DE1591963B2

DE1591963B2 - Elektronische multiplikationseinrichtung

Info

Publication number: DE1591963B2
Application number: DE19671591963
Authority: DE
Inventors: Jakob de Dipl.-Ing. Allenwinden Vries (Schweiz)
Original assignee: Landis and Gyr AG
Current assignee: Landis and Gyr AG
Priority date: 1967-09-14
Filing date: 1967-10-02
Publication date: 1973-01-11
Also published as: GB1186132A; JPS4823012B1; DK136742B; NL145114B; BE718938A; FR1581124A; US3602843A; DE1591963C3; AT278171B; NO126099B; CH462953A; NL6808637A; DK136742C; SE342919B; DE1591963A1

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Multiplikationseinrichtung nach dem Prinzip eines Impulsbreiten - Impulsamplituden - Modulations - Multiplikators, insbesondere zur Messung elektrischer Leistung, mit einem emittergekoppelten astabilen Transistor-Multivibrator zur Impulsbreiten-Modulation.

Elektronische Einrichtungen zur Leistungsmessung bilden in jedem Augenblick das Produkt aus den Augenblickswerten der Spannung und des Stromes, das zeitweilig auch negativ werden kann, und bilden den zeitlichen Mittelwert dieses Produktes über eine oder mehrere ganze Perioden.

Mit den bekannten elektronischen Leistungsmeßeinrichtungen sind kaum sehr hohe Genauigkeiten zu erreichen. Bei vielen Meßeinrichtungen dieser Art macht sich die zeitliche und temperaturabhängige Inkonstanz der verwendeten Halbleiterbauelemente störend bemerkbar. Dies gilt z. B. bei der Verwendung von Hallgeneratoren sowie bei der Bildung des Produktes χ · y nach der Beziehung

log (x ■ y) = log χ + log y,

wo Halbleiterelemente mit logarithmischer Kennlinie eingesetzt werden. Die Bestimmung des Produktes χ ■ y aus der Beziehung

4 χ ■ y = (x + yf — (x — yf

setzt Halbleiteranordnungen mit exakt quadratischen Kennlinien voraus.

Die Erfindung benutzt zum Aufbau einer hochgenauen und zeitlich konstanten elektronischen Multiplikationseinrichtung das Prinzip des Impulsbreiten-Impulsamplituden - Modulations - Multiplikators, bei welchem das Impulsbreiten-Impulspausen-Verhältnis einer Rechteckspannung proportional dem einen und die Amplitude der Rechteckspannung proportional

dem anderen Faktor des zu bildenden Produktes moduliert wird.

Eine bekannte Einrichtung dieser Art (Electronic Engineering, April 1963, S. 242 bis 245) besteht im wesentlichen aus einem symmetrischen emittergekoppelten astabilen Multivibrator, dessen Emitterströme zwecks Modulation des Impulsbreiten-Impulspausen-Verhältnisses mittels eines Differenzverstärkers erzeugt werden, an dessen einem Eingang der positive und an dessen anderem Eingang der negative Wert des einen Faktors liegen und dessen Nichtlinearität mit Hilfe einer Rückkopplung kompensiert wird, was einen erheblichen Aufwand erfordert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine elektronische Multiplikationseinrichtung nach dem Prinzip eines Impulsbreiten-Impulsamplituden-Modulations-Multivibrators mit ebenfalls einem emittergekoppelten astabilen Transistor-Multivibrator zu schaffen, bei der bei geringerem Aufwand eine höhere Meßgenauigkeit als bei der bekannten Einrichtung erreicht wird.

