DE2657168C2 - Meßwertumformer zur Ermittlung des zu einer periodisch oszillierenden elektrischen Bezugsgröße, einer Phasenspannung, proportionalen Anteiles eines Einphasenstromes - Google Patents

Description

/„ω =

\ ν ■ idi,

t-r

wobei bedeuten:

15

/„. — Wirkanteil des Stromes,
T — Periodendauer der Bezugsgröße, der Phasenspannung,

U — Effektivwert der Spannung,
t — Zeit,

mit einem eingangsseitigen Multiplikator zur Bildung des Produktes aus Strom und Bezugsgröße, einem Totzeitglied mit einer der Periodendauer (T) gleichen Signaldurchlaufzeit und einem Integrator, dadurch gekennzeichnet, daß ein gesteuert rücksetzbarer Integrator (105) an den Ausgang des eingangsseitigen Multiplikators (103) angeschlossen ist, der mit der Periodendauer (T) auf einen definierten Wert zurückgesetzt wird, daß ein mit der gleichen Periodendauer (T) arbeitendes Abtast- und Halteglied (121) und das Totzeitglied (118) gemeinsam am Ausgang (108) des Integrators (105) liegen, wobei das erstere die Ausgangsgröße des Integrators (105) direkt vor dessen Rücksetzen speichert, daß die Ausgänge des Abtast- und Haltegliedes (121), des Integrators (105) und des Totzeitgliedes (118), letzterer invertiert, über einen Summierer (125) an einen ersten Eingang eines ausgangsseitigen Multiplikators (110) angeschlossen sind, an dessen zweiten Eingang die periodische Bezugsgröße fliegt.

2. Meßwertumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Totzeitglied (118) ein durch Taktimpulse steuerbarer Serien-Analog-Verzögerungsschaltkreis dient, dessen Taktimpulseingang (117) am Ausgang eines eingangsseitig an den Rücksetzeingang (106) für den Integrator (105) angeschlossenen Frequenzvervielfachers (116) liegt.

3. Meßwertumformer nach Anspruch 1 zur Ermittlung der zu mehreren periodisch oszillierenden elektrischen Bezugsgrößen, mehreren Phasenspannungen, proportionalen Anteile beliebiger Mehrphasenströme, dadurch gekennzeichnet, daß je

Phase ein eingangsseitiger Multiplikator (103, 103a,) 55 /'„,(/) =

sowie ein ausgangsseitiger Multiplikator (110,110a,) vorgesehen sind, daß dem rücksetzbaren Integrator (105) die Summe der Ausgangsgrößen der eingangs- wobei bedeuten: seitigen Multiplikatoren (103, 103a,) zugeführt wird, daß an den ersten Eingängen der ausgangsseitigen Multiplikatoren (110, HOa,) das Ausgangssignal des Summierers (125 bzw. 125a bis \"25e) liegt und daß den zweiten Eingängen die periodischen Bezugsgrößen (U bzw. t/flound Uso) zugeführt werden.

4. Meßwertumformer in digitalem Schaltungsaufbau nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang (108) des Integrators (105) und dem digitalen Totzeilglied (118) sowie dem weiterhin angeschlossenen digitalen Abtast- und Halteglied (121) ein /n-Bit-Analog-Digitalwandler (130) liegt und ebenso vor die zwei weiteren Summierer (125a und 125e,) ein erster und ein zweier Digital-Analog-Wandler (\75d und 132) geschaltet sind, wobei der erste Digital-Analog-Wandler (1254) zwischen dem Summierer (1256, i25c) und dem einen weiteren Summierer (125e,)und der zweite Digital-Analog-Wundler (132) zwischen das weitere Totzeitglied (131) and den als Inverter arbeitenden, ausgangsseitig an den einen weiteren Summierer (125a,) angeschlossenen anderen weiteren Summierer (125e,) geschaltet ist.

5. Meßwertumformer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ergänzung des den ausgangsseitigen Multiplikatoren (110, 110a,) gemeinsam zugeführten Signales durch eine erste Komponente im Signalzug zu den ausgangsseitigen Multiplikatoren (110, WOa) ein weiteres Totzeitglied (131) liegt, dessen Totzeit (TJ den Wert k ■ T aufweist, wobei k eine Konstante ist, daß die Ausgangsgröße des weiteren Totzeitgliedes (131) mit einem ersten Faktor (Vt) verstärkt und in einem weiteren Summierer (125a,) von dem gemeinsamen Signal abgezogen wird, das zwecks Ergänzung durch eine zweite Komponente zunächst mit einem zweiten Faktor (V₂) verstärkt wird.

