DE2522624A1 - Geraet zur messung elektrischer energie - Google Patents

Description

Gerät zur Messung elektrischer Energie

Die Erfindung betrifft allgemein die Messung des Wirkanteils elektrischer Energie. Die Erfindung enthält einen verbesserten Multiplikator zur Multiplikation von analogen Signalen, welche repräsentativ für die Stromstärke und Spannung in dem elektrischen System sind, dessen Energie gemessen wird.

Elektrische Energie (kWh) wird auch gegenwärtig noch mit dem bekannten Zähler mit einem Läufer in Form einer Scheibe gemessen. Weiterhin wurden auf dem Gebiet der Zähler Systeme vorgeschlagen, bei denen Geräte mit elektronischen Bauteilen und Pestkörperbauteilen zur Messung der Leistung und der Energie verwendet werden. Bei solchen Geräten ersetzen die elektronischen Bauteile und Pestkörperbauteile die übliche rotierende Scheibe.

509850/0711

Es wurde weiterhin kürzlich ein Gerät zur Zählung der von einem elektrischen System verbrauchten elektrischen Energie vorgeschlagen, das für jede in die Zählung aufgenommene Phase (einschließlich der einzigen Phase eines Einpha3en-Systems) getrennte Einrichtungen enthält, die ein analoges Eingangssignal erzeugen, welches die Spannung der gemessenen Phase darstellt, und weiterhin Einrichtungen enthält, die ein analoges Eingangssignal entsprechend der Stromstärke der gemessenen Phase liefern. Diese ersten und zweiten analogen Eingangssignale werden jeweils einzeln für die einzelnen gemessenen Phasen in einem Multiplikator-Netzwerk mit Zeitteilung weiterverarbeitet, welches die beiden analogen Signale multipliziert und am Ausgang des Multiplikators ein Signal in Form einer Impulsfolge abgibt, die impulsbreitenmoduliert und amplitudenmoduliert ist. Jeder Impuls stellt dabei die gesamte verbrauchte Momentan-Leistung im Falle eines Einphasen-System3 und die in einer einzelnen Phase verbrauchte oder momentane Teilleistung für ein Mehrphasen-System dar. Im letzteren Falle werden dann die verschiedenen Impulsfolgen für die momentane Teilleistung summiert, um Signale für die momentane Leistung des Gesamtsystems zu erhalten.

Diese Signale werden anschließend für das Gesamtsystem weiterverarbeitet. Die Impulse für die Gesamtleistung werden durch ein Tiefpaß-Filter in Ausgangssignale umgewandelt, welche den Mittelwert der im System verbrauchte»* Gesamtleistung darstellen. Dieses letztgenannte Signal für den Mittelwert der Gesamtleistung wird in einem Wandler für die Umwandlung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz weiterverarbeitet, der eine Folge von Signalimpulsen am Ausgang liefert, die jeweils einen quantisierten Betrag der elektrischen Energie darstellen. Ein Schrittschalter und ein Register führen die bekannten Funktionen der Summierung, Speicherung und Anzeige gemäß der zugeführten Folge von Ausgangsimpul3-signalen aus.

Die vorstehend erwähnten Multiplikatoren sind Multiplikatoren des Typs mit Rückkopplung und "Aufwärts-Abwärts-Integration", welche die analogen Eingangssignale zur Erzeugung einer Folge

509850/0711

von ausgangsseitigen Impulsen kombinieren, die mit einer Meßwertentnahmefrequenz (sampling frequency) aufeinanderfolgen, wobei die Ausgangsimpulse gemäß den eiagangsseitigen analogen Signalen amplitudenmoduliert und impulsbreitenmoduliert sind. Solche Multiplikatoren des Rückkopplungstyps erzeugen inhärente Phasenverschiebungsfehler in den ausgangsseitigen impulsbreitenmodulierten und impulshöhenmodulierten Signalen, wobei die Größe der Phasenverschiebungsfehler von dem Verhältnis der Meßwertentnahmefrequenz zur Frequenz der eingangsseitigen Analogsignale abhängig ist.

Bei einer gewöhnlichen Meßwertentnahmefrequenz von 10 kHz erzeugt der Multiplikator für Impulsbreiten- und Amplitudenmodulation eine Phasenverschiebung von etwa 1,5° bei einer Frequenz des analogen Signals von 60 Hz. Diese Phasenverschiebung von 1,5° kann einen Fehler des Multiplikators von etwa 5 % ergeben, wenn die Phasenverschiebung zwischen den beiden Eingangssignalen, die als Multiplikator und Multiplikant verwendet werden, 60° beträgt (dies entspricht einem Leistungsfaktor von 0,5).

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Zählergerät für elektrische Energie zu schaffen, das einen oder mehrere Multiplikatoren der vorstehend erörterten allgemeinen Art enthält, wobei jedoch keine Phasenverschiebungsfehler vorhanden sind.

Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, ein solches Gerät in einer Form mit Verwendung von Festkörperschaltungen zu schaffen, die in Form von monolithischen integrierten Bauteilen hergestellt werden können.

Erfindungsgemäß umfaßt jeder Multiplikator einen Komparator, durch den ein dreieckförmig veränderliches Signal und das erste analoge Eingangssignal des Multiplikators (gemäß den vorstehenden Ausführungen) zur Lldung einer Impulsfolge linear überlagert werden, die gemäß dem Vergleich des dreieckförmig veränderlichen Signals mit dem ersten analogen Signal impulsbreitenmoduliert ist, wobei weiterhin ein selektiv betätigter bipolarer elektro-

609850/0711

nischer Schalter zur Kopplung des zweiten analogen Signals des Multiplikators an den Multiplikator vorhanden ist und dieser bipolare Schalter durch die durch den Komparator-Multiplikator impulsbreitenmodulierte Impulsfolge betätigbar ist zur Bildung einer Impulsfolge am Multiplikatorausgang, welche die momentane Leistung darstellt und eine Vollweg-Amplitudenmodulation besitzt.

Zur Erzeugung des dreieckförmig veränderlichen Signals enthält der erfindungsgemäße Zähler einen Dreieckwellen-Generator (oder Sägezahn-Generator). Ein Gesichtspunkt der Erfindung besteht darin, daß dieser Sägezahn-Generator gemäß seinem Aufbau eine hohe Stabilität besitzt. Diese hohe Stabilität ist zurückzuführen auf besondere Merkmale, wie sie noch nachstehend mit weiteren Einzelheiten im Zusammenhang mit der Figur 4 erläutert werden.

