NO126099B - - Google Patents

Description

Elektronisk multiplikasjonsanordning.

Den foreliggende oppfinnelse vedrbrer en elektronisk multiplikasjonsanordning, fortrinnsvis for overvåkning av den elektriske effekten i en elektrisitetsmåler.

Den elektriske effekten N av en vekselstrom kan beregnes ved

hjelp av fblgende formel:

i hvilken formel I betegner maksimalstrommen, U maksimalspen-ningen og cos^ faseforskyvning- eller effektfaktoren.

Denne formel gjelder imidlertid kun for harmoniske svingninger i spenning og stromstyrken, hvilket spenningen således kun har en eneste frekvens.

Vil man ta hensyn til de i hvert enkelt tilfelle forekommende oversvingninger, må man danne et uttrykk for momentaneffekten U«I hvorved således U betegner momentanspenningen og I betegner momentanstromstyrken. Momentaneffekten kan således også bli negativ i lopet av en periode. Det totale energiforbruk oppnår man ved integrasjon av momentaneffekten, hvorved således de negative andelene av effekten U • I subtraheres. Det er derfor viktig at man ved multiplikasjonsmetoden påser at verdien av produktet i hvertdyeblikk får riktig fortegn.

Fra tidligere og kjente multiplikasjonskoblinger som kun gir den absolutte verdi av effekten, slik at det er nodvendig å skaffe opplysninger om fortegnet for strom og spenning ved hjelp av andre koblingsanordninger, vanligvis i form av terskelverdi-koblinger, hvor fortegnet for produktet (momentaneffekten)

kan utledes ved hjelp av en såkalt logisk kobling. Alle slike koblingsanordninger er imidlertid meget kompliserte.

Det er også kjent at for eksempel krav til noyaktighet ved en elektrisistetsmåler er betydelig meget storre innenfor området for de laveste effektene og derfor også storre enn ved tilsvarende direktmålende instrumenter innen noyaktighetskiassen I, innen hvilken nøyaktigheten angitt til ± 1%/ beregnet på maksi-malutslaget på instrumentets skala. Ved en elektrisitetsmåler må nemlig den relative feil, dvs. feilen beregnet i prosent av momentaneffektverdien og ikke maksimalverdien for målerens målområde, ved en effekt på 5% av maksimaleffekten ligge under 1 å 2%, hvilket innebærer at nøyaktigheten ved 5% av maksimaleffekten blir ca. 20 ganger så hoy som ved et direktmålende instrument i noyaktighetskiassen I. Til dette kommer kravet om stabilitet av noyaktigheten, som må forbli uforandret i lbpet av ca. 20 år.

De ovenfor gitte meget store krav til noyaktighet, hvilke må stilles til en elektrisitet smålers effekt funksjon, har vist seg meget vanskelige å tilfredsstille med hittil kjente anordninger. Særdeles har man ved kjente anordninger iaktatt ulemper, at de, på grunn av anvendelse av konstruksjonselement i form av halv-ledere med disses sterkt tids- og temperatur beroende karakteristikker, ikke evner å opprettholde nevnte kriterier. Dette gjelder for eksempel ved anvendelse av Hall-generatorer, videre ved dannelse av produktene X«Y i folgende formel: for hvis benyttelse man må anvende halvlederelementenes nærmest logaritmisk formede karakteristikker. Man har også foreslått å anvende halvlederelementer med tilnærmelsesvis kvadratisk karakteristikk og bestemme produktet i folgende formel:

Men heller ikke denne metoden har vist seg å gi den onskede hbye grad av noyaktighet.

Formålet med den foreliggende oppfinnelse er å eliminere disse ulemper og å skape en elektronisk måleanordning for elektrisk effekt, hvilken anordning med minst mulig oppbydelse av elektriske detaljer skal muliggjbre hby nøyaktighetsgrad og kunne arbeide upåklagelig i lbpet av meget lange tidsrom.

