DE2149302C3

DE2149302C3 - Vorrichtung zur elektronischen Nachbildung eines Resolversystems

Info

Publication number: DE2149302C3
Application number: DE2149302A
Authority: DE
Inventors: Richard A. Playa Del Rey Day; William E. Los Angeles French
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1970-10-05
Filing date: 1971-10-02
Publication date: 1974-02-07
Also published as: IL37650A0; DE2149302B2; GB1308120A; SE376808B; IL37650A; US3671728A; DE2149302A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf e.'ne Vorrichtung zur elektronischen Nachbildung eines auf Eingangssignale gleicher Frequenz und Phasenlage, deren Amplitude dem Sinns bzw Cosinus eines Winkels eleich ist, insbesondere den Ausgangssigp.alen eines Drehmelders, ansprechenden ser/cgesteuerten Resolversystems.

Zur Bildung von elektrischen Signalen, die für Winkelfunktionen charakteristisch sind, werden gewöhnlich Resolver verwendet. Resolver sind elektromechanische Einrichtungen mit einem Rotor, der in eine Winkelstellung gebracht wird, die dem Winkel entspricht, der den Wert der Winkelfunktion bestimmt. Zum Einstellen des Rotors dienen elektromechanische Nachführ-Servoeinrichtungen, die einen Drehmelder als Geber und servogesteuerte Stellmotoren umfassen. Diese bekannten Anordnungen haben einen großen Platz- und Energiebedarf und benötigen eine intensive Wartung, damit sie zuverlässig arbeiten. Diese Eigenschaften der bekannten Anordnungen sind besonders dann störend, wenn sie zu Steuerzwecken in Feusrleitsystcmen, Navigationssysteme» u. dgl. in Fahrzeugen, insbesondere in Luftfahrzeugen. Anwendung finden, in denen nur wenig Platz und wenig Energie zur Verfügung steht und auch ein möglichst wartungsfreier Betrieb erwünscht ist.

Daher ist versucht worden, mit Hilfe von Nachführ-Servoeinrichtungen einstellbare Resolversysteme durch elektronische Einrichtungen zu ersetzen, jedoch haben sich solche elektronischen Einrichtungen bisher nicht durchsetzen können, weil sie hinsichtlich des Volumens und Energiebedarfs gegenüber den elektromechanischen Einrichtungen keine Vorteile boten und außerdem häufig noch teurer und weniger genau waren. Eine solche elektronische Einrichtung ist aus der USA.-Patentschrift 3 493 737 bekannt. Bei der bekannten Einrichtung werden die Ausgangssigiiale eines Drehmelders, bei denen es sich um Wechselspannungen mit einer für den Sinus bzw. Cosinus des Winkelwertes charakteristischen Amplitude handelt, demoduliert, so daß für den Sinus und Cosinus des Winkelu cries charakteristische Gleichspannungen entstehen. Diese Gleichspannungen werden in einer besonderen Schaltungsanordnung normiert, d. h. von zufälligen Spannungsschwankungen befreit, und dann in einer weiteren Schaltungsanordnung verarbeitet, die dann für eine Koordinatentransformation charakteristische Ausgangssignale liefert. Der Nachteil dieser Anordnung besteht darin, daß fast ausschließlich Glcichspannungssignale verarbeitet werden müssen, was sehr viel schwieriger ist als die Verarbeitung von Wechselspannungen und insbesondere leicht zu Fehlern wegen Nullpunktschwankungcn führen kann. Aus diesem Grund finden bei der bekannten Anordnung auch komplizierte Schaltungsanordnungen Anwendung, die mit Zerhackern arbeiten und von den Glcichspannungssvertcn Rcchtcckspannungcn mit einem zum Glcichspannungswert proportionalen Tasi-

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verhältnis ableiten. Die dazu benötigten Einrichtungen sind kompliziert und ermöglichen trotzdem nur eine liesehiiinkte Genauigkeit.

Dem gegenüber liegt der Erfindung di; Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung zur elektronischen Nachbildung eines servogesteuerten Resolversvatems zu schaffen, die sich durch einen geringen Platz- und l.eistungsbedarf sowie durch eine hohe Genauigkeit auszdchptt.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß die Vorrichtung einen in seiner Frequenz spannungsabhängig gesteuerten Oszillator und eine an dessen Ausgang angeschlossene erste Schaltungsanordnung umfaßt, die aus dem Ausgangssignal des Oszillators zwei um 90° gegeneinander phasenver- _T5 behobene Bezugssignale mit der Frequenz der Eincantissignale erzeugt, dad jedes der Eingangssignale und je eines der Bezugssignale je einem ersten Demodulator zugeführt werden und eine auf die Ausgangssignale der ersten Demodulatoren ansprechende Steuerschaltung vorhanden ist, die eine solche Einstellung der Frequenz und Phase Jes spannungsgesteuerten Oszillators bewirkt, daß die Bezugssignale die gleiche Frequenz wie die Eingangssignale und eine zu den Winkelwerten identische Phasenverschiebung gegenüber der Phase der Eingangssignaie haben, und daß die Bezugssignale einer zweite Dcmodulatoren umfassenden zweiten Schaltungsanordnung zugeführt werden, die außerdem Weehselsiromsignale mit einer zum Eingangssignal identischen Frequenz und Phasenlage empfängt und ein dem Ausgangssignal eines Resolvers entsprechendes Signal mit einer von Funktionen des Winkels abhängigen Amplitude liefert.

Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung finden Glfcichspanmngssignale nur in einer Rückkopplungi,-schleife zur Steuerung des spannungsgeregelten Oszillators Ve.-wendung, während im übrigen im wesentlichen von Wechselspannungssignalen Gebrauch gemacht wird, die eine wesentlich bessere und einfächere Verarbeitung gestatten. Zugleich wird durch die Anwendung einer Rückkopplungsschleife eine sehr hohe Genauigkeit und Stabilität der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Vorrichtung gewährleistet. Dabei ist von besonderem Vorteil, daß die von dem spannungsgesteuerten Oszillator gelieferten Signale die Information nicht einmal als Amplitudenwerte aufweisen sondern als Phasenverschiebungen, die sich völlig störungsfrei über große Entfernungen über'ragen lassen. Infolgedessen wird durch die Erfindung eine in ihrem Aufbau sehr einfache und genau arbeitende Vorrichtung zur synchronischen Nachbildung eines Resolversystems geschaffen, die auch überall dort einsetzbar ist. wo die Anwendung bisher bekannter Systeme aus Platz-. Energie- und Wartungsgründen auf Schwierigkeiten gestoßen ist.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher beschrieben und erläutert. Es zeigt

F i g. I ein schematisches Blockschaltbild eines konventionellen elektromechanischen Auflösungssystems.

F i g. 2 ein schematisches Blockschaltbild einer ersten Ausführiiinisform der Erfindung.

F i g. 3 ein schematisches Schaltbild eines der in (,5 den F i g. 2. 6. 7 und 8 gezeigten Dcmodulatoren.

F i g. 4 Wellenformen zur Erläuterung der Wirkungsweise des Demodulators nach F i g. 3.

F i g. 5 Weüenformen zur Erläuterung der Wirkungsweise des Oszillators 87 und der ihm zugeordneten Flip-Flops nach F i g. 2,

F i g. 6 einen elektronischen Resolver, der dem Resolver 33 der F i g. 1 entspricht, und der in Verbindung mit der elektronischen Servoeinrichtung der F i g. 2 für ein Zwei-Koordinaten-Auflösungssystem verwendet werden kann,

F i e. 7 ein schematisches Blockschaltbild, das verdeutlicht, auf welche Weise zwei elektronische Servoeinrichtungen gemäß F i g. 2 und eine elektronische Resolver-Ketie" eine Drei-Koordinaten-Auflösung nach F i g. 1 bewirken können,

F i g. 8 ein schematisches Schaltbild des Modulators 120 der F i g. 7.

Bei dem in F i g. 1 in Form eines Blockschaltbildes gezeigten konventionellen elektromechanischen Auflösungssystem sind mit CX bezeichnete Drehmelder 11 bzw. 13 mechanisch mit nicht dargestellten Einrichtungen verbunden, die beispielsweise in einem Flugzeug die mechanischen Su-igungs- und Rollwinkel (-) und Φ messen. Die Statorw;cklungen (nicht dargestellt) der Drehmelder 11 bzw. 13 sind mit den Suttorwickiungen eines mit CT bezeichneten Steuerempfaneers 15 in der Steigungs-Nachführservoeinrichtung 17 bzw. eines ebenfalls mit CT bezeichneten Steuerempfängers 19 in der Roll-Nachführservoeinrichtung 21 verbunden. An den Ausgängen der Rotoren (nicht dargestellt) der SteuerempiÜrger 15 bzw. 19 erscheinen entsprechende Fehlerspannungen, wenn diese Rotoren nicht orthogonal ausgerichtet sind in bezug auf die Rotoren der Drehmelder 11 bzw. 13. Jede vom Rotor des Steuerempfungers 15 erzeugte Fehlerspannung wird im Servoverstärker 23 verstärkt, um die für den Antrieb des Stellmotors 25 erforderliche Leistung zur Verfugung zu haben. Der Stellmotor 25 ist mechanisch mit dem Rotor des Sttuerempfängers 15 und mit dem nicht dargestellten Rotor e.nes Resolvers 27 gekoppelt. Das vom Servoverstärker 23 verstärkte Fehlersigna! veranlaßt den Stellmotor 25, in bekannter Weise den Rotor des Steuerempfängers 15 in eine Stellung zu drehen, in der das Fehlersignai 7.u Null wird. Die Winkelstellung des Resolvers 27 entspricht dann der Stellung des R.otors des Drehmelders 11, nämlich (-). Der Servoverstärker 23 und der Stellmotor 25 sind ai ~h in der Steigungs-Servoeinrichtung 17 enthalten.

Auf ähnliche Weise bewirken ein Servoverstärker 29 und ein Stellmotor 31. die auch in der Roll-Servoeinrichtung 21 enthalten sind, daß das Fehlersignai vom Rotor des Steuerempfängers 19 zu Null wird, und stellen damit den Rotor (nicht dargestellt) eines Resolvers 33 so ein. daß seine Stellung der des Rotors des Drehmelders 13 entspricht, nämlich <■/·.

Die Signale 1 sin ,„(. / sin <-,t und k sin <■,;. welche die Koordinaten des Flugzeuges darstellen, weiden in der üblichen Weise selektiv den Resolvern 33 und 27 zugeführt und auf bekannte Art und Weise in Erdkoordinaten X. Y und Z aufgelöst. Mehr im einzelnen werden die Signale/ sin «w und k sin of dem Resolver 33 zugeführt und ermöglichen es diesem. Signale X und Vj (die spiiter durch Gleichungen 7 und 8 erklärt werden) abzugeben. Die Signale X und Υ', vom Resolver 33 und das Signal/ sin, ^ werden der Kombination aus Umkehrstufe 28 und Resolver 27 zugeführt und bewirken die Erzeugung acr Signale V und Z (die später durch die Gleichungen 10 und 11 erklärt werden).