Der bipolare Schalter des Multiplikators besitzt ebenfalls einen neuartigen Aufbau, wobei drei Ausführungsformen in dem Block 22 der Figur 1, in der Figur 5 und in der Figur 6 beschrieben werden.

Der Sägezahn-Generator und die verschiedenen Ausführungsformen des Multiplikators ermöglichen die Benutzung von komplementären Paaren von Metalloxyd-Siliziumtransistoren.

Weitere Aufgaben und verschiedene Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der nachstehenden ausführlicheren Beschreibung im Zusammenhang mit den Abbildungen.

Figur 1 zeigt eine schematische Darstellung einer Ausführungsform der Erfindung in einem Gesamtsystem zur elektronischen Zählung elektrischer Energie.

Figur 2 ist ein typisches Schaltbild für die Inverter, wie sie in Form eines Block-Schaltbildes in Figur 1 gezeigt werden.

Figuren 3a bis 3f zeigen Signalwellenformen an verschiedenen Punkten im Multiplikator gemäß Figur 1 für verschiedene Eingangssignal-Verhältnisse.

SG9850/0711

Figur 4 ist eine Schaltzeichnung für eine Form des Bezugssignal-Generators zur Erzeugung des Bezugssignals V₁₃, in Figur 1.

Figur 5 zeigt ein Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform eines Multiplikators gemäß der Erfindung.

Figur 6 ist ein Blockschaltbild einer weiteren alternativen Ausführungsform eines Multiplikators gemäß der Erfindung.

Nachstehend folgt eine Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung.

Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung in Kombination mit einer Anzahl von elektronischen Schaltungen in einem Gesamtsystem zur Messung der Leistung und der Energie. Die vorliegende Erfindung ist anwendbar auf die Messung der elektrischen Wirkenergie in einem elektrischen Einphasenoder Mehrphasen-System. Unter Verwendung der Methode nach dem Theorem von Blondel werden verschiedene Signalpaare erzeugt, wobei einee der Signale in einem Paar proportional zu einem Leitungsstrom und ein anderes Signal in dem Paar proportional zu einer Leitungsspannung ist. Dieses Verfahren und die Anzahl der Signalpaare, die zur Messung der Gesamtleistung in einem System mit einer gegebenen Anzahl von Phasen erzeugt werden müssen, wird noch ausführlich in der deutschen Patentanmeldung P 24 17 503.9 der Anmelderin beschrieben, die nachstehend al3 vorgenannte deutsche Patentanmeldung bezeichnet wird.

Figur 1 zeigt ein Paar von Eingangsanschlüssen 11 und 12, an denen eine Leitungsspannung V„ zugeführt wird. An einem Paar von Eingangsanschlüssen 13 und 14 wird eine Lextungsstromstärke Ip" zugeführt. Die Leitungsspannung V_p wird durch einen Potentialtrans format or 16 in ein erstes analoges Signal Iv umgewandelt, das über einen Widerstand Rl dem Eingang eines !Comparators 17 zuge_führt wird. Der Leitungsstrom Ip wird durch einen Strom-

509850/0711

transformator 18 transformiert und erscheint in Form von analogen Spannungen tv über dem Widerstand R2 und als.eine analoge Spannung +v (diese ist um 180 phasenverschoben gegenüber tv ) über dem Widerstand R3. Die analogen Signale tv und +v werden von den Eingängen 19 bzw. 21 den Eingangsanschlüssen 15 bzw. 20 eines bipolaren Schalters 22 zugeführt.

Der Komparator 17 erhält auch noch als Eingangssignal ein periodisch veränderliches Bezugssignal V^ von einem Sägezahn-Generator 23· Das Ausgangssignal des Komparators 17 ist eine lineare überlagerung der Eingangssignale iv und V_T und wird einem Umkehrverstärker (Inverter) 2k zugeführt. Das Ausgangssignal des Inverters 2H ist ein Signal G' und bildet ein Eingangssteuersignal für den bipolaren Schalter 22; es wird noch einem weiteren Inverter 26 zugeführt. Das Ausgangssignal des Inverters 26 ist das Signal G, das auch noch ein Eingangssteuersignal für den bipolaren Schalter 22 bildet.

Der Inverter 24 besitzt die Form nach Figur 2 und umfaßt ein Paar von komplementären Metalloxyd-Silizium-Feldeffekttransistoren (MOS-Feldeffekttransistoren) Ql und Q2, die in Form einer monolithischen integrierten Schaltung hergestellt werden können. Die Transistoren können Verbindungen im Inneren des Halbleiters zu dem Haltleitersubstrat (bulk connections) besitzen, wie dies schematisch in Figur 2 gezeigt ist, um die Kapazität für den Inverter mit sehr geringer Leistungsaufnahme möglichst gering zu machen. Der Aufbau des Inverters 26 ist identisch mit dem Aufbau des Inverters 2k und daher sind Einzelheiten des Aufbaus des Inverters 26 nicht abgebildet.

Der bipolare Schalter 22 enthält ein erstes Paar von komplementären MOS-Feldeffekttransistoren Q3 und Q¹J, die als ein erstes Schalterelement dienen, und ein zweites Paar von komplementären MOS-Feldeffekttx'ansistoren Q5 und Q6, die als ein zweites Schalterelement dienen. Der Transistor Q3 erhält an seinem Gitter das Signal G¹ und der Transistor Qh erhält an seinem Gitter das Signal G¹ in einer durch einen Inverter 27 um 18O° phasenverschobe-

609850/071 1

nen Form, so daß es die gleiche Phasenlage wie das Signal G besitzt. Der Transistor Q5 erhält an seinem Gitter das Signal G und der Transistor Q6 erhält an seinem Gitter das Signal G mit einer Phasenverschiebung von l80° durch einen Inverter 28, so daß es die gleiche Phasenlage wie das Signal G¹ besitzt.

Wenn das Signal G hoch oder positiv ist (G¹ ist dann entsprechend niedrig oder negativ), dann werden die Transistoren Q5 und Q6 eingeschaltet oder lassen den Strom durch, so daß das Signal ?v an den Ausgangsanschluß 29 gekoppelt wird.

In ähnlicher Weise lassen die Transistoren Q3 und Q4 den Strom durch, wenn das Signal G niedrig ist (so daß G' hoch ist) und es wird dann das Signal iv an den Ausgangsanschluß 29 gekoppelt.