6. Meßwertumformer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Faktor (Vi) und der zweite Faktor (Vt) gleich der reziproken doppelten Konstanten (—J gewählt sind.

7. Meßwertumformer nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß für die Konstante ein Wert von etwa 0,5 gewählt ist.

8. Meßwertumformer nach Anspruch 4. dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der ausgangsseitigen Multiplikatoren (110, HOa,) an einen ausgangsseitigen Summierer (133) angeschlossen sind, der aus den beiden ersten, den Multiplikatorausgängen entsprechenden Stromanteilen den zu einem Drehspannungssystem gehörenden dritten proportionalen Stromanteil bildet.

Die Erfindung geht aus von einem Meßwertumformer zur Ermittlung des zu einer periodisch oszillierenden elektrischen Bezugsgröße, einer Phasenspannung, proportionalen Anteils eines Einphasenstromes (i) auf der Grundlage der Gleichung

«ω

ι*

i_w — Wirkanteil des Stromes,
T — Periodendauer der Bezugsgröße, der Phasenspannung,

U — Effektivwert der Spannung, f - Zeit,

mit einem eingangsseitigen Multiplikator zur Bildung des Produktes aus Strom und Bezugsgröße, einem Totzeitglied mit einer der Periodendauer (T) gleichen

Signaldurchlaufzeit und einem Integrator.

Ein solcher Meßwertumformer findet bevorzugt Anwendung innerhalb einer Schaltungsanordnung zur Kompensation und Symmetrierung schnell veränderlicher Blindströme von an ein Drehstromnetz angeschlossenen Verbrauchern mit mindestens einem zwangskommutierten und parallel zu den Verbrauchern an das Drehstromnetz angeschlossenen Stromrichter als Kompensationsstellglied, auf dessen Gleichstromseite mindestens ein Energiespeicher angeschlossen ist, und mit einem geschlossenen Regelkreis, der Meßwandler für die Eingangsströme des Stromrichters, Meßwandler für die Verbrauchertröme und Meßwandler für die Leiterspannungen des Drehstromnetzes und Auswertungseinrichtungen umfaßt, die die notwendigen Kompensationsströme ermitteln bzw. über Zündimpulsbildner für die Stromrichter die Einstellung des zeitlichen Verlaufes der drehstromseitigen Ströme bewirken (ältere Patentanmeldung P 26 44 682.2).

Gemäß dem älteren Vorschlag wird der Wirkanteil der Ströme des Kompensationsstellgliedes durch dessen Wirkleitwert-Sollwert bestimmt. Als Sollwert für die Blindströme des Kompensationsstellgliedes werden direkt und ohne Verzögerung die Summenmomentanwerte der Ströme der Verbraucher und eines zu diesem parallelen dreiphasigen Kondensators gemessen und um den Wirkanteil des Mitsystems der Verbraucherströme vermindert, wobei der Wirkanteil mittels eines Wirkleitwert-Umformers durch automatische Multiplikation einer dem Wirkleitwert des Verbrauchers proportionalen Größe mit Größen, die dem Zeitverlauf der Spannungen des Drehstromnetzes proportional sind, generiert wird. Die Größe der Sollwerte für den Wirkleitwert des Kompensationsstellgliedes bzw. derjenigen für die als Kompensationsstellglied eingesetzten Vierquadrantensteller wird durch eine Einrichtung zur Regelung der mittleren Spannung auf der Gleichstromseite der Vierquadrantensteller bestimmt. Weitere Einzelheiten smd der älteren Anmeldung zu entnehmen. Es ist festzuhalten, daß bei der vorgenannten Anwendung im Wirkleitwert-Meßumformer die Wirkanteile der Ströme zu ermitteln sind.

Das Problem, den zu einer periodischen Bezugsgröße proportionalen Anteil einer anderen Größe möglichst rasch zu ermitteln kann jedoch auch bei vielen anderen Steuerungs- und Regelungsaufgaben anfallen, z. B. bei der Ermittlung von Stromwärmeverlusten.