Zur Lösung der Aufgabe wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, daß dem Multivibrator zwei gesonderte Stromquellen zugeordnet sind, die aus je einem Transistor bestehen, dessen Kollektor an den Emitter des zugehörigen Transistors des Multivibrators angeschlossen ist und dessen Emitter über einen Widerstand an einer Batteriespannung liegt, wobei die Basen der beiden Transistoren der Stromquellen mit den beiden Enden der Sekundärwicklung eines Wandlers verbunden sind, deren Mittelanzapfung an einer konstanten Bezugsspannung liegt, und daß ferner ein Amplituden-Modulator vorgesehen ist, der aus zwei im Sekundärkreis eines Stromwandlers liegenden elektronischen Schaltern besteht, deren Steuerelektroden an den Multivibrator gekoppelt sind. '

Dadurch, daß die Emitterströme der beiden Transistoren des Multivibrators je einer besonderen Stromquelle entnommen werden und durch die beschriebene Art, wie die Ströme dieser Stromquellen gegensinnig von der Sekundärspannung des Spannungswandlers gesteuert werden, wird — ohne daß es dazu einer stabilisierenden Rückkopplung bedarf — ein wesentlich höheres Maß an Genauigkeit erreicht als bei der bekannten Einrichtung.

Vorzugsweise werden die zwei im Sekundärkreis des Stromwandlers liegenden elektronischen Schalter durch zwei Feldeffekt-Transistoren gebildet, die für die Genauigkeit der Messung des Produkts, insbesondere von Spannungs- und Stromwert bei kleinen Strömen, einen ausschlaggebenden Einfluß haben. Die Vorteile dieser neuen Schaltungsart bestehen darin, daß die Feld-Effekt-Transistoren im leitenden Zustand einen rein ohmschen Restwiderstand, also eine proportionale Spannungs-Stromkennlinie aufweisen und außerdem für beide Polaritäten gleich durchlässig sind. Die beschriebene Schaltung wird für viele Anwendungsfälle besonders einfach, wenn gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ein kornplementäres Paar dieser Feld-Effekt-Transistoren verwendet wird, weil deren Torspannungen stets in Phase sind und infolgedessen auf eine Umkehrstufe verzichtet werden kann.

Fehlspannungen, die infolge nicht idealer Ansteuerungen von Schaltvorgängen der Feld-Effekt-Transistoren entstehen, werden bei richtiger Auswahl der Transistoren symmetrisch und verschwinden bei einer gemäß der Schaltung nach der Erfindung anschließenden Filterung vollends, wodurch Fehler selbsttätig weitgehend ausgeschaltet sind.

Ein weiterer, beim Erfindungsgegenstand maßgebender Vorteil besteht darin, daß die Phasenfehler für Strom und Spannung durch geeignete Dimensionierung und gegenseitige Abstimmung des Strom- und Spannungswandlers gleich groß gemacht werden können, so daß der resultierende Fehler der Phase für Strom und Spannung gleich Null wird.

Zur Abstimmung der beiden Wandler aufeinander ist gemäß einer besonderen Ausbildung des Erfindungsgegenstandes ein Vorwiderstand in den Primärkreis des Spannungswandlers gelegt, durch dessen Einstellung bzw. Änderung der Phasenfehler des Spannungswandlers dem Stromwandler angepaßt werden kann.

An Hand einiger in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele wird der Erfindungsgegenstand nachstehend näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Diagramm,

Fig. 2 ein Blockschema,

Fig. 3 ein Schaltbild eines bekannten asymmetrischen emittergekoppelten Multivibrators, der in dem Schaltungsaufbau gemäß der Erfindung zur Anwendung kommt,

F i g. 4 ein Diagramm der Betriebsphasen des Multivibrators gemäß der Fig. 3,

Fig. 5 ein Gesamtschaltbild.

In der F i g. 1 ist ein Verfahren schematisch dargestellt, das die Bildung des Produkts einer Spannung mit dem zugehörigen Strom gestattet, und zwar in der Weise, daß am Ausgang der Schaltung eine Spannung entsteht, welche ein Maß für den durch die Spannung und den Strom bestimmten Leistungsfluß darstellt.