Die Transistoren Q3 und Q4 sind komplementäre MOS-Feldeffekttransistoren, wobei der Transistor Q3 ein n-Kanal-Transistor und der Transistor Q4 ein p-Kanal-Transistor ist. In ähnlicher Weiee sind die Transistoren Q5 und Q6 komplementäre MOS-Feldeffekttransistoren und der Transistor Q5 ist ein n-Kanal-Transistor und der Transistor Q6 ein p-Kanal-Transistor. Die Transistoren Q3 bis Q6 wirken als Schalter zur Umschaltung des Analogeignals ν am Ausgangsanschluß 29, um das Ausgangssignal ν gemäß der breitenmodulierten Impulsfolge G (und G¹) zu bilden.

Die Arbeitsweise der Multiplikatoranordnung zur Erzeugung eines Ausgangssignals v_, bestehend aus einer Folge von Impulsen, die

et

gemäß einem der analogen Signale (v ) impulsbreitenmoduliert

Jl

sind und gemäß dem anderen analogen Signal (v ) amplitudenmoduliert sind, kann am besten anhand der Wellenformen nach den Figuren 3a bis 3f erläutert werden. Die Figur 3a zeigt eine Kurve der überlagerten Signale ν und ν_φ am Eingang des Komparators

Jv X

für den Fall, bei dem das eine analoge Signal ν = 0 ist. In diesem Falle erhält der Komparator nur das Bezugssignal Vm, da3 eine Dreieckwelle (Sägeζahnwelle) nach Figur 3a mit einer Frequenz f

ist. Das Ausgangssignal G des Inverters 26 für den Fall ν = 0

Jv

ist in Figur 3b gezeigt. Wie aus der Figur 3b ersichtlich, ist

509850/0711

das Ausgangssignal G eine symmetrische Impulsfolge der gleichen Frequenz f , welche durch den Sägezahn-Generator 23 für das Bezugssignal bestimmt ist. Das Signal G¹ am Ausgang des Inverters 2*1 ist in Figur 2 nicht besonders dargestellt und ist eine Impulsfolge symmetrisch zu der in Figur 3b gezeigten Impulsfolge, welche jedoch um l80° gegenüber der dort gezeigten Impulsfolge phasenverschoben ist. Das Tastverhältnis oder das Verhältnis T./Tg, wie es in der Impulsfolge in Figur 3b bezeichnet ist,wird aus der folgenden Gleichung (1) erhalten:

(D

Der aus den Transistoren Q3 bis Q6 bestehende Schalter wird durch die Signale G und G¹ gesteuert und erhält als Eingangssignale die zweiten analogen Signale iv und + v . Das Ausgangssignal ν des

VV "

bipolaren Schalters 22 ist daher eine Folge von Impulsen, die gemäß der Impulsbreite der Signale G und G¹ impulsbreitenmoduliert und gemäß den Amplxtudenänderungen der analogen Signale ν ampli-' tudenmoduliert sind. Eine Wellenform des Ausgangssignals ν des bipolaren Schalters 22 für den Fall ν = 0 ist in Figur 3c gezeigt. Unter Benutzung der Gleichung (1) kann der Momentanwert für das Signal V₀, in der Zeit
chung (2) ausgedrückt werden:

für das Signal V₀, in der Zeitperiode T^ durch die folgende Glei-

T_Q /2T_A N vv S - / A .1 _d xjr. ₍₂₎

Figur 3d zeigt eine Kurve der Größe von ν + V™ für den Fall, in dem ν_χ größer als 0 ist und die beiden Signale im Komparator 17 linear überlagert wurden.. Die Figur 3e zeigt das Signal G am Ausgang des Inverters 26 für die überlagerten Signale nach Figur 3d. Wie aus der Figur 3e ersichtlich, ist das Signal G gemäß den Änderungen des analogen Signals ν im, pulsbreitenmoduliert.

J\.

S09850/0711

Die Figur 3f zeigt eine Wellenform ähnlich der Wellenform in Figur 3c, jedoch für den Fall, in dem das analoge Signal ν_χ größer als 0 ist, wie er vorstehend im Zusammenhang mit den Figuren 3e und 3d erläutert wurde. Wie aus der Figur 3f ersichtlich, ist das Ausgangssignal v„ eine Folge von Impulsen, deren Impulsbreite gemäß den Änderungen des analogen Signals ν moduliert ist und deren Amplitude gemäß den Änderungen des analogen Signals ν moduliert ist.

Wie in Figur 1 gezeigt, bildet das Ausgangssignal v_ des bipolaren Schalters 22 ein Eingangssignal für ein summierendes Tiefpaß-Filter 31. Wenn das elektrische System, dessen Energie gemessen wird, ein Mehrpha3en-System ist, 30 daß eine Vielzahl von Multiplikatoren zur Multiplikation entsprechender Paare von Analogsignalen vorgesehen sind, dann bilden die Signale von diesen weiteren Multiplikatoren ebenfalls Eingangssignale für dae summierende Tiefpaß-Filter 31. Dies ist schematisch in Figur 1 durch die Schaltung 32 angedeutet, die in gestrichelten Linien gezeigt ist.

In der Anordnung nach Figur 1 erhält man nach der Integration der Momentanwerte von ν über eine Zeitperiode T_L am Ausgang des Summenbildungs-Tiefpaßfilters 31 das Signal V_p gemäß der folgenden Gleichung (3):

V_p = K₁VpIp cos F= K₂P (3)

Dabei bedeuten K^ und Kp Dimensionskonstanten, f ist der Phasenwinkel zwischen V_p und I_p, P ist die Wirkleistung und V_p und I_p sind die Effektivwerte der Signale an den Eingangsanschlussen 11, 12 und 13, 14.