Soll gemäß obengenanntem Beispiel der resultierende Blindstrom eines Verbrauchers kompensiert werden, so kann der Zeitverlauf dieser Größe dadurch ermittelt werden, daß man vom Gesamtstrom den Wirkanteil abzieht. Der Wirkanteil /„, ist als derjenige Teil des Gesamtstromes definiert, der der Verbraucherspannung u im mathematischen Sinn proportional ist. Der restliche Strom (i—i_w) ist dann zu dieser Spannung orthogonal, d. h., das über eine volle Periode erstreckte Integral des Produktes u (i—U) hat den Wert Null, der Strom (i—iw) ist ein reiner Blindstrom. Der Wirkstrom bildet deshalb mit der Spannung einen Mittelwert der Leistung, Wirkleistung genannt, der mit der Wirkleistung des Verbrauchers identisch ist. Wie bekannt, ist diese Wirkleistung gleich dem Produkt aus den Effektivwerten von Wirkstrom I_w und Spannung U: p_w= U ■ I_w. Wegen, der Proportionalität zwischen Spannung i/und Wirkstrom /«.gilt

Iw _ *w

u U

und damit

U²

(Die Größen mit kleinem Buchstaben stellen gerichtete Größen dar.)

Diese Formel zeigt, daß man bei einer periodischen ίο Bezugsgröße u mit dem konstanten Effektivwert U die Bestimmung des zu u proportionalen Anteils einer anderen Größe / auf das Produkt aus der »Wirkleistung« dieser beiden Größen und der Bezugsgröße u zurückführen kann. Um die Wirkleistung bestimmen zu können, ist ein Integral über wenigstens eine volle Periode zu erstrecken. Den »neuesten« Wert der Wirkleistung erhält man, wenn man in jedem Augenblick das Integral des Produkts u ■ i, erstreckt über den gerade abgelaufenen Zeitabschnitt der Periodendauer T, auswertet Mathematisch ausgedrückt erhält man in jedem Augenblick t den »neuesten« Zeitwert der Wirkleistung P_w(t)nz.ch der Vorschrift

P.(i) = -7

Der Zeitablauf/,, des zu u proportionalen Anteils von / ergibt sich dann nach der eingangs genannten Beziehung

T-(P

u(t)

■!-

idt.

ι- Τ

wobei t/und Tvoraussetzungsgemäß konstant sind.

Bei einem bekannten Meßwertumformer der eingangs genannten Gattung (W. Leonhard »Diskrete Regelsysteme« B-I-Hochschultaschenbücher, S. 45—47) wird von der Größe ρ (t)= u ■ /in einem Summierer die gleiche, jedoch um die Periodendauer T verzögerte Größe, abgezogen. Das Ergebnis wird in einem Integrierer integriert. Man erhält dann das gewünschte Signal

T-P,

-J-

idt.

Der bekannte Meßwertumformer funktioniert nur unter der Voraussetzung, daß alle Elemente völlig fehlerfrei arbeiten. Jeder auch noch so kleine Fehler in der Arbeitsweise der drei notwendigen Funktionselemente kann durch die Integration zu beliebig großen Fehlern des Ausgangssignals anwachsen.

Aufgabe der Erfindung ist es, Meßwertumformer zur Ermittlung von einem (bzw. mehreren) proportionalen Anteil(en) des Phasenstromes bzw. der Phasenströme) zu einer (bzw. mehreren) periodisch oszillierenden elektrischen Bezugsgröße(n) einer (oder mehrerer) Phasenspannung(en), anzugeben, bei welchen das Ausgangssignal nur Fehler aufweist, die von vergleichbarer Größenordnung wie die Fehler der einzelnen Funktionselemente sind.