F i g. 2 zeigt ein schematisches Blockschallbild einer elektronischen Nachführscrvocinrichlung entsprechend einer Ausführungsform der Erfindung. Gemäß F i g. 2 wird ein Trägcrsignal E sin <·./ an den Rotor des Drehmelders 11 gelegt. Dieses Träger- s signal weist einen Wechselstrom-Scheitclwcrt E auf: / gibt die Zeit und m die Frequenz an. wobei m = 2.τ/. Wie zuvor angegeben, kann die Stellung des Rotors des Drehmelders 11 beispielsweise dem Steigungswinkel & eines Flugzeuges entsprechen. Die drei Statorausgänge des Drehmelders 11 sind E sin (-) sin mt, E sin (Θ + 120°) sin mi und E sin ((-) - 120°) sin «it. Die Amplituden dieser Statorausgänge hängen von der Winkelstellung des Rotors des Drehmelders 11 ab. Die drei Statorausgänge werden einem Dreidraht- is Zweidraht-Wandler 35 zugeführt, der die Winkelinformation vom Drehmelder 11 in Sinus- und Cosinus-Signale umwandelt, die der Winkelstellung des Rotors des Drehmelders 11 entsprechen. Der Wandler 35 kann dem in der USA.-Patentschrift 3 493 737 (erteilt am 3. 2. 70) gezeigten Dreidraht-Zweidraht-Waiidler entsprechen. Die Sinus- und Cosinus-Signale vom Wandler 35 sind £ sin (-) sin mt und -E cos θ sin mi. Das Signal E sin (-) sin ml wird dem Demodulator 37 und das Signal — E cos (■) sin mt dem Demodulator 39 zugeführt. Um 90" phasenverschobene Demodulator-Bezugssignale L' ((nt - υ) bzw. U (mt — η + 5 j, die später erläutert werden, werden

den Demodulaloren 37 bzw. 39 zugeführt zwecks Demodulation oder Wegnahme des Trägersignals sin mt vom Ausgang des Wandlers 35. Die Demodulatoren 37 und 39 (wie auch die Demodulatoren. die in den F i g. 6. 7 und 8 gezeigt sind) entsprechen bezüglich ihres Aufbaus und ihrer Wirkungsweise dem in F i g. 3 dargestellten phasenempfindüchen Demodulator 37. Die Wirkungsweise des Demodulators 37 kann am besten unter Bezugnahme auf F i g. 3 und 4 erläutert werden. Das Ausgangssignal E sin (-) sin ml des Wandlers 35 wird dem Verbindungspunkt der Widerstände 41 und 43 zugeführt, deren andere Anschlüsse mit dem Umkehranschluß (2) bzw. dem nicht invertierenden Anschluß (3) eines Funktionsverstärkers 45 verbunden sind. Als Funktionsverstärker 45 kann jede beliebige, geeignete Type disnen. Ein Widerstand 47 ist zwischen die Ausgangsklctnme (6) des Fiiiiktionsverstärkers 45 und dessen Umkehranschluß (2) geschaltet, um einen Rückkoppelungsweg vom Ausgang zum Umkehranschluß zu bilden. Eine als Demodulatorbezugssignal dienende Rcchteckspaiinung U (ml — n) wird durch eine Umkehrstufe 48 invertiert und der Steuerelektrode eines Feldeffekttransistors (FET) 49 zugeführt, dessen Quellen-Senken-Strecke zwischen den nicht invertierten Anschluß (3) des Funktionsverstärkers 45 und Erde geschaltet ist. Der FET 49 wird von der Demodulator-Bezugs-Rechteckspannung U (mt — n) gesteuert, welche die gleiche Frequenz hat wie das als Weilenform 51 gezeigte Eingangssignal E in θ sin »1. Die Phasendifferenz zwischen dem Demodulator-Bezugssignal <>° und der Eingangswellenform 51 entspricht α. Werte und Typen der Schallelemente des Demodulators 37 sind so gewählt, daß der Verstärker 45 als Umkehrstufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins arbeitet, wenn der FET 49 durch das Anlegen eines Signals mit positiver Polarität an seine Steuerelektrode leitend gesteuert wird, und als Folgestufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins arbeitet, wenn der FET 49 durch das Anlegen eines Signals negativer Polarität an seine Steuerelektrode gesperrt wird. Es wird daran erinnert, daß nur eine Änderung der Winkelstellung des Rotors des Drehmelders 11 eine Änderung des Eingangssignals E sin mi bewirken wird, während die Phase des Bezugssignals durch das System geändert wird, wie noch später erläutert werden soll. Darum sei zum Zwecke der Erläuterung angenommen, daß das Eingangssignal E sin (-> sin <·>( suh nicht in der Phase verändert. Das Ausgan.üssignal des Verstärkers 45 weist eine Glcichspannungskomponcntc (E₁,) auf. die von der Phasenwinkeldifferenz « zwischen dem Eingangssignal E sin <-) sin mt und dem Bc/.ugssignal L '{mt - ti) abhängt entsprechend der Gleichung:

E,ι =

2 E

sin <·> cos

setzt man 2 .τ = K (eine Konstante), so lautet die Gleichung:

E₁, -KE sin W cos «. (2Ί

Die Gültigkeit der Gleichung 2 wird nun auf Grund der F i g. 3 und 4 erläutert.