Ifblge oppfinnelsen anvendes det en elektronisk multiplikasjonsanordning, ifblge prinsippet for multiplikati<y> modulasjon av amplitudetypen ved benyttelse av pulsvarigheten og interpulsvarigheten, særlig for måling av elektrisk effekt, med en emitterkoblet, ikke stabil transistormultivibrator, og oppfinnelsen kjennetegnes ved at to separate strbmkilder er tilkoblet til transistormultivibratoren, hver og en bestående av en transistor hvis kollektor er tilkoblet til emitteren i den tilhbrende inn-gående transistoren, i multivibratoren, og hvis emitter over en motstand er tilkoblet til batterispenning, hvorved basene for de to forstnevnte transistorene i strbmkildene er forbundet med de to endene av sekundærvindingen til en inngangstransformator med midtpunktuttak, som er tilkoblet til en konstant referansespenning.

En ytterligere utvikling av denne anordning består i at referanse-spenningskilden ikke er direkte forbundet med midtpunktsuttaket på sekundærviklingen for spenningsomformeren, men at en emitterfolger er innkoblet mellom disse organer og er anordnet for med sin spenning mellom basis og emitter å kompensere for spenningen mellom basis og emitter på begge strømkildenes transistorer så-vel som endringer i denne spenning på grunn av temperaturinn-flytelse.

Anvendelsen av amplitudemodulasjon ifblge Mark og Space, eller

med andre ord en amplitudemodulasjon som virker i takt med pulsvarigheten ag varigheten av interpulsene for multiplikasjon av to størrelser f.eks. en strømstyrke og spenningsfallet i den krets, gjennom hvilken strømmen flyter, er allerede i og for seg kjent. Ved hittil kjente koblingsanordninger består imidlertid modulatoren ifolge Mark og Space, nedenfor betegnet som en MS-modulator, i det vesentlige av en astabil multivibrator i symmetrisk emitterkobling. Emitterstrommene genereres ved hjelp av en differensialforsterker, og det anvendes tilbake-kobling for linearisering. Dette innebærer en betydelig kompli-kasjon i forholdet til anordningen ifolge oppfinnelsen som gir den fordel at emitterstrommen genereres ved hjelp av som strøm-kilder virkende transistorer, nemlig slik at mangel på lineariteten på denne måte kan kompenseres på en ytterst enkel men likevel effektiv måte.

En kjent koblingsanordning med en amplitudemodulator, koblet

efter en MS-modulator, kan med fordel modifiseres slik at de nødvendige elektroniske strømbrytere dannes av to felteffekttransistorer, noe som gir en utslagsgivende innflytelse på målingen av det ved multiplikasjon frembrakte produkt, og dette gjelder i spesielt hby grad når dette produkt dannes av en spennings-verdi og en svak strømstyrke. Fordelene ved denne nye koblings-art består i at denne felteffekttransistor i ledende tilstand representerer en rent ohmsk motstand, dvs. har en helt proposjor-nell karakteristikk for spenningen med hensyn til strømstyrken og videre er i like grad gjennomtrengelig for strom i begge retninger. Den nevnte koblingsanordning blir enkel i de aller

fleste anvendelsestilfeller, særlig hvis man ifblge en spesiell fordelaktig form av oppfinnelsen anvender et komplementært par av felteffekttransistorer, efter som deres sperre-spenninger stadig ligger i fase og eftersom man på grunn av dette kan unn-være et spesielt spenningsvendningstrinn.

De spenningsfell som kan oppstå på grunn av at styringen av felteffekttransistorene ikke alltid skjer under ideelle forhold, blir, hvis man velger transistorene på riktig måte rettet mot hverandre og symmetriske, og disse feil kompenserer således hverandre. Virkningene av disse forsvinner fullstendig ved anvendelse av koblingsanordningen ifblge oppfinnelsen. De bvrige feil som kan forekomme, er små i forhold til de nettopp nevnte, og resultatet blir derfor at det kun forekommer forsvinnende små feilstbrrelser.