Die Funktion des Wandlers 33 für die Umwandlung von Analoggrößen in eine Impulsfolgefrequenz besteht darin, die Wirkleistung (P) zu integrieren und zu quantisieren, die proportional dem Signal Vp ist. Dem Umwandler für die Umsetzung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz ist noch ein Binärteiler 34 zugeordnet, der

509850/071 1

durch einen Quarzoszillator 36 gesteuert wird, wie dies ausführlich in der vorgenannten deutschen Patentanmeldung P 24 17 503.4 ausgeführt ist. Wie ebenfalls dort im einzelnen erläutert, ist das, Ausgangssignal des Wandlers 33 eine Impulsfolge, bei der jeder Impuls einen quantisierten Energiebetrag darstellt, wie er durch die nachstehende Gleichung (4) gegeben ist:

W_q = K₃PT_q (4)

Darin bedeutet K, eine Dimensionskonstante und T die Quantisierungszeit. Daher liefert der Wandler 33 für die Umsetzung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz eine Folge von Impulsen an seinem Ausgang, wobei die Gesamtzahl der Ausgangsimpulse die elektrische Gesamtenergie des Systems darstellt. Der Ausgang des Wandlers 33 wird über ein Filter 37 mit niedriger Eckfrequenz (low cut-off) an den Eingang einer Anordnung 38 mit Binärteiler und Verstärker gekoppelt. Das verstärkte Ausgangssignal von dem Binärteiler und Verstärker 38 wird auf eine Einheit 39 mit Register und Anzeige gekoppelt, welche die Impulse summiert und eine Dezimalzifferanzeige betätigt, die beispielsweise die Gesamtleistung in kWh anzeigt. Eine geeignete Schaltung für die in dem Blockschaltbild der Figur 1 dargestellten Elemente wird ausführlich erläutert in der vorgenannten deutschen Patentanmeldung.

Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung besitzt das Sägezahnbezugesignal V™ eine Frequenz 1/T_Sj die etwa das 50- bis 100-fache der Netzfrequenz oder Leitungsfrequenz l/T,, für die Größen Vp und Ip beträgt. Zur Verbesserung dieses Aspekts der Erfindung wurde ein sehr stabiler Sägezahngenerator 23 zur Verwendung in Verbindung mit der Anordnung mit Multiplikator nach Figur 1 entwickelt. Dieser Generator 23 ist in Figur 4 abgebildet.

Der Sägezahn-Generator 23 der Figur 4 umfaßt einen Rechenverstärker 41 (Operatorverstärker). Sein nicht-umkehrender Eingang ist über einen Widerstand R4 mit einem Bezugspotential, beispielsweise Masee, verbunden, und zwischen seinen umkehrenden Eingang und den Ausgang ist an einem Anschluß 42 ein Kondensa-

S09850/071 1

tor Cl geschaltet. Der umkehrende Eingang des Rechenverstärkers Ml ist außerdem über einen Widerstand R5 an einem Anschluß 43 mit dem Ausgang eines bipolaren Schalters verbunden, der komplementäre MOS-Feldeffekttransistoren Q7 und Q8 und ein weiteres Paar komplementärer Feldeffekt-MOS-Transistoren Q9 und QlO umfaßt. Eine Quelle für ein positives Bezugspotential +V_R an einem Anschluß wird über die Transistoren Q7 und Q8 zu dem Ausgangsanschluß 43 durchgeschaltet,und in ähnlicher Weise wird eine Quelle für ein negatives Bezugspotential -V_R mit gleichem Betrag wie das Signal an einem Anschluß 46 durch die Transistoren Q9 und QlO zum

Ausgangsanschluß 43 durchgeschaltet.

Die Transistoren Q7 und Q8 werden gemäß dem Ausgangssignal eines NAND-Gatters 47 (NICHT-UND-Glied) geschaltet, dessen Ausgang unmittelbar mit dem Gitter des Transistors Q8 (dieser ist ein n-Kanal-MOS-Feldeffekttransistor) und Über einen Inverter (Umkehrstufe) 48 mit dem Gitter des p-Kanal-Transistors Q7 verbunden ist. In ähnlicher Weise wird das Umschalten der Transistoren Q9 und QlO gemäß dem Ausgangssignal eines weiteren NAND-Gatters 49 gesteuert, der unmittelbar mit dem Gitter des Transistors QlO und über eine Umkehrstufe 51 mit dem Gitter des p-Kanal-Transistors Q9 verbunden ist. Es ist ein Komparator 52 vorgesehen, bei dem ein Eingang über einen Widerstand R6 mit der positiven Bezugsspannung +V_R und der andere Eingang mit einem Anschluß 53 verbunden ist, der über einen Widerstand R7 mit dem Anschluß 42 am Ausgang des Rechenverstärkers 41 verbunden ist. Das Ausgangssignal des Komparators 52 bildet ein Eingangssignal für das NAND-Gatter 47 und der andere Eingang des NAND-Gatters 47 ist mit dem Ausgang des NAND-Gatters 49 verbunden. In ähnlicher Weise ist ein Komparator 54 vorgesehen, bei dem ein Eingang über einen Widerstand R8 mit der Quelle für das negative Bezugspotential -V_R verbunden ist und der andere Eingang mit dem Anschluß 53 verbunden ist. Das Ausgangssignal vom Komparator 54 bildet ein Eingangssignal zum NAND-Gatter 49, wobei der andere Eingang des NAND-Gatter3 49 mit dem Ausgang des NAND-Gatters 47 verbunden ist.

509850/0711

Wenn im Betrieb dem umkehrenden Eingang des Rechenverstärkers 41 eine konstante Eingangsspannung zugeführt wird, arbeitet dieser als Integrator, wobei das zeitliche Integral der Eingangsspannung mit umgekehrter Polarität am Ausgangsanschluß 42 erscheint. Bei einer konstanten Eingangsspannung ist daher das Ausgangssignal am Ausgangsanschluß ein linear ansteigendes Signal (linear ramp). Durch wechselndes Umschalten des Eingangs zum Integrator zwischen positiven und negativen Bezugsspannungen +V_R und -V_R mit gleichem Absolutbetrag der Amplitude erscheint am Anschluß 42 ein Signal Vm mit Sägezahnform oder Dreiecksform, wie es vorstehend im Zusammenhang mit der Figur 3a erörtert wurde. Es sei beispielsweise angenommen, daß das Ausgangssignal am Anschluß 42 gerade in Richtung positiver Spannungswerte ansteigt. Wenn eine vorgegebene positive Spannung am Komparator 52 erreicht ist, vergleicht der Komparator diese positive Spannung mit der an seinem anderen Eingang erscheinenden und über den Widerstand R6 zugeführten Spannung +V_R und erzeugt ein niedriges Ausgangssignal, das an einen der Eingänge des NAND-Gatters 47 gekoppelt wird. Unter der Annahme, daß das andere NAND-Gatter 49 einen hohen Schaltzustand am Ausgang besitzt, ist das Ausgangssignal am NAND-Gatter 47 hoch, wenn ein Eingangssignal zum NAND-Gatter 47 niedrig ist. Dieser hohe Schaltzustand an seinem Ausgang schaltet die Transistoren Q7 und Q8 ein, welche die Quelle für positive Bezugsspannung +V_R mit dem Anschluß 43 verbinden, welcher über den Widerstand R5 mit dem umkehrenden Eingang des RechenVerstärkers 4l verbunden ist. Gleichzeitig sind beide Eingänge zum NAND-Gatter 49 hoch und der Ausgang des Gatters 49 ist niedrig und daher werden die Transistoren Q9 und QlO gesperrt. Wenn die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers 41 den negativen Bezugswert -V_R erreicht, dann geht das Ausgangssignal am Komparator 54 auf einen niedrigen Wert und da jetzt beide Eingänge zum NAND-Gatter 49 niedrige Werte sind, geht der Ausgang des Gatters 49 auf einen hohen Wert und schaltet die Transistoren Q9 und QlO ein. Gleichzeitig sind beide Eingänge des NAND-Gatters 47 auf einem hohen Wert und daher geht der Ausgang auf einen niedrigen Wert und die Transistoren Q7 und Q8 werden gesperrt. Das Ausgangssignal des RechenVerstärkers 41 am Anschluß 42 steigt daher linear in Richtung auf einen positiven

