flip-Flops 89, wobei an ihnen die durch die Wellenformen 97 bzw." 99 gezeigten Ausgangssignale erscheinen. Das U zeigt, daß die Wellenform 95 eine Rechteckspannung ist, 4 ω t gibt die Ausgangsnennfrequenz des Oszillators 87 und 4 a eine Phasenwinkelverschiebung an, die alle vom Ausgangssignal des Filters 85 gesteuert werden. Im Ergebnis hat die Wellenform 97 die gleiche Ausgangsphase wie die Wellenform 95 und sie hat die Form U (2o)t — 2 a). Da die Wellenform 99 ein Komplement der Wellenform 97 ist, hat die Wellenform 99 die

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Form U (2(ot — 2a + π). Das Anlegen der Wellenform 97 an das Flip-Flop 91 zum Zeitpunkt t_x bewirkt die Umschaltung des Ausgangs Q des J-K-FUp-Flops91 vom »O«-Zustand zum »1 «-Zustand. Durch das aufeinanderfolgende Anlegen von positiv verlaufenden Teilen der Wellenform 97 zu den Zeitpunkten i₅, t_g, i₁₃, i₁₇ usw. entsteht die Wellenform 101 am Ausgang Q des Flip-Flops 91.

Das Anlegen der Wellenform 99 an die Eingänge J, K und C des Flip-Flops 93 zum Zeitpunkt t_x wird den Ausgang Q des Flip-Flops 93 nicht veranlassen, seinen »O«-Zustand zu verlassen, da die Wellenform 99 zu diesem Zeitpunkt negativ verläuft. Allerdings wird das Ansteigen des Spannungswertes der Wellenform 99 zum Zeitpunkt t₃ den Ausgang Q des Flip-Flops 93 zur Umschaltung vom »O«-Zustand in den »!«-Zustand veranlassen. Das aufeinanderfolgende Anlegen der positiv verlaufenden Teile der Wellenform 99 zu den Zeitpunkten i₇, i_u, i₁₅, t_ig usw. bewirkt Zustandsänderungen des Flip-Flops 93 entsprechend der Wellenform 103. Da die Wellenform 101 die gleiche Ausgangsphase wie die Wellenform 95, aber nur ¹Z₄ der Frequenz der Wellenform 95 hat, wird die Wellenform 101 die Form U (ω t — α) haben, die als Rechteckdemodülator-Bezugsspannung für den Demodulator 37 verwendet wird. Da die Wellenform 103 die gleiche Frequenz wie die Wellenform 101 hat, aber gegenüber dieser um 90° phasenversetzt ist, hat die Wellenform 103 die Form U (ω t - a + chanisch durch die Rollservoeinrichtung 21 und den Resolver 33 durchgeführt werden. Eine elektronische Roll-Nachführservoeinrichtung 105 wird entsprechend den unter Bezug auf F i g. 2 gegebenen Lehren dazu verwendet, die um 90° phasenverschobenen Demodu-

lator-Bezugssignale U(cot — Φ)und UIωt — Φ +-y-

zu erzeugen, die beispielsweise dem Rollwinkel Φ eines Flugzeuges entsprechen. Wenn die elektronische

ίο Nachführservoeinrichtung 105 einmal so eingestellt ist, daß sie die dem Rollwinkel Φ entsprechenden Bezugssignale erzeugt, wird z. B. die Umwandlung von Flugzeugkoordinaten j und k in Erdkoordinaten X und Y₁ erreicht, indem in F i g. 6 die folgenden Gleichungen verwirklicht werden:

X = j cos Φ + k sin Φ, (7)

T₁ = k cos Φ — j sin Φ. (8)

Die aufzulösenden Eingangssignale sind j sin ωί

und k sin ω t. Die Signale j sin ω ί bzw. k sin ω t werden den Demodulatoren 109 bzw. 111 zugeführt. Rechteckdemodulator-Bezugsspannungen U (ω t — Φ) bzw.

U Icot — Φ + -^-1 von der elektronischen Rollservo-

die als

Rechteckdemodulator-Bezugsspannung für den Demodulator 39 verwendet wird.