En annen meget betydningsfull fordel med oppfinnelsen er at fasefeilen mellom strbm og spenning kan gjbres like stor for hver av transistorene, hvis man dimensjonerer dem på riktig måte og avstemmer strbm- og spenningsomformeren på riktig måte.

Den resulterende feil angående faseforholdet mellom strbm og spenning blir derfor også praktisk talt forsvinnende.

Ifblge en ytterligere forbedring av anordningen ifblge oppfinnelsen kan inngangstransformatoren utgjbres av en spenningstransformator, og at en variabelt forkoblingsmotstand tilkobles i primærkretsen til denne transformator for avstemming av fase-forskyvningen mellom den fra denne transformator utgående spenning og spenningen fra en ytterligere anordnet strbmtransformator. Ved innstilling av denne forkoblingsmotstand respektive ved endring av dennes stbrrelse under pågående arbeid, kan man tilpasse fasefeilen hos strbmomformeren efter spenningsomformeren og omvendt.

Oppfinnelsen skal nedenfor nærmere beskrives under henvisning til tegningene som viser et utfbrelseseksempel på en anordning ifblge oppfinnelsen.

På tegningene viser:

Fig. 1 et diagram over spenningens variasjon med tiden,

Fig. 2 viser en anordning ifolge oppfinnelsen i blokkskjema. Fig. 3 viser et koblingsskjema over en assymmetrisk emitterkoblet multivibrator som kan anvendes på anordningen ifolge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 4 viser et diagram over driftsspenningen ved multivibrator en ifolge fig. 3, og Fig. 5 viser et koblingsskjema av en komplett anordning ifolge oppfinnelsen. Fig. 1 er i forste rekke beregnet på å anskueliggjøre frem-gangsmåten på hvilken man danner produktet av en spenning og den dertil horende stromstyrke, nærmere bestemt på en slik måte at en spenning oppstår i koblingsanordningens utgangskrets, hvilket spenningen utgjor et mål for effektfluksen som represen-teres av nevnte spenning og strbm.

Man genererer ved hjelp av en modulasjonsgenerator som nærmere skal beskrives nedenfor, en pulsserie av symmetriske, rektangulære pulser, ved hvilke således pulstiden og interpulstiden stadig hver for seg tilsvarer den halve perioden, dvs. ^ T.

T betegner derfor periodens lengde. Hvis man ved tilsvarende omstilling av modulasjonsanordningen forandrer pulstiden med en verdi/\t = K^u^, som er proposjonal med en av målestorrelsene som for eksempel kan utgjores av en likespenning eller en vekselspenning, og hvis man i samsvar med dette velger amplitu-dene for pulsserien i lopet av den således forlengede pulstiden av |t <+><k>^U^ = Ta som er i overenstemmelse med den positive verdi for den andre målestorrelsen, dvs. ^2U2' s^ * ian man betrakte k^ og k2 som enkle proposjonale konstanter. kan derved likeledes være en likespenning eller en vekselspenning. Hvis man videre lar amplituden i lopet av interpulstiden T-T = Ttø være proposjonal med den negative verdi av den andre målestorrelsen, dvs. - k2U2' s^ bl^-r den * lopet av perioden T fremkommende middelsspenningsverdi Um lik forskjellen mellom begge integrerte spennings-tid-flåtene F^ og F^, dividert med periodens lengde T.

Man får således folgende formel:

Eftersom faktoren 2 • kj representerer proposjonalitets-konstanter, og eftersom tiden T står i nevneren og likeledes må forutsettes å være konstant vil middelverdien av spenningen Um være proposjonal med det sbkte produkt U, * U^.