Die Lösung dieser Aufgabe besteht darin, daß ein gesteuert rücksetzbarer Integrator an den Ausgang des eingangsseitigen Multiplikators angeschlossen ist, der

mit der Periodendauer auf einen definierten Wert zurückgesetzt wird, daß ein mit der gleichen Periodendauer arbeitendes Abtast- und Halteglied und das Totzeitglied gemeinsam am Ausgang des Integrators liegen, wobei das erstere die Ausgangsgröße des Integrators direkt vor dessen Rücksetzen speichert, daß die Ausgänge des Abtast- und Haltegliedes, des Integrators und des Totzeitgliedes, letzterer invertiert, über einen Summierer an einen ersten Eingang eines ausgangsseitigen Multiplikators angeschlossen sind, an dessen zweitem Eingang die periodische Bezugsgröße liegt.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, daß durch die genaue Abstimmung der Funktionselemente auf eine Periodendauer der Bezugsgröße und insbesondere die Trennung der weiteren Auswertung vom Integrationsausgang durch das Abtast- und Halteglied eine Fehleraddition vorteilhaft vermieden wird.

Eine Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß als Totzeitglied ein durch Taklimpulse steuerbarer Serien-Analog-Verzögerungsschallkreis dient, dessen Taktimpulseingang am Ausgang eines eingangsseitig an den Rücksetzeingang für den Integrator angeschlossenen Frequenzvervielfachers liegt. Hiermit ist es vorteilhaft in einfacher Weise möglich, die Totzeit des Totzeitgliedes genau gleich einer Netzperiodendauer zu bemessen.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung zur Ermittlung der zu mehreren periodisch oszillierenden elektrischen Bezugsgrößen, mehreren Phasenspannungen proportionalen Anteil beliebiger Mehrphasenströme sind je Phase ein eingangsseitiger Multiplikator sowie ein ausgangsseitiger Multiplikator vorgesehen, wird dem rücksetzbaren Integrator die Summe der Ausgangsgrößen der eingangsseitigen Multiplikatoren zugeführt, liegt an den ersten Eingängen der ausgangsseitigen Multiplikatoren das Ausgangssignal des Summierers und werden den zweiten Eingängen die periodischen Bezugsgrößen zugeführt. Mittels dieser Erweiterungen ist der Meßwertumformer vorteilhaft beispielsweise bei einem Dreiphasensystem einsetzbar.

Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang des Integrators und dem digitalen Totzeitgiied sowie dem weiterhin angeschlossenen digitalen Abtast- und Halteglied ein OT-Bit-Analog-Digitalwandler liegt und ebenso vor die zwei weiteren Summierer ein erster und ein zweiter Digital-Analogwandler geschaltet sind, wobei der erste Digital-Analog-Wandler zwischen den Summierer und dem einen weiteren Summierer und der zweite Digital-Analog-Wandler zwiachen das weitere Totzeitglied und den als Inverter arbeitenden, ausgangsseitig an den einen weiteren Summierer angeschlossenen anderen weiteren Summierer geschaltet ist Dieses Ausführungsbeispiel zeigt, daß sich die Erfindung nicht nur mit analog arbeitenden Schaltungselementen, sondern vorteilhaft auch mit vorwiegend digital arbeitenden Schaltungselementen verwirklichen läßt

Betrachtet man das Zeitverhalten des Meßwertumformers für den Sonderfall, daß die Summer der Produkte u ■ i vom Wert Null auf einen konstanten Wert springt und vergleicht, wie zum nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiel näher erläutert ist, die ermittelte »Wirkarbeit« mit der wirklichen Arbeit, dem Integral über die Produktsummen der Eingangsgrößen, so stellt man eine Differenz fest Zum Ausgleich dieser Differenz besteht eine Ausgestaltung des Meßwertumformers darin, daß zur Ergänzung des den ausgangsseitigen Multipikatoren gemeinsam zugeführten Signales durch eine erste Komponente im Signalzug zu den ausgangsseitigen Multiplikatoren ein weiteres ^ri Totzeitglied liegt, dessen Totzeit den Wert k ■ T aufweist, wobei k eine Konstante ist, daß die Ausgangsgröße des weiteren Totzeitgliedes mit einem ersten Faktor verstärkt und in einem weiteren Summierer von dem gemeinsamen Signal abgezogen ίο wird, das zwecks Ergänzung durch eine zweite Komponente zunächst mit einem zweiten Faktor verstärkt wird.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung geht dahin, daß der erste Faktor und der zweite π Faktor gleich der reziproken doppelten Konstanten gewählt wird.

Gemäß einer anderen Ausgestaltung ist für die Konstante ein Wert von etwa 0,5 gewählt, was vorteilhaft ein besonders günstiges dynamisches Verhalten des Meßwertumformers zur Folge hat.