Die Rückkopplung der Demodulator-Bezugssigna-

Ie U (cot — a) und U Ιωt — a + ~\ vervollständigt

eine phasenstarre Schleife, in der die Ausgangsfrequenz und -phase des Oszillators 87 durch das Ausgangssignal des Filters 85 gesteuert sind. In ihrem Beharrungszustand hält diese phasenstarre Schleife den Oszillator 87 auf einer Frequenz, die dem Vierfachen Wert der Frequenz ω des Eingangsträgersignals E sin ω t entspricht, und bewirkt, daß der Phasenwinkel α den Wert annimmt, der erforderlich ist, um das durch Gleichung 5 angegebene Fehlersignal ε auf den Wert 0 zu bringen' Wie aus Gleichung 5 ersichtlich ist, muß α gleich Θ werden, wenn die phasenstarre Schleife sich stabilisiert hat. Im Ergebnis sind

die Signale U (cot — a) und U Li — α +-γ) von den J-K-Flip-Flops 91 bzw. 93 elektrische Signale, welche die Winkelstellung Θ des Drehmelders 11 nachbilden. Wenn die Frequenz des Trägersignals E sin ω 1400 Hz beträgt, was der üblicherweise in einem Flugzeug verwendeten Frequenz entspricht, wird der Oszillator 87 auf eine Frequenz von genau 1600 Hz kommen. Es wurde also gezeigt, daß die elektronische Schaltung nach F i g. 2 zur Durchführung der Funktionen der elektromechanischen Steigungsservoeinrichtung 17 der F i g. 1 verwendet werden kann zur Nachbildung der an einem entfernten Ort gegebenen Winkelstellung einer Welle.

Unter Bezugnahme auf F i g. 6 wird ein elektronisches Auflösungssystem, das einen elektronischen Resolver und eine elektronische Nachführservoeinrichtung verwendet, erläutert. Die in F i g. 6 gezeigte Schaltung ist vollelektronisch und führt elektronisch und ohne jeden beweglichen Teil die Auflösungsfunktion durch, die nach Fig. 1 elektromeeinrichtung 105 werden den Demodulatoren 109 und 111 zugeführt, um diese zu veranlassen, entsprechend der im Zusammenhang mit F i g. 3 offenbarten Lehre, Signale j cos Φ und k sin Φ abzugeben. Die demodulierten Signale j cos Φ und k sin Φ von den Demodulatoren 109 und 111 werden im Summierverstärker 113 (der von beliebigem konventionellen Aufbau sein kann) summiert, um das in Gleichung 7 gezeigte Ausgangssignal X zu erzeugen. Das Signal j sin ωί wird auch über Umkehrstufe 114 dem Demodulator 115 zugeführt, während das Signalk sin mi auch an einen Demodulator 117 gelegt wird. Die Demodulator-Bezugssignale l/leut — Φ +-γ) bzw. U(cot — Φ) werden auch den Demodulatoren 115 bzw. 117 zugeführt und veranlassen diese zur Abgabe von Ausgangssignalen j sin Φ bzw. k cos Φ. Die Signale — j sin Φ bzw. k cos Φ der Demodulatoren 115 bzw. 117 werden im Summierverstärker 119 summiert, um das in Gleichung 8 gezeigte Ausgangssignal Y₁ zu erzeugen. Demnach wurde gezeigt, daß eine elektronische Nachführservoeinrichtung und ein elektro- nischer Resolver zwei aufzulösende Größen von einem ersten in ein zweites Zwei-Koordinaten-System umwandeln können. An Hand von F i g. 7 soll nun gezeigt werden, wie zwei elektronische Servoeinrichtungen gemäß F i g. 2 und eine Kette von elektronischen Resolvern die in F i g. 1 gezeigte Drei-Koordinaten-Umwandlung ohne Verwendung beweglicher Teile durchführen können. In der Anordnung nach F i g. 7 werden zwei elektronische Nachführservoeinrichtungen 105 bzw. 107 dazu verwendet, entsprechend den an Hand von F i g. 2 erläuterten Lehren Resolver-Winkel Φ bzw. Θ zu erzeugen, die den Roll- bzw. Steigungswinkel eines Flugzeuges angeben können. Wenn die elektronischen Nachführservoeinrichtungen 105 und 107 eingestellt sind zur Abgabe elektrischer Signale, die dem Rollbzw. Steigungswinkel entsprechen, wird die Umwandlung von beispielsweise Flugzeugkoordinaten i, j und k in Erdkoordinaten X, Y und Z durchgeführt,

indem in F i g. 7 die nachfolgenden Gleichungen verwirklicht werden:

X=) cos Φ + k sin Φ,

Y = i sin Θ — k cos Φ cos Θ + j sin Φ cos 6>,

(10)