Nu kan for eksempel være proposjonal med nettspenningen og

U2 være proposjonal med nettstrommen. Det er av betydning at perioden T ved vekselstrom er liten i forhold til nettets periode-tall og den derav avhengige nettspenningsperiode som ved 50 perioders strom er 20 millisekunder. Den bær dessuten være liten i forhold til eventuell forekommende lengde av perioden av hver betydningsfull oversvingning på nettspenningen. Ifolge det for tilkobling til et 50 perioders elektrisk nett betegnede utfdrelses-eksempel kan man f.eks. la perioden T være mellom o.l og l.o millisekund, hvilket tilsvarer mellom 1 og 10 kHz. Det er denne modulasjonsmultiplikasjon som er foreslått av de ameri-kanske vitenskapsmenn Mark og Space og som er oppkalt efter dem.

Fig. 2 viser et blokkdiagram over en anordning ifolge denne modulasj onsmultiplikasj onsmetode.

Når man vil danne produktet av en spenning og en stromstyrke, tilforer man en MS-modulator 1 i den ene målstørrelsen, fortrinnsvis spenningen U, som en separat målverdi, samt den andre målstørrelsen, fortrinnsvis stromstyrke I, som fra den forste forskjellige målverdi over en forsterker 2 til den med MS-modulator forbundne amplitudemodulator 3. Et filter 4 er innkoblet i utgangskretsen for ampiitudemodulatoren 3 for dannelse av middelverdien av effekten ilopet av perioden T for pulsfrekven-sen ved likestrom resp. ilopet av en periode ved vekselstrom.

MS-modulatoren, hvis spenningsforhold, dvs. forholdet mellom forskjellen mellom begge pulsbreddene på den ene siden, og forskjellen mellom begge interpulsbreddene på den andre siden,

er modulert med spenningsverdien U^, avgir derved en spenning. Derved gjelder på grunn av de forhold som er klarlagt i for-bindelse med fig. 1:

I ampiitudemodulatoren 3 moduleres det således allerede en gang

■ modulerte pulstoget i overenstemmelse med strbmstyrken I, hvorved fortegnet for amplituden ilopet av pulstiden styres til positiv verdi i takt med den rektangulære pulsspenning fra MS-modulatoren, ilopet av tilsvarende interpulstid derimot styres til negative verdier.

Fig. 3 viser koblingsskjema for den assymmetriske, emitterkoblede, astabile transistormultivibrator, som anvendes for ovenfor angitte formål i- en MS-modulator. Deri inngår således to transistorer og T^- Vekselvis flyter gjennom disse fra to stromkilder de to strbmstyrkene I c3 og

Hvis f.eks. transistoren T1 i et visst oyeblikk er ledende og transistoren T_ ikke ledende, så flyter strommen I_, 3 gjennom transistoren og motstanden Rg til spenningskilden ~Eg» Strommen I c4 flyter likeledes gjennom transistoren samt en kondensator C^, som derved opplades. Emitterforspenningen for transistoren T_ forandres derved, på grunn av oppladningsforlopet ved kondensatoren C^, i en slik retning at denne plutselig blir ledende og samtidig transistoren blir sperret. Som en folge derav vil strommen Ic4 deretter flyte over motstanden Rc til spenningskilden -Ufi. Samtidig flyter strommen I ^ over kondensatoren C^, transistoren T£ og motstanden Rc til den negative spenningskilde -UB hvorved kondensatoren opplades i motsatt retning, så snart spenningen på emitteren i transistoren T.

er blitt storre enn null, blir denne transistoren plutselig ledende, mens transistor T£ like hurtig sperres, hvorefter en ny sving-ningssyklus kan starte.

Avhengig av storrelsen på de forskjellige motstander, særlig motstanden R y, samt avhengig av emitterstrommen og spenningen mellom emitter og basis kan ladningsperiodisiteten for kondensatoren bestemmes til hensiktsmessig verdi, resp. justeres til annen verdi.