609850/0711

Wert an. Der vorstehend beschriebene Zyklus wiederholt sich, so , daß das am Anschluß 42 erscheinende Signal eine Dreieckwelle ist, welche dadurch gebildet wird, daß der Eingang des Integrators abwechselnd zwischen positiven und negativen Bezugspotentialen mit gleicher Amplitude umgeschaltet wird.

Es kann gezeigt werden, daß die Amplitude von V_T praktisch unatihängig von der Änderung dee Wertes dee Widerstandes R5 und des Kondensators Cl oder von irgendwelchen anderen Bauteilen in der Schaltung ist, wenn die Beζugssspannungen +V_R und -V_R konstant g_ehalten werden. Die relative Änderung von Vm wird durch die Gleichung (5) gegeben:

dV dT_q άΚ_κ dC.

³- T^ + R^⁺ (Γ^{1 (5)}

T T R (Γ¹

_{T R} ig H₅ U₁

Für dV_R/V_R = ° bewirkt jede Änderung von R5 und/oder Cl eine kompensierende Änderung von To (der Zeitdauer für eine. Periode der Sägezahn- oder Dreieckwelle), um die Größe dVm/V"_T = 0 aufrechtzuerhalten. Eine Änderung von Tg bringt jedoch keinen bedeutungsvollen Fehler für die Multiplikatoranordnung nach Figur 1 mit sich.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Figur 5, die ein Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform der Multiplikatoranordnung gemäß der Erfindung nach Figur 1 zeigt. Diese alternative Ausführungsform erfordert keine getrennte Phasenumkehr des Steuersignals G wie im Falle der Ausführungsform nach Figur 1. Die analogen Signale iv und ίν und +v werden wie zuvor erzeugt.

χ y y

Wie zuvor werden das analoge Signal tv und das Sägezahn-Bezugasignal V_T in einem Komparator 56 linear kombiniert, dessen Ausgang zur Bildung des Signals G über eine erste Umkehrstufe 57 und eine zweite Umkehrstufe 58 gekoppelt ist. Es ist ein bipolarer Schalter vorgesehen, der ein erstes Schalterelement aus einem komplementären Paar von MOS-Feldeffekttransistoren QIl und Q12 und ein zweites Schalterelement aus einem weiteren Paar komplementärer M0S-Feldeffekttransi3toren Q13 und QlI umfaßt. Der bipo-

S0985Ö/0711

lare Schalter besitzt Eingangsanschlüsse 55 und 60, an denen die analogen Signale tv und +v zugeführt werden. Das Ausgangssignal ν erscheint an einem Ausgangsanschluß 59 der bipolaren Schalteranordnung. Das Signal G wird an die Gitter (gates) des n-Kanal-Tran3istors QIl und des p-Kanal-Transistors Q13 gekoppelt. Das Ausgangssignal einer Umkehrstufe 6l ist ein Signal G¹, das gegenüber dem Signal G um 180° phasenverschoben ist und an die Gitter des p-Kanal-Transistors Q12 und des n-Kanal-Transistors Ql¹J gekoppelt wird. Bei der Anordnung nach Figur 5 lassen die Transistoren QIl und Q12 Strom durch oder sind eingeschaltet, wenn das Signal G hoch ist und das Signal G¹ entsprechend niedrig ist. Wenn das Signal G niedrig ist und daher G¹ entsprechend hoch ist, dann sind die Transistoren Q13 und Ql4 eingeschaltet und die Transistoren QIl und Q12 sind ausgeschaltet. In dieser Weise bildet die Multiplikatoranordnung nach Figur 5 ein Ausgangssignal v„ in Form einer Folge von Impulsen, bei denen die Breite der Impulse gemäß der Breite der Impulse G moduliert ist und die Amplitude gemäß den Änderungen des anderen analogen Signals ν moduliert ist.

Es wird nunmehr Bezug genommen auf die Figur 6, die eine weitere Ausführungsform einer Multiplikatoranordnung als Ausführungsform der Erfindung zeigt. Gemäß dieeer Ausführungsform nach Figur 6 wird die Notwendigkeit zur Erzeugung der durch einen Transformator "um 180° gegeneinander phasenverschobenen Signale ν beseitigt.

Das erste analoge Signal tv und das Bezugssignal ν_φ werden linear

Jv X

in einem Komparator 62 überlagert, wobei der Ausgang des Komparators 62 über Umkehrstufen 63 und 64 zur Bildung des Ausgangssignals G gekoppelt ist.

Der Leitungsstrom I_p an den Anschlüssen 6o und 67 wird über einen Stromtransformator 68 gekoppelt und bildet das weitere analoge Signal tv über dem Widerstand R9. Da3 über den Schaltungszweigen 69 und 71 erscheinende Signal ίν wird den Anschlüssen 72 bzw. 73 einer bipolaren Schalteranordnung zugeführt. Die bipolare Schalteranordnung nach Figur 6 enthält vier Schalterelemente, die jeweils ein Paar komplementärer MOS-Feldeffekttransist.oren umfassen.