Die aufzulösenden Eingangs-Signale sind i sin mt, j sin ω t und fe sin ωί; dies sind Wechselstromsignale, die durch Erregung mit dem Signal £ sin ω ί an den Ausgängen von Drehmeldern (nicht dargestellt) erzeugt werden, die den Drehmelder 11 der Fig. 2 entsprechen. Die Wirkungsweise der Umkehrstufe 114, der Demodulatoren 109, 111, 115 und 117 sowie der Summierverstärker 113 und 119 entspricht der an Hand von F i g. 6 erläuterten Wirkungsweise, wobei das Ausgangssignal X der Gleichungen 7 und 9 und das Signal Y₁ der Gleichung 8 auf die im Zusammenhang mit F i g. 6 beschriebene Weise erzeugt werden. Das Ausgangssignal Y₁ des Summierverstärkers 119 wird einem Modulator 120 zugeführt, an dem auch das Trägersignal sin ω ί angelegt wird. Der Modulator 120 remoduliert das Eingangssignal Y₁, nämlich k cos Φ — j sin Φ, mit dem Träger sin ω ί, um das Ausgangssignal (k cos Φ — j sin Φ) sin ω ί zu erzeugen. Der Modulator 120 ist in F i g. 8 dargestellt und soll nun näher erläutert werden. Nach F i g. 8 wird das Eingangssignal k cos Φ — j sin Φ über die Serienschaltung von Umkehrstufe 121 und Widerstand 123 als Signal — (k cos Φ — j sin Φ) dem Summierpunkt 125 zugeführt, der mit dem Umkehranschluß (2) eines Funktionsverstärkers 127 verbunden ist, der dem Verstärker 45 entspricht. Der nicht invertierende Anschluß (3) des Verstärkers 127 liegt an Masse, während die Ausgangsklemme (6) des Verstärkers 127 über einen Kondensator 129 auf den Summierpunkt 125 rückgekoppelt ist, um den Verstärker 127 als Integrator wirken zu lassen. Das Ausgangssignal des Demodulators 131, das später erläutert wird, wird über Widerstand 133 dem Summierpunkt 125 zugeführt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 127 wird der Steuerelektrode des FET 135 zugeführt. Die Senke des FET 135 liegt an Masse, und seine Quelle ist für den Empfang des Trägersignals £ sin ω ί über Widerstand 137 mit der Klemme 138 verbunden. Ein anderer FET 139 liegt mit seiner Steuerelektrode an einer negativen Gleichspannungsquelle —V, mit seiner Senke an Masse, während seine Quelle über Widerstand 140 mit der Klemme 138 verbunden ist, um auch das Trägersignal E sin ω ί zu empfangen. Die Quellenelektroden der FET 135 bzw. 139 sind mit dem invertierenden Anschluß (2) bzw. dem nichtinvertierenden Anschluß (3) eines Funktionsverstärkers 143 verbunden, der dem Funktionsverstärker 127 ähnlich ist und dessen Ausgangsklemme (6) zur Schaffung eines Rückkopplungsweges über Widerstand 145 mit seinem invertierenden Anschluß verbunden ist. Das Ausgangssignal des Funktionsverstärkers 143 ist ein Signal (fe cos Φ — j sin Φ) sin ωί, das durch Remodulation des Eingangssignals k cos Φ — j sin Φ mit dem Trägersignal E sin ω ί entsteht. Das Ausgangssignal des Verstärkers 143 wird auch zum Demodulator 131 zurückgeführt, der dem Demodulator der F i g. 3 ähnlich ist. Der Demodulator 131 erhält auch ein Demodulatorbezugssignal U (ωί) zugeführt, um das Trägersignal sin ωί zu entfernen und ein Ausgangssignal fe cos Φ — j sin Φ zu erzeugen.

Bei der an Hand von F i g. 8 gezeigten Wirkungsweise des Modulators 120 wird das Ausgangssignal des Demodulators 131 mit dem invertierten Eingangssignal fe cos Φ — j sin Φ im Summierpunkt 125 summiert. Der Modulator 120 liefert ein Ausgangssignal vom Verstärker 143, das so beschaffen ist, daß die Gleichspannungskomponenten der beiden dem Sum-ιό mierpunkt 125 zugeführten Signale sich algebraisch so addieren, daß der Summierpunkt 125 effektiv gleichstrommäßig auf Erdpotential zu liegen kommt, da der nichtin vertierende Anschluß (3) des Verstärkers 127 an Masse liegt. Um das System im Summierpunkt 125 abzugleichen, muß das Ausgangssignal des Demodulators 131 fc cos Φ — j sin Φ sein. Das Ausgangssignal des Funktionsverstärkers 143 muß daher (fe cos Φ — j sin Φ) sin ω ί sein, da dies das einzige Ausgangssignal ist, das nach Demodulation durch den Demodulator 131 eine Gleichspannungskomponente mit solchem Wert und solcher Polarität hat, daß die Gleichspannungskomponente des dem Summierpunkt 125 zugeführten invertierten Eingangssignals — (fe cos Φ — j sin Φ) kompensiert wird.