I fig. 4 gjengis et diagram over variasjonen av spenningene

og U E_ på emitterne til transistorene T og 1^ ifolge fig. 3 med tiden som variabel ilopet av en slik ladningssyklus. Spenningene måles derved i forhold til jord. Forskjellen mellom spenningene U"E^ og U F- danner spenningen over kondensatoren C^.

I betegner summen + Ic4 og er en faktor ifblge den folgende formel, som også gjelder for a^ t nemlig:

Begge verdiene oc^ og 0C2 utgjor derved transistorenes T, resp., T2 strbmforsterkerfaktorer, I E, resp. IE2 utgjor emitter-strbmmene for begge transistorene, og resp. i ^ utgjor kollektbrstrbmmene for transistorene.

Lar man nu t^ være den tid ifblge hvilken T er ledende og t den tid ifblge hvilken transistor er ledende, så gjelder for disse tider under den forenklede forutsetning at = a = 1 og at spenningene UEB mellom emitter og basis er like for begge transistorer, folgende formler:

Av de begge siste angitte formlene for t^ og t2 oppnår man således:

Grunnfrekvensen f for multivibratoren kan nu utregnes ved hjelp av de ovenfor angitte formler for ladningstidene for kondensatoren C^, forutsatt at begge st rommene I ^ og 1^ er like store, hvilket bor være tilfellet eftersom de ennu ikke er moduierte:

Den emitterkoblede multivibratoren kan avnendes som MS-modulator hvis den ene stromstyrken Ic3 påvirkes av spenningen U på folgende måte:

Det antas herefter at den andre strommen I_. har formelen:

C4

I begge de siste formlene er Uq en konstant referensespenning. Sammensetter man begge disse formler med de ovenfor angitte formlene for og t^, får man:

Dette viser at MS-forholdet som var en forutsetning for fig. 1, også er proposjonalt med spenningen U.

Av fig. 5 vil det fremgå på hvilken måte mah kan realisere be-tingelsene for at:

De i fig. 5 med henvisningsbetegnelsene 1, 2, 3 og 4 betegnede delene er de samme som også forekom i blokkskjemaet ifolge fig. 2.

Innen koblingsdelen 1 forefinnes begge transistorer T^ og tilkoblet kondensatoren C, slik at de danner den allerede i sammenheng med fig. 3 ovenfornevnte, astabile, emitterkoblede multivibratoren.

To ohmske motstander R., og R2 som ligger i serie med den negative nettspenningen ( - ) og nullen, danner en spenningsdeler for bestemmelse av målingsspenningen -Eg for multivibratoren.

Et par ytterligere transistorer T^ og T^ er med sine emittere over to motstander , R^ resp. R^, tilkoblet en positiv spenningskilde og med sine kollektorer forbundet med de tilsvarende emittere i begge transistorene T^ og T2 i multivibratoren. En spenningsomformer 5 som er betegnet som en transformator, avgir spenning 2U av en for koblingsanordningen hensiktsmessig stor-relse og tjenestegjør samtidig for galvanisk isolasjon av koblingsanordningen fra nettet.

En innstillbar motstand Rv har som oppgave å bevirke tilpasning av fasefeilen hos spenningsomformeren efter fasefeilen hos strømomformeren. Denne motstand er koblet i serie med primær-viklingen i spenningsomformeren 5.

Referensespenningen UQ bestemmes i denne anordning ved hjelp av en Zener-diode D^ som er koblet i serie med en forkoblingsmotstand Rg mellom den positive batterispenning og nullpotensial. En fast motstand er tilkoblet i serie med en fininnstillings-\ motstand i form av et potensiometer P^, og denne seriegruppe

er koblet parallelt med Zener-dioden D^. Formålet med sist-1 nevnte detalj er at man skal kunne korrigere resp. innstille

referenssspenningens nivå.