S09850/071 1

Ein Paar von komplementären Transistoren Q15 und Ql6 sind zwischen einen Eingangs ans chluß 72 und einen Aus gangs ans chluß 7^4 geschaltet. Ein zweites Paar von komplementären Transistoren Q17 und Ql8 sind zusammen über den Eingangsanschluß 72 und einen Anschluß 76 für ein Bezugspotential geschaltet (dieser kann mit Masse verbunden sein). Ein drittes Paar von komplementären Transistoren Q19 und Q20 sind zwischen den Bezugsspannungsanschluß und den Eingangsanschluß 73 geschaltet. Das letzte Paar von komplementären Transistoren Q21 und Q22 sind zusammen zwischen den Eingangsanschluß 73 und den Ausgangsanschluß 7*\ geschaltet. An den Gittern der Transistoren Q15, Q17, Q19 und Q21 wird das Signal G zugeführt. An den Gittern der Transistoren Ql6 und Q20 wird ein Signal G¹ (dieses ist 180° phasenverschoben gegenüber G) zugeführt, das dadurch erhalten wird, daß das Signal G über eine Umkehrstufe 77 gekoppelt wird. An den Gittern der Transistoren Ql8 und Q22 wird ebenfalls das Signal G¹ zugeführt, wobei hier das Signal G¹ von einer Umkehrstufe 78 erhalten wird, auf welche das Signal G als Eingangssignal gekoppelt wird.

Wie vorstehend ausgeführt, ist beim Betrieb der Anordnung das Signal G eine Impulsfolge, wobei die Impulsbreite gemäß den Änderungen des analogen Signals tv moduliert ist. Das am Ausgangsanschluß Jh gebildete Ausgangssignal v„ ist eine Impulsfolge, deren Impulsbreiten gemäß den Änderungen von G und deren Amplituden gemäß den Änderungen des zweiten analogen Signals tv moduliert sind.

Die bipolare Schalteranordnung arbeitet wie folgt: Wenn das Signal G hoch oder positiv ist, dann werden die Transistoren Q15 und Ql6 eingeschaltet und lassen den Strom durch und ebenso die Transistoren Q19 und Q20. Für diesen Betriebszustand sind die Transistoren Q17, Ql8, Q21 und Q22 ausgeschaltet oder gesperrt. Bei diesem Betriebszustand ist dann der Anschluß 73 über die eingeschalteten Transistoren Q19 und Q20 zum Anschluß 76 gekoppelt, der auf Massepotential liegt. Der Anschluß 72 wird über die eingeschalteten Transistoren Q15 und Ql6 an den Ausgangsanschluß 74 gekoppelt. Das am Ausgangsanschluß 7^ erscheinende Signal wird

SG98S0/Ö71 1

daher gemäß den Änderungen des Signals tv amplitudenmoduliert.

Wenn andererseits das Signal G niedrig ist, dann sind die Transistoren QI7 und Q18 und auch noch die Transistoren Q21 und Q22 eingeschaltet. Die Transistoren Q15, QI6, Q19 und Q20 sind gesperrt oder abgeschaltet. Bei diesem Betriebszustand ist der Anschluß 72 über die eingeschalteten Transistoren QI7 und QI8 zum Anschluß 76 gekoppelt, der auf Massepotential liegt. Der Anschluß 73 ist über die eingeschalteten Transistoren Q21 und Q22 zum Ausgangsanschluß 74 gekoppelt. Daher ist das Ausgangssignal v_ für

diesen Pall (Q ist niedrig) ein Signal, deseen Amplitude gemäß +v amplitudenmoduliert ist.

Für die Anordnung nach Figur 6 erhält man daher ein Ausgangssignal ν , dessen Impulsbreite gemäß den Änderungen von iv und dessen Amplitude gemäß einem weiteren analogen Signal iv moduliert sind. In der Ausführungsform nach Figur 6 werden diese beiden analogen Signale in einer bipolaren Schalteranordnung multipliziert, wobei es nicht erforderlich ist, daß der bipolaren Schalteranordnung zwei um 18O° untereinander phasenverschobene Signale tv und + v zugeführt werden.

f y

609850/0711

Claims (11)

1. Patentansprüche

   1/ Gerät zur Messung der von einem elektrischen Einphasen- oder Mehrphasen-System verbrauchten elektrischen Energie, dadurch gekennzeichnet, daß es umfaßt:

   a) für jede gemessene Phase: (1) eine Einrichtung (16) zur Erzeugung eines analogen wechselnden Eingangssignals(+V),

   ¹ j\

   dessen Amplitude die Spannungen der entsprechenden gemessenen Phase darstellt, und eine Einrichtung (18) zur Erzeugung eines wechselnden analogen Eingangssignals (+.V), dessen Amplitude die Stromstärke der entsprechenden gemessenen Phase darstellt, wobei der Signalwechsel mit der Frequenz der Kraftleitung des Systems erfolgt,

   (2) einen Multiplikator zur Erzeugung eines Multiplikator-Ausgangssignals (V) in Form einer Impulsfolge, die repräsentativ ist für das Produkt der Analogwerte der beiden analogen Eingangssignale des Multiplikators und daher den Mittelwert der momentan verbrauchten Leistung der entsprechenden gemessenen Phase darstellt, wobei diese ausgangsseitige Impulsfolge des Multiplikators gemäß einem ersten der beiden entsprechenden analogen Eingangssignale impulsbreitenmoduliert und gemäß dem zweiten der beiden analogen Eingangssignale amplitudenmoduliert ist, und

   b) für die einzelne gemessene Phase oder für die mehreren gemessenen Phasen gemeinsam_; (3) eine Tiefpaß-Filtereinrichtung (31) mit der die Ausgänge eines oder mehrerer Multiplikatoren verbunden sind, wobei das Tiefpaßfilter (31) eine ausgangsseitige Impulsfolge (V„) bildet, die repräsentativ ist für den Mittelwert der im System verbrauchten Gesamtleistung, (4) einen Wandler (33) zur Umwandlung von Analogwerten in eine Impulsfolgefrequenz zur Umwandlung der Impulsfolge entsprechend dem Mittelwert der Gesamtleistung des Systems in eine Folge von Ausgangsimpulsen, bei denen jeder Impuls repräsentativ für einen quantisierten Betrag (W ) der elektrischen Energie ist, und (5) eine Einrichtung (39) zur Zählung dieser für quantisierte Beträge (Wq) elektrischer Energie repräsen-