In weiterer Ausgesaltung des digital aufgebauten Meßwertumformers sind die Ausgänge der ausgangsseitigen Multiplikatoren an einen ausgangsseitigen Summierer angeschlossen, der aus den beiden ersten, den Multiplikatorausgängen entsprechenden Stromanteilen den zu einem Drehspannungssystem gehörenden dritten proportionalen Stromanteil bildet. Diese Ausgestaltung ist vorteilhaft zur Ermittlung der zu drei Bezugsgrößen, drei Phasenspannungen eines Drehspan-JO nungssystems, proportionale Anteile der Dreiphasenströme anwendbar. Durch den Einsatz eines Summierers wird hierbei ein ausgangsseitiger Multiplikator eingespail.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Strukturschaltbild eines bekannten Meßwertumformers,

F i g. 2 ein Strukturschaltbild einer ersten Variante des erfindungsgemäßen Meßwertumformers,

Fig. 3 ein Leistungs-Zeit-Diagramm für einen Sonderfall für die erste Variante nach F i g. 2,

F i g. 4 ein Strukturschaltbild einer zweiten Variante des erfindungsgemäßen Meßwertumformers und
Fig. 5 ein Leistungs-Zeit-Diagramm für die zweite Variante für einen Sonderfall entsprechend F i g. 3.
F i g. 1 ist bereits oben erläutert
Der erfindungsgemäße Meßwertumformer kann in analoger oder digitaler Schaltungstechnik hinsichtlich beider Ausführungsvarianten realisiert werden. Die erste Variante ist im Beispiel in Analog-Technik ausgeführt und soll anhand von F i g. 2 erläutert werden. An zwei Eingänge 101 und 102 eines Multiplikators 103 sind die Ausgänge von nicht dargestellten Meßwertgebern für den Strom i und die Spannung u angeschlossen, wobei am Spannungs-Eingang 101 ein erster Verzweigungspunkt 104 liegt Dem Multiplikator 103 folgt im Signalzug ein Integrator 105 mit einem Rücksetzeingang 106 und einem Löscheingang 107. Am Ausgang 108 des Integrators 105 liegt ein zweiter Verzweigungspunkt 109.

An den ersten Verzweigungspunkt 104 sind ein ausgangsseitiger Multiplikator 110 und ein Analog-Digitalschalter 111 angeschlossen, an dessen Ausgang ein monostabiles Kippglied 112 liegt Hinter dem letzteren befindet sich ein dritter Verzweigungspunkt 113, an den ein Verzögerungsglied 114 angeschlossen ist Diesem folgen in Signalflußrichtung ein vierter Verzweigungs-

punkt 115, ein Frequenzvervielfacher 116 und der Steuereingang 117 eines Totzeitgliedes 118, dessen Eingang an den zweiten Verzweigungspunkt 109 und dessen Ausgang an einen Inverter 119 angeschlossen ist.

Der dritte Verzweigungspunkt 113 ist zusätzlich mit den Steuereingang 120 eines Abtast-Haltegliedes 121 verbunden, an dessen Arbeitseingang der zweite Verzweigungspunkt 109 liegt. Der vierte Verzweigungspunkt 115 ist zusätzlich mit dem Rücksetzeingang 106 des Integrators 105 verbunden.

Der Ausgang des Inverters 119, der zweite Verzweigungspunkt 109 und der Ausgang des Abtast-Haltegliedes 121 sind an Eingänge 122 bis 124 eines Summierers 125 angeschlossen, dessen Ausgang 126, ebenso wie der erste Verzweigungspunkt 104, an einem entsprechenden Eingang des ausgangsseitigen Multiplikators 110 mit einem Ausgang 111 liegt, der mit einem nicht dargestellten Stromsollwertbiidner verbunden und weiter mit einem Zündimpulsbildner eines Halbleiter-Stellgliedes, z. B. eines Vierquadrantenstellers, verbunden ist.

Nachfolgend wird die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 erläutert:

Die Größen u und /werden auf die beiden Eingänge 101, 102 des Analog-Multiplizierers 103 gegeben, der steuerbare Integrator 105 bildet aus dem Eingangssignal u ■ /die Größe

Der Ausgang 126 des Summierers 125 liefert dann das gewünschte Signal P₁₁.