Wenn 11 = 0, sind das Eingangssignal E sin O sin ■■■ ί und das Sezugssignal in Phase, und das Bc/ugssignal wird nun U (mt). wie in F i 2. 4 als Wellenform 53 gezeigt ist. Die Wellenform 5.1 wird durch die Umkehrstufe 48 invertiert und der Steuerelektrode ties FET 49 zugeführt. Bei Zufuhr einer negativen Spannung an seine Steuerelektrode sperrt der FtT 49 und gestattet den direkten Zugang des Eingangssignals E sin (-) sin ml über die Widerstände 41 und 47 und nicht über den Verstärker 45 - zur Ausgangsklemnic (6) des Verstärkers 45. wobei es nicht invertiert wird. Bei Zufuhr einer positiven Spannung an seine Steuerelektrode leitet der FET 49. schaltet den nicht invertierenden Anschluß (3) an Masse und ermöglicht die Inversion des Eingangssignals E sin β sin mt durch den Verstärker 45. Demzufolge werden die positiven Halbwellen des Eingangssignals E sin (■) sin mt durch den Verstärker 45 während der Dauer der positiven Halbwellcn des Bezugssignals I' |ni| nicht invertiert, während die negativen Halbwelten des Eingangsisznals E sin β sin »■·/ durch den Verstärker 45 invertiert werden während der Dauer der invertierten negativen Halbwellen des Bezugssignals V > >f). Im Ergebnis wird eine Allweggleichriclitung bewirkt, wenn α = 0°, wodurch sich für das Ausgangssigr.a! des Verstärkers 45 die Wellenform 55, mit e_0| bezeichnet, ergibt, deren Gleichspannungskomponente E_dc einer positiven Gleichspannung entspricht. Wenn andererseits η = rrfl ist, sind Eingangssignal und Bezugssignal, die als Weälenformen 51 und 57 gczeigt sind, in Bezug aufeinander um 90" phasenver schoben. Da — wie oben angegeben — der Verstärker 45 als Folgestufe mit Verstärkungsfaktor Ein; wirkt, wenn der FET 49 leitet, und als Umkehrstufi mit Verstärkungsfaktor Eins, wenn der-FET 49 nich leitet, wird der Verstärker 45 ein Ausjtangssignai «.·„ gemäß Wellenform 59 abgehen, dessen Gleichspan nungskomponente £4 gleich 0 Volt beträgt. Auf glei ehe Weise wird, wenn η = einem Winkel zwischen 1 und 90° beträgt, das Bezugssjignal der Weilenform 6 entsprecheii und am Verstärker 45 ein Ausgang« signal f^, bewirken, wie es. durch Weilenform 6 dargestellt ist und das eine positive Gleichspannung: komponente E_tlc aufweist, deren Wert zwischen de

Durchsuhnittsgleichspannungswcrten der Wcllenfor-•len 55 und 59 liegt. Auf gleiche Weise kann gc/eigt tverdcn. daß.wenn η gleich ist einem Winkel /wischen i und 90 oder zwischen 270 und 360 . die Gleich-Ipannungskomponente E_ic des Ausgangssignals einem positiven Gleichspannungswert entspricht, während Hie Gie.ichspannungskomponc'ite £_rf. einen negativen Gleichspannungswert hat, wenn η 'gleich ist einem \Vinkel zwischen 90 und 270°. Im Ergebnis hängen Polarität und Wert der Gleichspannungsko.Tiponcnte E₁, des Ausgangssignals ab vom Wert von cos n. Es' wurde daher gezeigt, daß eine effektive Cosinus-Multiplikation oder Multiplikation mit dem Cosinus von <i durchgeführt wird, wenn das Eingangssignal E sin (■) sin „> t mit einer Bezugsspannung der Form V I>-f - ti, demoduliert wird.

Wenn das Bezugssignal für den Demodulator um zusätzliche 90° verschoben wäre womit das Bezugssignal die Form U L.f - a + ~j annehmen würde — würde eine effektive Sinus-Multiplikation oder eine Multiplikation mit dem Sinus von n bewirkt werden. Wie in F i g. 2 gezeigt ist, hat das Bezugssignal Tür den Demodulator 39 die Form U Ut - n + -y). Die Demodulation des Eingangssignals — E cos G sin«»f Tür den Demodulator 39 nv, einer Rechteck-Bezugsspannung der Form L' - η + ^ΠΛ bewirkt eine Sinus-Multiplikation diegenommen und über Rückkopplungskondensator 79 auf den Umkehranschluß (2) des Verstärkers 77 rückgekoppelt wird. Ein zusätzlicher Rückkopplungsweg führ! von der Ausgangsklemme (6) des Verstärkers 77 über Kondensator 81 und Widerstand 83 zum Verbindungspunkt 69. Die Widerstände 75 und 83. die Kondensatoren 79 und 81 und der Verstärker 77 bilden ein Filter 85, das ein als Integrator arbeitender Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad ist für die

ίο Lieferung eines Signals zur Steuerung eines spannungsgeregeltcn Oszillators {VCO) 87. Das Filter 85 ist so dimensioniert, daß es folgende übertragungsfunktion hat:

e₉ ₌ K|(rS+ D

ses Eingangssignals, wobei die Ausgleichspannungskomponente E_d durch folgende Gleichung gegeben wäre:

— 2E

Ej = cos θ sin u. (3)

Setzt man — — K, wird die Gleichung
E_dc = -KE cos θ sin α.

Die Gültigkeit der Gleichung 4 kann auf die gleiche Weise bewiesen werden, wie es für Gleichung 2 gezeigt wurde.

üie Ausgangssignale KE sin θ cos« und -KE cos <-) sin π der Demodulatoren 37 und 39 werden über jeweils einen Widerstand 65 bzw. 67 einem gemeinsamen Verbindungspunkt 69 zugeführt, der über einen Kondensator 71 mit Masse verbunden ist. Die Widerstände 65 und 67 und der Kondensator 71 bilden ein Summiernetzwerk 73, das die beiden Demodulator-Ausgangssignale summiert, um ein Fehlersignal entstehen zu lassen, das wie folgt angegeben werden kann:

F — KEsin 6>cosa — KEcosösin σ = KEsin (« — ./).

Das Fehlersignal r ist ein Gleichspannungssignal, da die Demodulatoren 37 und 39 das Trägersignal sin m t entfernt haben und die entsprechenden cos n- und sin α-Multiplikationen durchgeführt haben durch Demodulation mit Demodulator-Bezugs-Rechteckspannungen. die bezüglich ihrer Phase gegenüber dem Trägersignal um den Winkel α verschoben sind. Dieses Fehlersignal r wird über Widerstand 75 einem Umkehranschluß(2) eines Funktionsverstärkers77 zugeführt, der dem Verstärker 45 ähnlich ist. Der nicht invertierende Anschluß (3) liegt an Masse, während das Ausgangssignal an der Ausgangsklemme (6) abKEsJn(W-«)

+ 2:,„„S+ ,>?„)

worin in üblicher Terminologie bedeutet:

e„ = Ausgangssignal des Filters 85. KE sin (H - n) = Eingangssignal des Filters 85. S = La-Place-Operator,

K₁. τ. <-.„ und : sind Konstantun.