Durch einen später zu beschreibenden Modulationsgenerator wird eine in der Fig. 1 dargestellte symmetrische Rechteck-Impulsfolge erzeugt, bei der also die Impulsdauer und die Pausendauer jeweils gleich der halben Periode V₂ T sind, wobei mit T die Periode bezeichnet ist. Verändert man durch entsprechende Einstellung der Modulationsvorrichtung die Impulsdauer um einen zu der einen Meßgröße U₁ proportionalen Betrag At = Ic₁U₁, wobei U₁ beispielsweise eine Gleich- oder Wechselspannung sein kann, und ordnet man entsprechend die Amplituden der Impulsfolge während dieser vergrößerten Impulsdauer

V₂T + Jc₁U₁ = T_a

der positiven zweiten Meßgröße +k₂U₂ zu, wobei die Größe U₂ ebenfalls eine Gleich- oder eine Wechselspannung sein kann und Zc₁ und k₂ Proportionalitätskonstanten sind, und ordnet man weiterhin die Amplitude während der Pausenzeit T — T_a = T_b der negativen zweiten Meßgröße — Ic₂U₂ zu, so ist der Spannungsmittelwert U_n,, gemittelt über die Periode T, gleich der Differenz der Spannungs-Zeit-Flächen F₁ und F₂, dividiert durch die Periodendauer T.

Infolgedessen ist

U_n =

A₂IZ₂

(V₂T + Zc₁ U₁) - [T- (V₂T + Zc₁ LZ₁)J =

_ Ik₁U₁-U₂U₂

Da die Faktoren 2Ic₁Ic₂ Proportionalitätskonstanten bedeuten und im Nenner die Periode T steht, die ebenfalls als konstant vorausgesetzt wird, ist somit der Spannungsmittelwert U_n, proportional dem gesuchten Produkt U₁-U₂.

Beispielsweise kann nun U₁ proportional der Netzspannung und U₂ proportional dem Netzstrom sein oder umgekehrt. Bei Wechselstrom muß die Periodendauer T allerdings klein sein gegenüber der Netzperiode von 20 ms oder den Perioden der noch ins Gewicht fallenden Oberwellen. Gemäß dem Ausführungsbeispiel für Netzfrequenz ist vorgesehen, daß die Periode T zwischen 0,1 und 1 ms entsprechend einer Frequenz der Modulationsimpulse zwischen 1 und 10 kHz ist.

In F i g. 2 ist ein Blockschaltbild dieser Multiplikationsmethode dargestellt.

Zur Produktbildung von Strom und Spannung wird einem Impulsbreiten-Modulator 1 die eine Meßgröße, insbesondere die Spannung U, als Einzelmeßwert und einem über einen Verstärker 2 mit dem Impulsbreiten-Modulator verbundenen Amplituden-Modulator 3 die andere Meßgröße, insbesondere der Strom /, als Einzelmeßwert zugeführt. In den Ausgang des Amplituden-Modulators 3 ist ein Filter 4 geschaltet, welches den Mittelwert der Leistung über die Periode T der Impulsfrequenz bei Gleichstrom und bei Wechselstrom gleichzeitig über die Periode des Wechselstromes bildet.

Impulsbreiten-Modulator 1 gibt eine Impulsspannung ab, deren Verhältnis von Differenz zu Summe von Impulsbreite und Impulspause mit dem Spannungswert U₁ moduliert ist, wobei nach der F i g. 1 gilt:

.. T_a-T_b ₌ Ik₁U₁

T_a+T_b T '

Im Amplituden-Modulator 3 wird die Impulsbreiten-modulierte Impulsfolge entsprechend dem Strom I in der Amplitude moduliert, wobei das Vorzeichen der Amplitude im Takt der Dauer der Rechteck-Impuls-Spannung während der Dauer der Impulse positiv und während der Pausen negativ gesteuert wird.