   SO985Ö/Ö711

   tativen Impulse und zur Erzeugung einer Anzeige proportional zu den summierten quantisierten Beträgen elektrischer Energie, wobei jeder Multiplikator einen Komparator (17) zur ^linearen überlagerung eines dreieckförmigen Signals (V ) oder Sägezahnsignals und des ersten analogen Signals(+V) enthält zur Bildung einer Impulsfolge, die gemäß dem Vergleichswert des Sägezahnsignals mit dem ersten analogen Signal impulsbreitenmoduliert ist, sowie einen selektiv betätigten bipolaren elektronischen Schalter (22) zur Kopplung des zweiten analogen Signals an den Multiplikator, wobei der bipolare Schalter (22) durch die vom Multiplikator und Komparator impulsbreitenmodulierte Impulsfolge betätigbar ist zur Bildung eines Multiplikatorausgangsimpulses (V) mit Vollweg-Amplitudenmodulation.
2. 2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es einen Sägezahngenerator (23) umfaßt, der einen Integrator (41) mit einem Eingang und einem Ausgang enthält sowie erste und zweite Bezugspotentialquellen (+V„, -V_R) mit gleicher Amplitude und entgegengesetzter Polarität und elektronische Schaltereinrichtungen (Q7-Q1O) zur abwechselnden und periodischen Kopplung der ersten und zweiten Bezugspotentialquelle an den Integratoreingang zur Erzeugung des Sägezahnsignals am Integratorausgang (42).
3. 3. Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die elektronische Schaltereinrich-r tung (Q7-Q1O) in einer Mitkopplungsschleife für den Integrator

   (41) enthalten ist, wobei diese Mitkopplungsschleife vom Ausgang (42) des Integrators zu seinem Eingang geführt ist und eine Selbsterregung des Sägezahnsignals gestattet, wobei die Rückkopplungsschleife in der Reihenfolge vom Ausgang des Integrators zu seinem Eingang einen ersten Komparator (52)₎ ein erstes logisches Gatter (47) und einen ersten elektronischen Schalterkreis (Q7, Q8) enthält, die eine erste Rückkopplungsschleife bilden, und weiterhin in der Reihenfolge vom Ausgang

   (42) des Integrators zu seinem Eingang ein zweiter Kompara-

   SG985 0/0711

   tor (54), ein zweites logisches Gatter (49) und ein zweiter elektronischer Schalterkreis (Q9, QlO) als zweite Teilrückkopplungsschleife vorgesehen sind, wobei der letztere Komparator (54) als ein Eingangssignal ein Signal entsprechend dem Äusgangssignal des Integrators (41) erhält und der erste Komparator (52) als weiteres Eingangssignal ein Signal entsprechend dem ersten vorgenannten Bezugspotential (⁺V_R) erhält und an seinem Eingang ein Ausgangssignal als Eingangssignal zum ersten logischen Gatter (47) vorhanden ist, der zweite Komparator (54) als weiteres Eingangssignal ein Signal entsprechend dem zweiten vorgenannten Bezugspotential (-V_R) erhält und an seinem Ausgang ein Signal als Eingangssignal zum zweiten logischen Gatter (49) vorhanden ist, wobei die logischen Gatter (47, 49) eine solche Querverbindung besitzen, daß der Ausgang des ersten Gatters (47) mit einem Eingang des zweiten Gatters (49) und der Ausgang des zweiten Gatters (49) mit einem Eingang des ersten Gatters (47) verbunden ist und bei einem hohen Schaltzustand des Ausgangs des ersten logischen Gatters (47) der Ausgang des zweiten logischen Gatters (49) auf einem niedrigen Schaltzustand und umgekehrt ist, wobei die erste elektronische Schalteranordnung (Q7, Q8) noch ein Befähigungs- und Hemmungssignal erhält, welches dem Ausgangssignal des ersten logischen Gatters (47) entspricht und bei ihrer Befähigung das erste Bezugspotential zu dem Integratoreingang durchläßt und die zweite elektronische Schalteranordnung (Q9, QlO) als Befähigungs- und Hemmungssignal ein Signal entsprechend dem Ausgangssignal des zweiten logischen Gatters (49) erhält und bei ihrer Befähigung das zweite Bezugspotential zum Eingang des Integrators (41) durchläßt.
4. 4. Gerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß jede Schalteranordnung ein komplementäres Paar von MOS-Feldeffekttransistoren enthält, wobei jedes komplementäre Paar mit zwei Eingangselektroden zur Befähigung und Hemmung der Umschaltung ausgestattet ist, an

   509850/071 1

   denen jeweils in ihrer Phasenlage entgegengesetzte Signale entsprechend den AusgangsSignalen des entsprechenden logischen Gatters zugeführt werden, wobei noch jedes komplementäre Paar mit einer Eingangselektrode für das Bezup-spotential (⁺V_R, -Vp) ausgestattet ist, an denen die entsprechenden Bezugspotentialquellen angeschlossen sind, und eine Ausgangselektrode besitzt, über die im befähigten Zustand des einen oder anderen komplementären Paars das durchgeschaltete Bezugspotentiäl an den Eingang des Integrators (^l) gekoppelt ist.
5. 5. Gerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß jede Schalteranordnung weiterhin eine Umkehrstufe (48₃ 5I) enthält, bei der ein Eingang mit dem entsprechenden logischen Gatter (^7₃ ^9) und ein Ausgang mit einer Befähigungs- und Hemmungseingangselektrode des entsprechenden komplementären Paars (Q7* Q8 und Q9, QlO) verbunden ist, wobei die andere Eingangselektrode zur Befähigung und Hemmung der Umschaltung unmittelbar mit dem Ausgang des entsprechenden logischen Gatters (47, ^9) verbunden ist und hierdurch die in ihrer Phasenlage entgegengesetzten Formen der entsprechenden Ausgangssignale der logischen Gatter erzeugbar sind.
6. 6. Gerät nach einem der Ansprüche 2, 3* 4 oder 5, dadurch gekennzei chnet, daß es einen Sägezahngenerator (23) mit einer Betriebsfrequenz enthält, die zwischen dem 50fachen und dem lOOfachen der vorgenannten Netzfrequenz der Kraftleitung arbeitet.
7. 7. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet , daß jeder bipolare Multiplikatorschalter in Form mindestens eines Paars von einander zugeordneten elektronischen Halbkreisen zur Umschaltung angeordnet ist, wobei jedes solches Paar von Halbkreisen gemeinsam mit einem Paar von Steueranschlüssen zur Befähigung