Das Ausgangssignal des Filters 85 wird dann dem spannungsgeregelten Oszillator 87 zugeführt, der in beliebiger, geeigneter Weise ausgeführt sein kann zur Erzeugung von Rechteckspannungen U der Form U (4<>f —4h). Das Ausgangssignal des Oszillators 87 wird den (Takt-)Eingängen J, K und C eines konventionellen J- K-Flip-Flops 89 zugeführt, das die Frequenz des Oszillators 87 um den Faktor 2 vermindert. Der Ausgang Q des J-K-Flip-Flops 89 wird den Eingängen J, K und C eines J-K-Flip-Flops 91 /ugefii¹ it. das die Ausgangsfrequenz des J-K-Flip-Flops 89 um ^inen weiteren Faktor 2 vermindert.

?s Der Ausgang Q des J-K-Flip-Flops 89 wird den Eingängen J. K und C eines weiteren J-K-Flip-Flops 93 zugeführt, um eine 2: I-Frequenzverminderung des am Ausgang Q des Flip-Flops 89 erscheinenden Signals zu bewirken. Die Ausgänge Q der J-K-Flip-Flops 91 und 93 sind die Bczugsdemodulationssignale U (-»t — α) bzw. U Liι - ₍; +-y). die den Demodulatoren 37 bzw. 39 zugeführt werden.

Die Wirkungsweise des Oszillators 87 und der zugehörigen J-K-Flip-Flops 89. 91 und 93 kann am besten erläutert werden unter Bezugnahme auf F i g. 2 und die Wellenformen der F i g. 5. Es sei angenommen, daß im Ausgangszustand die J-K-Flip-Flops 89. 91 und 93 durch den Schalter 94 zum Zeitpunkt f₀ zurückgestellt v^urden, so daß sich ihre Ausgänge Q im »Ö«-Zustand und ihre Ausgänge Q im »!«-Zustanc befinden. Das Ausgangssignal des Filters 85 veranlaß den Oszillator 87, ein Oszillator-Ausgangssignal L (4 if· t — 4 α) zu erzeugen, das durch Wellenform 9i dargestellt ist. Das Anlegen des positiv verlaufender Oszillatorsignals U (4<»i — 4a) an das Flip-r!op8! zum Zeitpunkt f_u bewirkt eine Umschaltung de Ausgänge Q und Q des Flip-Flops 89, wobei an ihnei die durch die Wellenformen 97 bzw. 99 gezeigtei Ausgangssignale erscheinen. Das U zeigt, daß di Wellenform 95 eine Rechteckspannung ist. 4r.r gib die Ausgangsnennfrequenz des Oszillators 87 und 4 eine Phasenwinkelverschiebung an. die alle vom Au; gangssignal des Filters 85 gesteuert werden. Im Ei gebnis hat die Wellenform 97 die gleiche Ausgang; phase wie die Wellenform 95 und sie hat die Form I (2r.if — 2«). Da die Wellenform 99 ein Komplemei der Wellenform 97 ist, hat die Wellenform 99 d:

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Form L 12c/ - 2« + n). Das Anlegen der Wellenform 97 an das Flip-Flop 91 zum Zeitpunkt i, bewirkt die Umschaltung des Ausgangs Q des ./-K-Flip-Flops91 vom »O«-Zustand zum »!«-Zustand. Durch das aufeinanderfolgende Anlegen von positiv verlaufenden ^eilcn der Wellenform 97 zu den Zeitpunkten u. /.·,. f,,. f,- usw. entsteht die Wellenform 101 am Ausgang Q des Flip-Flops 91.

Das Anlegen der Wellenform 99 an die Eingänge ./. K und C des Flip-Flops 93 zum Zeitpunkt i, wird den Ausgang Q des Flip-Flops 93 nicht veranlassen, seinen »(!«-Zustand zu verlassen, da die Wellenform 99 zu diesem Zeitpunkt negativ verläuft. Allerdings wird das Ansteigen des Spannungswertes der Wellenform99 zum Zeitpunkt f, den Ausgang Q des Flip-Flops 93 i.s zur Umschaltung vom »(V<-Zustand in den »!«-Zustand veranlassen. Das aufeinanderfolgende Anlegen der positiv verlaufenden Teile der Wellenform 99 zu den Zeitpunkten I₁, f,,, f,₅. t_i9 usw. bewirkt Zustandsiir.derungcn des Flip-Flops 93 entsprechend der WcI-Ichform 103. Da die Wellenform 101 die gleiche Ausgangsphase wie die Wellenform 95, aber nur ' ₄ der Frequenz der Wellenform 95 hat, wird die Wellenform 101 die Form U (<■>/ - n) haben, die als Reehteekdemodulator-Bezugsspannung für den Demodulator 37 verwendet wird. Da die Wellenform 103 die gleiche Frequenz wie die Wellenform 101 hat. aber gegenüber dieser um 90" phasenversetzt ist. hat die Wellenform 103 die. Form U (of - « + ^ ). die als Rcchteckdemodulalor-Bczugsspannung für den Demodulator 39 verwendet wird.

Die Rückkopplung der Dcmoduiator-Bezugssigna-

Ie U (.-■( - u) und U (of - « + ^ j vervollständigt _i<; eine phasenstarre Schleife, in der die Ausgangsfrequenz und -phase des Oszillators 87 durch das Ausgangssignal des Filters 85 gesteuert sind. In ihrem Beharrungszustand l'iält diese phasenstarre Schleife den Oszillator 87 auf einer Frequenz, die dem Vierfachen Wert der Frequenz. <·» des Eingangsträgersignals E sin et entspricht, und bewirkt, daß der Phasenwinkel u den Wert annimmt, der erforderlich ist. um das durch Gleichung 5 angegebene Fehlersignal .■ auf den Wert 0 zu bringen. Wie aus Gleichung 5 ersichtlich ist. muß « gleich (-) werden, wenn die phasenstarre Schleife sich stabilisiert hat. Im Ergebnis sind

die Signale L¹ («>f - a) und U u»t - η + ~

den J-K-Flip-Flops91 bzw. 93 elektrische Signale, welche die Winkelstellung θ des Drehmelders 11 nachbilden. Wenn die Frequenz des Trägersignals £ sin of 400 Hz beträgt, was der üblicherweise in einem Flugzeug verwendeten Frequenz entspricht, wird der Oszillator 87 auf eine Frequenz von genau 1600Hz kommen. Es wurde also gezeigt, daß die elektronische Schaltung nach F i g. 2 zur Durchführung der Funktionen der elektromechanischen Steigungsservoeinrichtung 17 der F i g. 1 verwendet werden kann zur Nachbildung der an einem entfernten Or' gegebenen Winkelstellung einer Welle.