Uttaket på potensiometeret er tilkoblet basis i en transistor Tg, koblet som emitterfolger, over en motstand og med sin andre ende koblet til den positive batterispenning, mens emitteren i denne transistoren på den ene siden er tilkoblet nullpotensialet og over en motstand R^ og på den andre side er forbundet med midtpunktsuttaket på spenningsomformeren 5. Ved denne anordning oppnår man at spenningen mellom basis og emitter UEB5 i ^en em:'-tter^olgerkoblede transistor T,- vil kompensere spenningene UEBj resp. UEB4 mellom emitter og basis i begge transistorene T. og T^. Over motstanden R^ oppstår nemlig folgende spenning:

Betegner man nu stromforsterkerfaktoren mellom kollektor og emitter i transistoren T^ som a^, så blir under forutsetning av at UEB3 = <U>BE5 (kompensasjonsbetingelsen oppfylt):

Videre gjelder formelen:

.hvorav man får at, når kompensasjonsbetingelsen UEB^ = UfiE5 er oppfylt, så gjelder:

i hvilken formel a4 er forsterkningsfaktoren mellom kollektor og emitter i transistoren T^.

Hvis nu Rj er = R^, og aj er = a^, så er de ovenforangitte be-tingelser oppfylt.

Eftersom motstanden R^ og R^ påvirker nøyaktigheten hos multi-plikator, er det hensiktsmessig at i det minste begge disse motstander er utforte som for temperaturvariasjoner ufolsomme motstander, f.eks. som med hby grad av presisjon virkende metall-filmmotstander.

Del 2 i anordningen ifolge fig. 5 utgjor en spenningsforsterker ved hjelp av hvilken den i MS-modulatoren genererte utgående pulsspenningen U- forsterkes til et nivå som er nødvendig for at den, når den overfores til en i de folgende beskrevne elektroniske strømbrytere, Tg, Tg i ampiitudemodulatoren 3 over motstanden R^, skal kunne styre ut denne elektroniske strøm-bryter» Inngangstrinnet i forsterkeren 2 består av transistoren Tg med kollektormot standen R^ og emittermot st anden R^* ut~ gangskretsen fra forsterkeren danner en emitterfblger sammen med transistoren T^ og emittermotstanden R, 3 slik at utgangs-impedansen blir tilstrekkelig liten.

Ampiitudemodulatoren 3 danner på denne måte et nett sammen med en kondensator C resp. Cy en motstand R^ resp. R^ og en diode D2 resp. D^, og begge diodene D2 og D^ virker derved som nivådioder eller terskeiverdidioder for å bringe den forsterkede pulsspenning til riktig spenningsnivå i forhold til nullpotensialet. Denne spenningsregulering er nodvendig eftersom begge de elektroniske strombrytertransistorene Tg og Tg er utforte som hverandre kompletterende felteffekttransistorer med proposjonal karakteristikk mellom spenning og strbm. Nivå-reguleringen virker på folgende måte: For felteffekttransistoren Tg med p-kanal er styrespenningen enten null eller positiv, og for felteffekttransistoren Tg med n-kanal er styrespenningen enten null eller negativ. De innbyrdes like store motstander R^g og R^ danner belastningen for en strbmomformer 6 som likeledes ved denne utfbrelsesform utgjbres av en normal strbmtransformator. På grunn av de strbmmer som flyter fram gjennom de nevnte motstander, oppstår spenningsfall U2' resp. U2", og det er disse spenningsfall med hvilke amplituden moduleres.

Mellom viklingsendene på strdmtransformatoren 6 på den ene side

og nullspenningen på den andre siden er de som elektroniske strømbrytere virkende felteffekttransistorene TQ og Tg inn-

koblet. Transistoren Tg er derved av n-type og transistoren Tg av p-type eller omvendt. De bringes følgelig til ledende til-

stand i mottakt med hverandre under innflytelse av styre-

spenningene fra MS-modulatoren slik at belastningsstrommen vekselvis flyter gjennom transistoren Tg og Tg, men i begge tilfelle dog gjennom motstanden R^g. Utgangsspenningen Ua tas ut ved forbindelsespunktet mellom de begge innbyrdes like store motstander R, 6 og R^ på den ene siden, og nullspenningen på

den andre siden. Et lavpassfilter 4 kan f.eks. bestå av en induktans L og en kapasitet C^. Det har til formål å stabili-

sere dannelsen av middelverdien Um på spenningen.