Es sei angenommen, daß die Ausgangswechselspannung des Funktionsverstärkers 143 so beschaffen ist, daß der Demodulator 131 ein Ausgangssignal liefert, das im Summierpunkt 125 ein Signal mit gegenüber Masse positivem Gleichspannungspotential entstehen läßt. Dieses resultierende Signal im Summierpunkt 125 wird durch den Verstärker 127 invertiert und dann der Steuerelektrode des FET 135 zugeführt. Wenn die negative Spannung an der Steuerelektrode des FET 135 weniger negativ ist als —V, wird der FET 135 stärker leiten als der FET 139, da es sich um »N«-Kanal-FETs handelt. Die FETs 135 und 139 können beliebiger Type sein, insbesondere ein FET, der effektiv als von der Amplitude des angelegten Steuerelektrodenpotentials abhängiger variabler Widerstand wirkt. Da an der Steuerelektrode des FET 135 ein gegenüber — V weniger negatives Gleichspannungspotential liegt, wird der FET 135 stärker leiten und daher einen geringeren Innenwiderstand haben als der FET 139. Dadurch kommt an den nicht invertierenden Anschluß (3) des Verstärkers 143 ein größeres Signal zu liegen als an dessen Umkehranschluß (2). Das Ausgangssignal des Verstärkers 143 wird daher in Phase sein mit dem Erregersignal £ sin ω ί. Es wird daran erinnert, daß in F i g. 4 die Demodulation des Signals £ sin Θ sintui (Wellenform 51) mit dem Bezugssignal U (ωί) (Wellenform 53) eine positive Ausgangsspannung (55) ergab. Folglich ergibt die Demodulation des Signals (fe cos Φ — j sin Φ) sin cot mit dem Bezugssignal U (ωί) im Demodulator 131 an dessen Ausgang eine positive Spannung (fe cos Φ — j sin Φ), die im Punkt 125 benötigt wird, um den Modulator 120 so zu stabilisieren, daß er das Signal (fe cos Φ — j sin Φ) sin ωί abgibt.

Das Ausgangssignal (fe cos Φ — j sin Φ) sin ω ί des Remodulators 120 wird über eine Umkehrstufe 146 einem Demodulator 147 und außerdem direkt einem Demodulator 149 zugeführt. Rechteck-Demodulator-

Bezugsspannungen U (ωί — θ) bzw. U (ωί — Θ +-?-)> die von einer zur Servoeinrichtung 105 ähnlichen elektronischen Steigungs-Servoeinrichtung 107 geliefert werden, werden den Demodulatoren 147

bzw. 149 zugeführt, um die sich aus der Demodulation der Eingangssignale der Demodulatoren 147 bzw. 149 ergebenden Cosinus- bzw. Sinus-Multiplikationen nachzubilden. Das Ausgangssignal des Demodulators 147 ist — (k cos Φ — j sin Φ) cos Θ, das einem Summierverstärker 151 zugeführt wird, der dem Verstärker 113 ähnlich ist. Das Ausgangssignal des Demodulators 149 ist (k cos Φ — j sin Φ) sin Θ, das einem Summierverstärker 153 zugeführt wird, der dem Verstärker 113 ähnlich ist.

Das dritte der drei aufzulösenden Signale ist i sin ω t, das als Eingangssignal den Demodulatoren 155 und 157 zugeführt wird. Die Rechteck-Demodulator-Bezugsspannungen U[ωί — Θ +γj bzw. U{cot — Θ),

die von der elektronischen Steigungs-Servoeinrichtung 107 geliefert werden, werden den Demodulatoren 155 bzw. 157 zugeführt, um den Träger sin ωί von dem Eingangssignal i sin ω ί zu demodulieren

5 oder wegzunehmen. Das Ausgangssignal des Demodulators 155 ist i sin Θ, das in Verstärker 151 mit dem Ausgangssignal — (fe cos Φ — j sin Φ) cos Θ des Demodulators 147 summiert wird, um das in Gleichung 10 gegebene Ausgangssignal Y zu erzeugen.

Das Ausgangssignal des Demodulators 157 ist i cos Θ, das im Verstärker 153 mit dem Ausgangssignal (k cos Φ — j sin Φ) sin Θ des Demodulators 149 summiert wird, um das durch Gleichung 11 gegebene Ausgangssignal Z zu erzeugen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Vorrichtung zur elektronischen Nachbildung eines auf Eingangssignale gleicher Frequenz und Phasenlage, deren Amplitude dem Sinus bzw. Cosinus eines Winkels gleich ist, insbesondere den Ausgangssignalen eines Drehmelders, ansprechenden servogesteuerten Resolversystems, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen in seiner Frequenz spannungsabhängig gesteuerten Oszillator (87) und eine an dessen Ausgang angeschlossene erste Schaltungsanordnung (89,91, 93) umfaßt, die aus dem Ausgangssignal des moduliert wird, und daß das Ausgangssignal des Modulators (120) gegebenenfalls nach vorheriger Inversion den Eingängen zweier zweiter Demodulatoren (147 und 149) einer zweiten Schaltungsanordnung innerhalb einer im wesentlichen identischen Vorrichtung zugeführt wird.