Unter Bezugnahme auf F.i g. 6 wird ein elektronisches Auflösungssystem, das einen elektronischen Resolver und eine elektronische Nachführservoeinrichtung verwendet, erläutert. Die in Fig.6 gezeigte Schaltung ist vollelektronisch und führt elektronisch und ohne jeden beweglichen Teil die Auflösungsfunktion durch, die nach Fig;4 elektromechanisch uurch die Rollservoeinrichtung 21 und den Resolver 33 durchgeführt werden. Eine elektronische kolI-Nachfiihrservocinrichtung 105 wird entsprechend den unter Bezug auf F i g. 2 gegebenen Lehren da/u verwendet, die um 90" phasenverschobenen Demodu-

von lator-Bezugssignale U{n>l —

t'(of

zu erzeugen, die beispielsweise dem Rollwinkel '/' eines Flugzeuges entsprechen. Wenn die elektronische Nachfuhrservoeinriehtung 105 einmal 50 eingestellt ist. daß sie die dem Rollwinkel Φ entsprechenden Bezugssignale erzeugt, wird z. B. die Umwandlung von Flugzeugkoordinaten 7 und k in Erdkoordinaten Y und Y₁ erreicht, indem in F i g. 6 die folgenden Gleichungen verwirklicht v/erden:

X = j cos Φ + k sin Φ. [I)

V₁ = k cos Φ - 7 sin '/'. (8)

Die aufzulösenden Eingangssignale sind / sin of und k sin mf. Die Signale /sin of bzw. k sin of werden den Demodulatoren 109 bzw. 111 zugeführt. Rechteckdemodulator-Bezugsspannungen U (of — </>)bzw. V |of - Φ + ? J von der elektronischen Rollservoeinrichtung 105 werden den Demodulatoren 109 und 111 zugeführt, um diese zu veranlassen, entsprechend der im Zusammenhang mit F i g. 3 offenbarten Lehre. Signale7 cos Φ und k sir Φ abzugeben. Die demodulierten Signale 7 cos '/> und k sin Φ von den Demodulaloren 109undilll werden im Summierverstärker 113 (der von beliebigem konventionellen Aufbau sein kann) summiert, um das in Gleichung 7 gezeigte Ausgangssignal λ' zu erzeugen. Das Signal7 sin of wird auch über Umkehrstufe 114 dem Demodulator 115 zugeführt, während das Signalk sin of auch an einen Demodulator 117 gelegt wird. Die Demodu-

lator-Bezugssignale UL>t — Φ + y 1 bzw. U{,-,t - Φ)

werden auch den Demodulatoren 115 bzw. 117 zugeführt und veranlassen diese zur Abgabe von Ausgangssignalen 7 sin Φ bzw. k cos Φ. Die Signale-/ sin Φ bzw. k cos Φ der Demodulatoren 115 bzw. H7 werden im Summierverstärker 119 summiert, um das in Gleichung 8 gezeigte Ausgangssignal Y₁ zu erzeugen. Demnach wurde gezeigt, daß eine elektronische Nachfuhrservoeinriehtung und ein elektronischer Resolver zwei aufzulösende Größen vor einem ersten in ein jweites Zwei-Koordinaten-System umwandeln können. An Hand von F i g. 7 soll nur gezeigt werden, wie zwei elektronische Servoeinrichtungen gemäß F i g. 2 und eine Kette von elektro nischen Resolvern die in F i g. 1 gezeigte Drei Koordinaten-Umwandlung ohne Verwendung be weglicher Teile durchführen können. In der An Ordnung nach F i g. 7 werden zwei elektronisch« Nachführservoeinrichtungen 105 bzw. 107 dazu ver wendet, entsprechend den an Hand von F i g. 2 er läuterten Lehren Pesolver-Winkel Φ bzw. θ zu er zeugen, die den Roll- bzw. Steigungswinkel eine Flugzeuges angeben können. Wenn die elektronische! Nachführservoeinrichtungen 105 und 107 eingestell sind zur Abgabe elektrischer Signale, die dem Roll bzw. Steigangswinkel entsprechen, wird die Um Wandlung von beispielswei. ε Flugzeugkoordinaten j Ufid ic in Erdkocfdinaten X₁ Y und Z durchgeführ

taidem in F i g. 7 die nachfolgenden Gleichungen verwirklicht werden:

Α^Γ = j cos Φ + k sin Φ. (9)

V = ί sin (■) - k cos Φ cos <-) + j sin Φ cos <■).

Z — i cos (-) + k cos '/' sin (·) - j sin Φ sin (-).