Denne spenning tas ut over klemmene på en spenningsfallmotstand

<R>18.

Claims (7)

1. Elektronisk multiplikasjonsanordning, ifolge prinsippet for multiplikativ modulasjon av amplitudetypen ved benyttelse av pulsvarigheten og interpulsvarigheten, særlig for måling av elektrisk effekt, med en emitterkoblet, ikke stabil transistormultivibrator, karakterisert ved at to separate strømkilder (I^/ Ic4) er tilkoblet til transistormultivibratoren, hver og en bestående av en transistor (T^, hvis kollektor er tilkoblet til emitteren i den tilhørende inn-gående transistoren (T^ resp. T2), i multivibratoren, og hvis emitter over en motstand (R3 resp. R4) er tilkoblet til batterispenning, hvorved basisene for de to fttrstnevnte transistorene (Tj/T^) i strømkildene er forbundet med de to endene av sekundærvindingen til en inngangstransformator (5) med midtpunktuttak, som er tilkoblet til en konstant referensespenning (Uo).

2. Elektronisk multiplikasjonsanordning ifolge krav 1, karakterisert ved at en temperaturkompen-sert Zener-diode (D^) for stabilisering av referansespenningen (UQ) for strømkildene (T^, R^; T^, R4) er innkoblet på den ene siden til en positiv spenningskilde ( + ) og på den andre siden til nullpotensialet (0), til sistnevnte over en motstand (Rg).

3. Elektronisk multiplikasjonsanordning ifolge krav 2, karakterisert ved at et fininnstillings-potensiometer (P^) er koblet parallellt med Zener-dioden (D^) for å muliggjbre ytterligere fininnstilling av den ved Zener-dioden genererte referansespenning (UQ) samt for innstilling av forekommende målekonstanter.

4. Elektronisk multiplikasjonsanordning ifblge krav 3, karakterisert ved at uttaket på potensiometeret (P-^) er forbundet med basisen på en emitterfttlgekoblet transistor (T 5), hvis kollektor over en motstand (R^) er tilkoblet batterispenningen (+), og hvis emitter på den ene siden er forbundet over en motstand (R^) med nullpotensialet (0) og på den andre siden er forbundet med midtpunktsuttaket i transformatoren (5) med det formål at spenningen mellom basis og emitter (UBE5) i den emi-tterfblgerkoblede transistoren (T5) skal kompensere variasjoner i spenningene mellom emitter og basis ^<U>EB3 resP* UEB4^ * hegge med klemmene på sekundærviklingen på transformatoren (5) forbundne transistorene (T^, T^).

5. Elektronisk multiplikasjonsanordning ifblge noen av de fore-gående krav, karakterisert ved at de motstander (R3/ R^) som er koblet mellom emitteren i de transistorene (T^, T^) som tilhbrer multivibratoren, på den ene side, og den positive batterispenning (+) på den andre siden, er utfort som temperaturkompenserte motstander med hby noyaktighet.

6. Elektronisk multiplikasjonsanordning ifblge noen av de fore-gående krav, karakterisert ved at multivibratoren er utfort usymmetrisk.

7. Elektronisk multiplikasjonsanordning ifblge noen av de fore-gående krav, karakterisert ved at inngangstransformatoren utgjores av en spenningstransformator (5), og at en variabelt forkoblingsmotstand (Rv) er tilkoblet i primærkretsen til denne transformator (5) for avstemming av fasefor-skyvningen mellom den fra denne transformator (5) utgående spenning og spenningen fra en ytterligere anordnet stromtrans-formator (6).