   S09850/071 1

   und Hemmung des UmsehaltVorganges, einem Paar von Eingängen zur Zuführung des durchzulassenden Signals und einem Paar von zusammengeschalteten Ausgängen verbunden ist, jeder bipolare Multiplikatorschalter Einrichtungen zur Zuführung von untereinander phasenverschobenen formen des jeweiligen vorgenannten zweiten analogen Eingangssignals zu den Steueran- * Schlüssen für Befähigung und Hemmung der Umschaltung eines ersten Paars von Halbkreisen enthält, und weiterhin Einrichtungen zur Zuführung von in ihrer Phasenlage entgegengesetzten Formen der entsprechenden Ausgangsimpulsfolge vom Multi plikator-Komparator zu den Eingängen für die durchzulassenden Signale eines solchen ersten Paars von Halbkreisen vorgesehen sind, wodurch jeder Halbkreis in einem solchen ersten Paar bei seiner Befähigung das entsprechende Multiplikator-Komparatorausgangssignal zu den Ausgängen dieses ersten Halbpaares durchläßt zur Bildung der ausgangsseitigen Impulsfolge des Multiplikators.
8. 8. Gerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , "daß jeder Halbkreis ein Paar komplementärer MOS-Peldeffekttransistoren umfaßt, wobei jedes solches Transistorpaar einzeln mit einer Steuerelektrode für die Befähigung und Hemmung einer Ausgangselektrode und mit zwei Elektroden für die durchzuführenden Signale ausgestattet sind, wobei in ihrer Phasenlage entgegengesetzte Formen der Ausgangsimpulsfolge des Multiplikator-rKomparators jeweils an die beiden Eingangselektroden eines Halbkreises des ersten vorgenannten Paars von Halbkreisen und ebenfalls an die beiden Eingangselektroden des anderen Halbkreises des ersten Paars von Halbkreisen gekoppelt sind.
9. 9. Gerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß es das vorgenannte erste Paar von

   Halbkreisen als einziges Paar von Schalterhalbkreisen entHalbkreise hält, wobei die Richtung des Stromdurchlasses für beide/gleich ist und noch Einrichtungen einschließlich eines Inverters zur

   509850/07 1 1

   Erzeugung des jeweiligen Multiplikator-Komparatorausgangssignals als eine Impulsfolge und eine Impulsfolge mit hier-■zu entgegengesetzter Phasenlage vorhanden sind, sowie eine Einrichtung zur unmittelbaren Zuführung der Impulsfolge ohne Phasenverschiebung zu einer Eingangselektrode des Elektrodenpaars des Halbkreises des ersten Paars und Einrichtungen einschließlich eines Inverters zur Zuführung einer in der Phasenlage entgegengesetzten Form der Impulsfolge zu der anderen Elektrode des Paars des letztgenannten Halbkreises, Einrichtungen zur Zuführung der in der Phasenlage entgegengesetzten Impulsfolge unmittelbar zu einer Eingangselektrode des Paars von Eingangselektroden des anderen Halbkreises des ersten Paars und Einrichtungen einschließlich eines Inverters zur Zuführung einer in der Phasenlage entgegengesetzten Form der Impulsfolge zur anderen Eingangselektrode des letztgenannten anderen Halbkreises vorgesehen sind.
10. 10. Gerät nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß es ein einziges Paar von Halbkreisen zur Umschaltung enthält, nämlich das vorgenannte erste Paar, wobei die Richtung des Stromdurchlasses in einem Halbkreis umgekehrt zur Richtung des Stromdurchlasses im anderen Halbkreis ist und noch Einrichtungen zur Erzeugung einer nichtphasenverschobenen Form der Ausgangsimpulsfolge des Multiplikator-rKomparators vorgesehen sind sowie Einrichtungen zur Zuführung dieser nicht-phasenverschobenen Form unmittelbar zu einem Paar der Eingangselektroden für das durchzuführende Signal dieses Halbkreises und auch des anderen Halbkreises und Einrichtungen einschließlich einoö Inverters zur Zuführung einer in der Phasenlage entgegengesetzten Form des Signals zu dem anderen Paar von Elektroden des vorgenannten einen Halbkreises und auch des anderen Halbkreises zur Durchführung der Signale vorgesehen sind.

    5 0 9 8 5 0/0711
11. 11. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet , daß es für jeden Multiplikator umfaßt:

    a) einen Transformator (68) mit einer Sekundärwicklung mit einem ersten und zweiten Anschluß, über dem das vorgenannte zweite analoge Signal (v ) in zwei in der Phasenlage entgep-engesetzten Formen vorhanden ist,

    b) wobei noch der jeweilige bipolare Multiplikatorschalter einen Satz von vier Paaren von komplementären MOS-Feldeffekttransistoren (Q15 - Q22) umfaßt, wobei jedes Paar eine linke und eine rechte Eingangselektrode für das durchzuführende Signal, eine Steuerelektrode zur Befähigung und Hemmung der Umschaltung und eine Ausgangselektrode besitzt, und die Tran-rsistorpaare so angeordnet sind, daß die Richtung des Stromflusses zwischen der linken und der rechten Elektrode eines Transistorpaars die gleiche für das erste und dr'tte Paar (Q15, Ql6 und Q19, Q20) und entgegengesetzt zur Richtung des zweiten und vierten Paars (Q17_a Ql8 und Q21, Q22) ist, wobei die Ausgangselektroden des zweiten und des dritten Paars miteinander und mit einem Punkt (76) mit einem festen Potential verbunden sind, die Elektroden zur Befähigung und Hemmung des ersten und zweiten Paars miteinander und mit dem ersten sekundärseitigen Anschluß des Transformators (68) verbunden sind und die Elektroden für Befähigung und Hemmung des dritten und vierten Paars miteinander und mit einem zweiten sekundärseitigen Anschluß des Transformators (68) verbunden sind, die Ausgangselektroden des ersten und vierten Paars miteinander verbunden sind und an ihnen die vorgenannte Ausgangsimpulsfolge des Multiplikators vorhanden ist, c)wobei noch eine Einrichtung (77, 7B) zur Zuführung des jeweiligen Multiplikator-Komparatorausgangssignals (G) in zwei in der Phase entgegengesetzten Formen zu den Eingangselektroden für das durchzuführende Signal der einzelnen Transistorpaare vorgesehen ist, wobei die vier linken Elektroden zur Zuführung einer Form des Signals mit gleicher Phase und die vier rechten Elektroden zur Zuführung der Form des Signals mit entgegengesetzter Phasenlage gekoppelt sind.

    509850/0711