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Die aufzulösenden Eingangs-Signale sind / sin mt. j sin «ι t und k sin nt; dies sind Wcchselstromsignale. die durch Erregung mit dem Signal E sin nt an den Ausgängen von Drehmeldern (nicht dargestellt) erzeugt werden, die den Drehmelder 11 der F i g. 2 entsprechen. Die Wirkungsweise der Umkehrstufe 114. der Demodulatoren 109. 111. 115 und 117 sowie der Summierverstärker 113 und 119 entspricht der an Hand von F i g. 6 erläuterten Wirkungsweise, wobei das Ausgangssignal X der Gleichungen 7 und 9 und das Signal V₁ der Gleichung 8 auf die im Zusammenhang mit F i g. 6 beschriebene Weise erzeug! werden. Das Ausgangssignal V₁ des Summierverstärkers 119 wird einem Modulator 120 zugeführt, an dem auch das Trägcrsignal sin <·ι/ angelegt wird. Der Modulator 120 remoduliert das Eingangssignal V₁. nämlich A cos '/' - j sin '/>. mit dem Träger sin mt. um das Ausgangssignal (A cos '/' — / sin '/») sin nt zu erzeugen. Der" Modulator 120 ist in F i g. 8 dargestellt und soll nun näher erläutert werden. Nach F i g. 8 wird das Eingangssignal A cos Φ — j sin Φ über die Sericnschaltung von Umkehrstufe 121 und Widerstand 123 als Signal - ik cos Φ — j sin Φ) dem Summierpunkt 125 zugeführt, der mit dem Umkehranschluß (2) eines Funktionsverstärkers 127 verbunden ist. der dem Verstärker 45 entspricht. Der nicht invertierende Anschluß (3) des Verstärkers 127 liegt an Masse, während die Ausgangsklemmc (6) des Verstärkers 127 über einen Kondensator 129 auf den Summierpunkt 125 rückgekoppelt ist, um den Verstärker 127 als Integrator wirken zu lassen. Das Ausgangssignal des Demodulators J31. das später erläutert wird, wird über Widerstand 133 dem Summierpunkt 125 zugeführt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 127 wird der Steuerelektrode des F-ET 135 zugeführt. Die Senke des FET 135 liegt an Masse, und seine Quelle ist für den Empfang des Trägcrsignals E sin mt über Widerstand 137 mit der Klemme 138 verbunden. Ein anderer FET 139 liegt mil seiner Steuerelektrode an einer negativen Glcichspannungsquelle — V, mit seiner Senke an Masse, während seine Quelle über Widerstand 140 mit der Klemme 138 verbunden ist. um auch das Trägersignal £ sin mt zu empfangen. Die Quellcnelektroden der FET 135 bzw. 139 sind mit dem invertierenden Anschluß (2) bzw. dem nichtinvertierenden Anschluß (3) eines Funktionsverstärkers 143 verbunden, der dem Funktionsverstärker 127 ähnlich ist und dessen Ausgangsklemme (6) zur Schaffung eines Rückkopplungsweges über Widerstand 145 mit seinem invertierenden Anschluß verbunden ist. Das Ausgangssignal des Furiktionsverstärkers 143 ist ein Signal [k cos Φ — j sin Φ) sin mt. das durch Remodulation des Eingangssignals A' cos Φ - / sin Φ mit dem Trägcrsignal E sin ei? entsteht. Das Ausgangssignal des Verstärkers 143 wird auch zum Demodu-Iator 131 zurückgeführt, der dem Demodulalor der F i g. 3 ähnlich ist. Der Demodulator 131 erhält auch ein Demodulatorbczuessiiinal U [mt) zuiieführt. um das Trägcrsignal sin mt zu entfernen und ein Ausgangssignal A cos '/' — / sin '/' zu erzeugen.

Bei der an Hand von F i g. 8 gezeigten Wirkungsweise des Modulators 120 wird das Ausgangssignal des Demodulators 131 mit dem ^;nvertierten Eingangssignal A- cos Φ — j sin Φ im Summierpunkt 125 summiert. Der Modulator 120 liefert ein Ausgangssignal vom Verstärker 143. das so beschaffen ist. daß die Gleichspannungskomponenten der beiden rlem Summierpunkt 125 ziigeführten Signale sich algebraisch so addieren, daß der Summierpunkt 125 effektiv gleichstrommäßig auf Erdpotential zu liegen kommt, da der nichtinvertierende Anschluß (3) des Verstärkers 127 an Masse liegt. Um das System im Summierpunkt 125 abzugleichen, muß das Ausganessignal des Demodulators 131 k cos Φ - j sin Φ sein. Das Ausgangssignal des Funktionsverstärkers 143 muß daher {k cos Φ — j sin Φ) sin mt sein, da dies das einzige Ausgangssignal ist, das nach Demodulation durch den Demodulator 131 eine Gleichspannungskomponente mit solchem Wert und solcher Polarität hat. daß die Gleichspannungskompone.ite des dem Summierpunkt 125 zugeführten invertierten Eingangssignals - (A cos Φ - j sin Φ) kompensiert wird.

Es sei angenommen, daß die Ausgangswechselspannung des Funktionsverstärkers 143 so beschaffen ist. daß der Demodulator 131 ein Ausgangssignal liefert, das im Summierpunkt 125 ein Signal mit gegenüber Masse positivem Gleichspannungspotential entstehen läßt. Dieses resultierende Signal im Summierpunkt 12S wird durch den Verstärker 127 invertiert und dann der Steuerelektrode des FET 135 zugeführt. Wenn die negative Spannung an der Steuerelektrode des FET 135 weniger negativ ist als -Y. wird der FET 135 stärker leiten afs der FET 139. da es sich um »N«-Kanal-FETs handelt. Die FETs 135 und 139 können beliebiger Type sein, insbesondere ein FET. der effektiv als von der Amplitude des angelegten Steucrelektrodenpotentials abhängiger variabler Widerstand wirkt. Da an der Steuerelektrode des FET 135 ein gegenüber - V weniger negatives Gleichspannungspotential liegt, wird der FET 135 Härker leiten und daher einen geringeren Innenwiderstand haben als der FET 139. Dadurch kommt an den nicht invertierenden Anschluß (3) des Verstärkers 143 ein größeres Signal zu liegen als an dessen Umkehranschluß (2). Das Ausgangssignal des Verstärkers ' ^3 wird daher in Phase sein mit dem Erregersignal E sin mt. Es wird daran erinnert, daß in F i g. 4 die Demodulation des Signals E sin β sin mi (Wellenform 51) mit dem Bezugssignal U (mt) (Wellenform 53) eine positive Ausgangsspannung (55) ergab. Folglich ergibt die Demodulation des Signals (k cos Φ - j sin Φ) sin ...t mit dem Bezugssignal U (wt) im Demodulator 131 an dessen Ausgang eine positive Spannuni {k cos Φ — j sin Φ), die im Punkt 125 benötigt wird um den Modulator 120 so zu stabilisieren, daß er da· Signal (A- cos Φ — / sin Φ) sin mt abgibt.