-r

i-r

^Γ) Γ η · idl +Γι/· idt -Γι/· IdI = Γ u ■ idl = T-P_n,

Ul - IIV G/ -1)7- / - T

Um den gesuchten Anteil /„des Stromes/zu erhalten,

κι wird im Multiplizierer 110 die Größe T- P₁₁- mit der Größe u multipliziert, das Ergebnis T ■ P₁₁. ■ u stimmt mit /„. bis auf den Faktor U² ■ T überein, der nachfolgend eliminiert werden kann.

Wenn die Größen uund /Mehrphasensysterne bilden,

ι? ist die Anordnung nur dadurch abzuwandeln, daß je Phase ein Multiplizierer 103 vorzusehen ist und daß dem Integrator 106 dann die Summe aller Produkte zuzuführen ist.

Betrachtet man das Zeitverhalten des vorbeschriebenen Meßwertumformers gemäß Fig. 2, z.B. für den Sonderfall, daß die Summe der Produkte u ■ /vom Wert Null auf einen konstanten Wert springt, so zeigt die Ausgangsgröße den in F i g. 3 dargestellten Zeitverlauf. Genau eine Periodendauer T nach der sprungartigen Änderung der Größe υ ■ /hat die Ausgangsgröße ihren stationären Endwert erreicht. Vergleicht man die »Wirkarbeit«

u-idt q =0; 1;2;

Zum Rücksetzen des Integrators 105 nach jeder vollen Periode Tauf den neuen Anfangswert Null dient der Analog-Digitalschaiter 111 und das monostabile Kippglied 112. Bevor der Integrator 105 zum Zeitpunkt qT, etwas verzögert durch das Verzögerungsglied 114 auf Null zurückgesetzt wird, übernimmt das Abtast-Halteglied 121 die unmittelbar vor dem Rücksetzen am Ausgang von Integrator 105 anstehende Größe

11

u ■ idt,

<q\)T

hält diesen Wert während der folgenden Periode und gibt ihn an den dritten einen Eingang 124 des Summierers 125 weiter, dessen zweiter Eingang 123 das Ausgangssignal des Integrators 105 erhält Dieses Ausgangssignal wird außerdem auf den Eingang des Totzeitgliedcs 118 mit nachgeschaltetem Inverter 119 gcgcucii. /-VlS lOtZciigucu vviru ein uUrCii ι äiCtimpülSc steuerbarer Serien-Analog-Verzögerungsschaltkreis in »Bucket-Brigade-Technik« verwendet Die Taktimpulse werden über den Frequenzvervielfacher 116 aus den Rücksetzimpulsen erzeugt, wobei der Vervielfachungsfaktor π gleich der Stufenzahl des Totzeitgliedes 118 ist, so daß die Totzeit genau gleich einer Netzperiodendauer ist Dem ersten Eingang 122 des Summierers 125 wird demnach das Signal

l-T

u ■

idt

zugeführt.

" J

P₁₁. dt

mit der wirklichen Arbeit

w=

so stellt man eine Differenz fest, die der Fläche zwischen den beiden in F i g. 3 dargestellten Kurven entspricht. In manchen Anwendungsfällen ist nicht nur zu fordern, daß der Meßumformer möglichst schnell den richtigen Wert der Wirkleistung liefert, sondern daß zusätzlich das Zeitintegral der Meßgröße

■γ j (P*-T) dt

mit dem Zeitintegral der Produktsumme der Eingangsgröße

idt

übereinstimmt

F i g. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel, mit dem diese Forderung erfüllt werden kann. Um zu zeigen, daß der Erfindungsgedanke sich nicht nur mit analog arbeitenden Schaltungselementen verwirklichen läßt, ist in Fi g. 4 eine Schaltung dargestellt die vorwiegend digital arbeitende Schaltungselemente enthält Die Funktionselemente sind analog zu den entsprechenden Elementen der in Fig.2 dargestellten Anordnung beziffert Der Schaltungsaufbau ist ähnlich demjenigen der Fi g. 2, so

daß Details bei der nachfolgend beschriebenen Wirkungsweise erläutert sind.

Die Gesamtleistung Σιι ■ i wird entsprechend der allgemein bekannten Aronschaltung mit den zwei Multiplizierern 103 und 103a gebildet, deren Ausgänge ■> als Summanden dem integrator 105 zugeführt werden.