In Fig. 3 ist das Schaltschema des für den vorliegenden Anwendungszweck vorgesehenen asymmetrischen emittergekoppelten astabilen Transistormultivibrators im Impulsbreiten-Modulator dargestellt. Mit T₁ und T₂ sind die beiden Transistoren bezeichnet. /_C3 und J_C4 bedeuten zwei Ströme, die aus entsprechenden Stromquellen fließen, und zwar abwechselnd durch je einen der Transistoren T₁ oder T₂.

Ist beispielsweise der Transistor T₁ leitend und der Transistor T₂ gesperrt, so fließt der Strom /_C3 durch den Transistor T₁ und den Widerstand R_g zur Spannungsquelle —E_g. Der Strom I_n fließt über einen Kondensator C₁ ebenfalls durch den Transistor T₁ und läßt hierbei den Kondensator C₁ auf. Durch den Aufladevorgang des Kondensators C₁ verändert sich jedoch die Emittervorspannung des Transistors T₂ in dem Sinne, daß dieser plötzlich leitet und gleichzeitig der Transistor T₁ gesperrt wird. Infolgedessen fließt nunmehr der Strom J_C4. durch den Transistor T₂ über den Widerstand jR_c zur Spannungsquelle — U_B. Gleichzeitig fließt der Strom /_C3 durch den Kondensator C₁ ebenfalls über den Transistor T₂ und den Widerstand R_c zur negativen Spannungsquelle — U_B, wobei er den Kondensator C₁ im entgegengesetzten Sinne auflädt. Sobald die Spannung am Emitter des Transistors T₁ größer als Null werden will, beginnt T₁ plötzlich leitend zu werden, und T₂ sperrt ebenso schnell, so daß der Schwingzyklus neu beginnen kann.

Je nach Bemessung der Widerstände, insbesondere des Widerstandes R_g, sowie der Emitterströme und der Emitter-Basis-Spannungen läßt sich der Ladezyklus des Kondensators C₁ in geeigneter Weise festlegen bzw. verändern.

In der F i g. 4 ist ein Zeitdiagramm der Spannungen U_B1 und U_E2 an den Emittern der Transistoren T₁ und T₂ (F i g. 3) gegen Erde während eines solchen Ladezyklus dargestellt. Die Differenz der beiden Spannungen U_n und U_E2 ergibt die Spannung über dem Kondensator C₁. Dabei bedeutet h = Jc3 + Ic* und U₁ = I_Ci/I_Ei (bzw. a₂ = /_C2//_£2) den Stromverstärkungsfaktor des Transistors T₂ bzw. T₂, wobei I_E1 (bzw. I_E2) die entsprechenden Emitterströme und J_C1 bzw. /_C2 die Kollektorströme der Transistoren T₁ bzw. T₂ bezeichnen.

Bedeutet T₁ die Zeit, während welcher der Transistor T₁ leitend, und t₂ die Zeit, während welcher der Transistor T₂ leitend ist, so gilt für diese Zeiten nach der Fig. 4:

U =

¹CA-

wenn a_x = a₂ = 1 und U_EB1 = U_Ebz ·
Für t₂ gilt Entsprechendes:

h =

Aus den beiden letzten Beziehungen für f_x und t₂ folgt:

h ~ h _ Ic* ~ ^C3

ij. + ί₂ -«C3 + •'C4

Gemäß den vorstehenden Formeln für die Ladezeiten des Kondensators C₁ ergibt sich als Grundfrequenz f_a für den Multivibrator, wenn die beiden Ströme J_C3 und J_C4 einander gleich sind, was der Fall sein soll, wenn sie noch nicht moduliert sind:

f =J-

^Ja 2t

wenn I_ER

U_E

■g — ^EB-

Der emittergekoppelte Multivibrator kann als Impulsbreiten-Modulator verwendet werden, wenn der eine Strom J_C3 durch die Spannung U folgendermaßen beeinflußt wird, wobei U₀ eine konstante Bezugsspannung sei:

7 -= ^U° ~^U
⁰³ R '

Der andere Strom J™ habe die Form:

_U₀

Claims

Patentansprüche:

1. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach dem Prinzip eines Impulsbreiten-Impulsamplituden - Modulations - Multiplikators, insbesondere zur Messung elektrischer Leistung, mit einem emittergekoppelten astabilen Transistor-Multivibrator zur Impulsbreiten-Modulation, dadurch gekennzeichnet, daß dem Multivibrator (T₁, T₂, C₁) zwei gesonderte Stromquellen (/_C3, I_C4) zugeordnet sind, die aus je einem Transistor (T₃, T₄) bestehen, dessen Kollektor an den Emitter des zugehörigen Transistors (T₁ bzw. T₂) des Multivibrators (T₁, T₂, C₁) angeschlossen ist und dessen Emitter über einen Widerstand (R₃ bzw. A₄) an einer Batteriespannung (+) liegt, wobei die Basen der beiden Transistoren (T₃, T₄) der Stromquellen mit den beiden Enden der Sekundärwicklung eines Wandlers (5) verbunden sind, deren Mittelanzapfung an einer konstanten Bezugsspannung (U₀) liegt, und daß ferner ein Amplituden-Modulator (3) vorgesehen ist, der aus zwei im Sekundärkreis eines Stromwandlers (6) liegenden elektronischen Schaltern (Ts, T₉) besteht, deren Steuerelektroden an den Multivibrator (T₁, T₂, C₁) gekoppelt sind.

2. Elektronische Multiplikationseinrichtungnach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwecks Stabilisierung der Bezugsspannung (U₀) für die Stromquellen (T₃, R₃, T₄, R₄) eine temperaturkompensierte Zenerdiode (D₁) einerseits an eine Spannungsquelle und andererseits über einen Widerstand (R₉) an ein Null-Potential (0) geschaltet ist.

3. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwecks zusätzlicher Feineinregulierung der durch die Zenerdiode (D₁) festgelegten Bezugsspannung und zur Justierung der Meßkonstanten ein fein einstellbares Potentiometer (P₁) parallel zur Zenerdiode (D₁) gelegt ist.

4. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgriff des Potentiometers (P₁) mit der Basis eines Emitterfolgers (T₅) verbunden ist, dessen Kollektor über einen Widerstand (R₁) an die Batteriespannung geschaltet ist, und dessen Emitter einerseits über einen Widerstand (R₆) am Nullpotential (0) liegt und andererseits mit der Mittelanzapfung des Spannungswandlers (5) verbunden ist, wobei die Basis-Emitter-Spannung (U_BE5) des Emitterfolgers (T₅) die Emitter-Basis-Spannungen (U_EB3) bzw. (U_EB4) der Transistoren (T₃, T₄) kompensiert.

5. Elektronische Multiplikationseinrichtungnach Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die ohmschen Vorwiderstände (R₃, R₄) als temperaturempfindliche Präzisionswiderstände ausgebildet sind.

6. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Multivibrator unsymmetrisch ausgebildet ist.

7. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärwicklung des Stromwandlers (6) mit zwei gleichen, in Serie geschalteten Widerständen (R₁₆, R₁₁) belastet ist, wobei zwischen das eine Wicklungsende und Potential Null ein erster Feld-Effekt-Transistor (T₈) und zwischen das andere Wicklungsende und Potential Null ein zu diesem komplementärer Feld-Effekt-Transistor (T₉) geschaltet ist.

8. Elektronische Multiplikationseinrichtungnach Anspruch 1 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß die die Sekundärwicklung des Stromwandlers (6) belastenden Widerstände (U₁₆, R₁₁) temperaturunabhängige Präzisionswiderstände sind.

9. Elektronische Multiplikationseinrichtungnach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in den Ausgang der Schaltung ein Filter (L, C₄) geschaltet ist.

10. Elektronische Multiplikationseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwecks Abstimmung der Phasenverschiebungen der beiden vorgesehenen Wandler (5, 6) aufeinander in den Primärkreis des Spannungswandlers (5) ein veränderbarer Vorwiderstand (R_v) gelegt ist.