Das Ausgangssignal (A cos Φ — j sin Φ) sin ml de: Remodulators 120 wird über eine Umkehrstufe 14< einem Demodulator 147 und außerdem direkt einen Demodulator 149 zugeführt. Rechteck-Demodulator

Bezugsspannungen U \,;t - (-)) bzw. U [mt - < die von einer zur Servoeinrichtuns 105 ahn

liehen elektronischen Sieigungs-Servoeinrkiiiung 10 geliefert werden, werden den Demodulatoren i4

bzw. 149 zugeführt, um die sich aus der Demodulation der Eingangssignale der Demodulatoren 147 bzw. 149 ergebenden Cosinus- bzw. Sinus-Multiplikationen nachzubilden. Das Ausgangssignal des Demodulators 147 ist — (k cos Φ — j sin Φ) cos 6, das einem Summierverstärker 15t zugeführt wird, der dem Verstärker 113 ähnlich ist. Das Ausgangssignal des Demodulators 149 ist (fc cos Φ — j sin Φ) sin θ, das einem Summierverstärker 153 zugeführt wird, der dem Verstärker 113 ähnlich ist.

Das dritte der drei aufzulösenden Signale ist ι sin in r, das als Eingangssignal den Demodulatoren 155 und 157 zugeführt wird. Die Rechteck-Demodulator-

Bezugsspannungen U U»t — θ + — ι bzw. lH<»t — Θ),

die von der elektronischen Sie gung*-
tung 107 geliefert werden, werden den ?ern
toren 155 bzw. 157 zugeführt, um den Trager s.n „.t lon dem Eingangssignal / sin «ι zu ^modulieren oder wegzunehmen. Das Ausgangssignal des Demodulators^ ist l s_in θ das ir, Verstar er■, ^ dem

SoSSW slSrf wird um das in Gleichung 10 gegebene Ausgangssignal Y zu erzeugen. DasÄusgangssignal des Demodulators 157 ist ι cos θ das im Verstärker 153 mit dem Ausgangssignal (Jr cos Φ - i sin Φ) sin θ des Demodulators 149 summiert wird, um das durch Gleichung 11 gegebene Ausgangssignal Z zu erzeugen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

!. Vorrichtung zur elektronischen Nachbildung eines auf Eingangssignal«? gleicher Frequenz und Phasenlage, deren Amplitude dem Sinus bzw. Cosinus eines Winkels gleich ist, insbesondere den Ausgangssignalen eines Drehmelders, ansprechenden servogesteuerten Resolversystem?, d a durch gekennzeichnet, daß sie einen in seiner Frequenz spannungsabhängig gesteuerten Oszillator (87) und eine an dessen Ausgang angeschlossene erste Schaltungsanordnung (89,91, 93) umfaßt, die aus dem Ausgangssignal des Oszillators (87) zwei um 90° gegeneinander phasenverschobene Bezugssignale mit der Frequenz der Eingangssignale erzeugt, daß jedes der Eingangssignale und je eines der Bezugssignale je einem ersten Demodulator (37 bzw. 39) zugeführt werden lind eine auf die Ausgangssignale der ersten Demodulatoren (37 und 39) ansprechende Steuerschaltung (73, 85) vorhanden ist, die eine solche Einstellung der Frequenz und Phase des spannungsgesteuerten Oszillators (87) bewirkt, daß die Bezugssignale die gleiche Frequenz wie die Eingangssignale und eine zu den Winkelwerten identische Phasenverschiebung gegenüber der Phase der Eingangssignale haben, und daß die Bezugssignale einer zweite Demodulatoren (109, 111, 115. 117) umfassenden zweiten Schaltungsanordnung zugeführt werden, die außerdem Wechselstromsignale mit einer zum Fingangssignal identischen Frequenz und Phasenlage empfängt und ein dem Ausgangssignal eii.'-s Resolvers entsprechendes Signal mit einer von Funktionen des Winkels abhängigen Amplitude liefert.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (73, 85) ein an die ersten Demodulatoren (37 und 39) angeschlossenes Summiernetzwerk (73) und ein zwisehen das Summiernetzwerk und den Oszillator (87) geschaltetes Filter (85) umfaßt.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltungsanordnung (89. 91. 93) ein erstes Flip-Flop (89), das an den Ausgang des Oszillators angeschlossen ist, und zwei an die komplementären Ausgänge des ersten Flip-Flops angeschlossene weitere Flip-Flops (91 und 93) umfaßt, die die gegeneinander um 90 phasenverschobenen Bezugssignale liefern.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltungsanordnung vier zweite Demodulatoren (109. 111. 115 und Π7) umfaßt, denen selektiv eines von zwei Wechselstromsignalen verschiedener Amplitude sowie eines der beiden Bezugssignalc zu geführt werden und die daraus vier Signalkomponenten bilden, und daß an die zweiten Demodulatoren paarweise Summierverstärker (113 und 119) angeschlossen sind, die durch selektive f» Summicrung der Signalkomponenten die Ausgangssignalc bilden.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4. dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang wenigstens eines Summierverstärkers (1191 mit einem Modulator (120) verbunden ist. in dem eine Trägerwelle mit der Frequenz und Phase des Eingangssignals mit dem Ausgangssignal des Summicrverstärkers(199) moduliert wird, und daß das Ausg»ngss_Ignai des Modulators (120) gegebenenfalls nach vorheriger inversion den Eingangen zweier zweiter Deraoüulalürcn(147 und 149} einer zweiten Schallungsanurdmmt! innerhalb einer im wesentlichen identischen Vorrichtung zugelund wi.d.