Dem periodisch steuerbar zurücksetzenden Integrator 105 folgt ein /?;-Bit-Analog-Digita!-Wandler 130. Die Steuerimpulse für die Analog-Digital-Wandlung werden wie oben beschrieben im Analog-Digitalschalter 111 in und im Kippglied 112 erzeugt. Der Rücksetziinpuls für den Integrator 105 wird im Verzögerungsglied 114 um die Analog-Digital-Wandlungszeit verzögert. Die nachgeschalteten Funktionsgruppen 121, 125a bis 125e, 118 bilden auf digitaler Basis die Funktionen der analogen Funktionsglieder 121, 125, 118 in Fig.2 nach. Das Funktionsglied 121 als Abtast-Halteglied ist ein m-Bit-Parallelschieberegister. Das Funktionsglied 118 als Totzeitglied besteht aus π in Reihe geschalteten m-Bit-Parallelschieberegistern. Die Funktionsglieder als Summierer 1256 und 125c beinhalten m-Bit-Volladdierer, wobei in 125c zur Substraktion eine Komplementbildung erfolgen muß. Durch eine /77-Bit-Digital-Analog-Wandlung des Ausganges des Volladdierers 125b in einem Digital-Analogwandier 125<iwird das P„.-analoge Signal entsprechend dem Ausgang 126 des Summierers 125 in F i g. 2 gewonnen.

Mit/: · η in Reihe geschalteten m-Bit-Parallelschieberegistern 131, einem Digital-Analog-Wandler 132, einem Inverter 125e sowie dem dem Digital-Analog-Wandler \25d nachgeschalteten Summierer 125a mit den Bewertungsfaktoren c\ = Vi und es = 1 + V₂ wird die Gleichheit der Wirkarbeit

_w= J P_wU')df

und der wirklichen Arbeit

-/Σ.<η

zwischen stationären Zuständen erreicht die k ■ π in fteihc feadteiteten Psraltelschieberegistcr 13t stellen ei« weiteres Totzeitftied mit der Totzeit T, =» k ■ Tdar.

Zwischen den Parametern Ki, V₂ und T, = k ■ TsoW vorzugsweise folgender Zusammenhang bestehen

K, =

1
Ik

1
2 k

Ein hinsichtlich der allgemeinen Meßanforderung besonders günstiges dynamisches Verhalten und die Bedingung, daß k ■ η eine ganzzahlige Anzahl Register des weiteren Totzeitgliedes 131 sein muß, wird durch k = 0,5 erreicht, wobei für η die Bedingung einer geraden Zahl eingehalten werden muß. An den zweiten Eingängen der ausgangsseitigen Multiplikatoren 1 i0, 110a liegen die Leiterspannungen Ur 0 bzw. Us 0 als Bezugsgrößen. Die Multiplikatoren 110 und 110a und ein ausgangsseitig an deren Ausgängen liegender Summierer 133 bilden die zum Drehspannungssystem proportionalen Stromanteile:

/««. · U²T ■ 3 bzw.i_s,vLPT ■ 3 bzw. 1'Tw

■ 3 .

F i g. 5 zeigt die Wirkungsweise des Ausgleichsgliedes unter gleichen Voraussetzungen wie beim Beispiel von F i g. 3. Zur Zeit t = t\ wird p(t) = Σ υ ■ i sprungförmig aufgeschaltet. Die Differenzfläche zwischen p(t) und P_n{t) wird durch das Ausgleichsglied ausgeglichen. Das Integral der wirklichen Arbeit

/, + 3 r 2
J (/ · idt'

ist gleich dem Integral der Wirkarbeit

>i +im

J W

Nach t = /, +-That der ermittelte Wert P*den stationären Wert von P_w angenommen.

^4d Entsprechendes gilt für ein sprungformiges Abschalten von Σ u ■ i zur Zeit t = t₂ wobei der stationäre Wert

von PZ ebenfalls nach t = t₂ + -!Terreicht ist.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

Patentansprüche:

1. Meßumformer zur Ermittlung des zu einer periodisch oszillierenden elektrischen Bezugsgröße, einer Phasenspannung, proportionalen Anteiles eines Einphasenstromes (i) auf der Grundlage dei Gleichung