DE2431315A1 - Die zaehlermessung von elektrischer energie (kwh) in einphasen-systemen - Google Patents

Description

Patentanwalt

6 Frankfurt/Main 1

Niddastr. 52

28. Juni 1974 WK./es.

2761-RD-6F69

GENERAL ELECTRIC COMPANY

1 River Road SchenectPdv. N.Y./ U.S.A.

Die Zählermessung von elektrischer Energie (kWh) in Einphasen-Systemen

Die Erfindung betrifft allgemein die Zählermessung aktiver elektrischer Energie (d.h. kWh) in elektrischen Svstemen und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Zählermessung elektrischer Energie in elektrischen Einphasen-Systemen mit zwei Leitungen oder Drähten.

Bisher und gegenwärtig wird die elektrische Energie (in Kilo-Wattstunden oder kWh) mit einem Zähler des Tvps «it rotierender Scheibe gemessen, wie er unter anderem in "Electrical Metermen's Handbook",Kapitel ι , 7. Auflage, veröffentlicht ΙΐρΡ von "Edison Electric Institute" beschrieben wird. Die nachstehend offenbarte Erfindung stellt eine beträchtliche Abweichung gegen-

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über der Methode und der Vorrichtung dar, wie sie durch diesen Zähler mit rotierender Scheibe gegeben ist.

Dem Fachmann auf dem Gebiete der Meßinstrumente und der Instrumentenmessung für elektrische Leistung und Energie sind weiterhin vorgeschlagene Systeme bekannt, einschließlich Geräte, die elektronische und Festkörpereinrichtungen zur Messung der Leistung und der Energie verwenden. In solchen Geräten ersetzen die elektronischen und die Festkörpereinrichtungen die konventionelle rotierende Scheibe. Beispielsweise sind in den nachstehenden Patentschriften Svsteme mit elektronischen und Festkörpereinrichtungen zur Messung elektrischer Energie offenbart: Kanadische Patentschrift «01 200. US-Patentschrift 3 602 *4? und Schweizerische Patentschrift *>~2 Q-τ. Die nachstehend offenbarte Erfindung stellt ?uch eine beträchtliche Abweichung gegenüber der Methodik und den Vorrichtungen drr^ wie sie in den obengenannten Pptentschriften offenbart sind.

Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere die Zählermessung von aktiver elektrischer Energie (z.B. kWh) in elektrischen Einphasen-S^stemen mit zwei Leitern durch folgende Maßnahmen: analoge Sign?Ie, welche den gemessenen Leitungsstrom und die gemessene Leitungssppnnung darstellen, werden in eine Folge von Ausgangssignalen mit einer Signalfolgefrequenz umgewandelt, die proportional dem Mittelwert der Leistung ist, wobei /jedes Ausgangssignal einen konstanten oder quantisierten Betrag der Leistung dnrstellt und die Ausgangssignale werden gesammelt oder gespeichert, wobei dann der Speicherwert die Energie darstellt.

Eine Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines Verfphrens und einer Vorrichtung zur Zählermessung von kWh in elektrischen Einphasen-Systemen mit zwei Drähten oder Leitungen.

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Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung eines Zählers zur Zählermessung von aktiver elektrischer Energie, wobei dieser Zähler Festkörperschri tungen enthält_;. die in Form von monolithischen integrierten Strukturen hergestellt werden können.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung von Verfahren und Geräten zur Zählermessung aktiver elektrischer Energie, wobei das Verfahren und das Gerät Umsetzungen von Analogwerten in modulierte Impulse und auch Umsetzungen von Analogwerten in Impulsfolgefrequen? zur Berechnung der aktiven elektrischen Energie benutzen.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung wird die elektrische Energie (kWh) in einem elektrischen Einphasen-Svstem mit zwei Leitungen einer Frequenz von f. Hertz dadurch gemessen, daß analoge Signale erzeugt werden, die repräsentativ sind für den gemessenen Leitungsstrom und die gemessene Leitungsspannung. Diese analogen Signale werden als Meßwerte mit einer hohen Meßwertentnahmefrequenz fg entnommen (dabei ist f_g größer als f.) und in eine Folge von impulsbreiten-modulierten und amplitudenmodulierten Sicnalen umgewandelt, wobei diese Folge eine Sign? 1-folgefrequenz f_o besitzt und iedes modulierte Signal den Momentanwert der Leistung während eines Intervalls l/f_g in dem System drrsteilt. Die. Folge von modulierten Signalen wird in ein weiteres Signal umgewandelt, welches den Mittelwert der Leistung darstellt und seinerseits in eine Folge von quantisierten Signalen mit einer Signalfölrefrequenz f umgewandelt wird die proportional dem Mittelwert der Leistung ist. Jedes der quantisierten Signale stellt dabei einen konstanten Betrag der elektrischen Energie (kWh) dar. Die quantisierten Signale werden gezählt oder angesammelt, um eine Information bezüglich der Energie des Gesamtsystems zu erhalten.

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Obwohl die Erfindung nachstehend in ihrer Anwendung zur Zählermessung von kWh in einem elektrischen Einphrsen-Svstem mit zwei Leitungen oder Drähten und einer Frequenz von 60 Hertz beschrieben wird, erfolgt diese Form der Offenbarung selbstverständlich lediglich nur zum Zwecke einer beispielhaften Darstellung des Verfahrens und des Meßgerätes der Erfindung. Die Erfindung kann in gleicher Weise für die Messung aktiver elektrischer Energie in elektrischen Einphnsen-Svstemen verwendet werden, die beispielsweise die folgenden Kennzeichen besitzen: elektrische Verbraucher, die reaktive Impedanzelemente enthalten können, Frequenzen f. des Srstems. die bei 60 Hertz oder über oder unter 60 Hertz liegen können. Weiterhin kann gemäß der Erfindung die Zählermessung von kWh im Real-Zeit-Betrieb oder als Off-Line-Betrieb ausgeführt werden. Weiterhin kann gemäß der Erfindung eine Gesnmtwertbildung der momentanen Leistung von verschiedenen Einphasen-Svstemen und die anschließende Zählermessung der Gesamtenergie ausgeführt werden.

Weitere Aufgaben und verschiedene Gesichtspunkte der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden beispielhaften Darstellung der Erfindung anhand eines Verfahrens und eines Gerätes zur Messung von aktiver elektrischer Energie im Zusammenhang mit den Abbildungen.

Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild und eine schematische Darstellung und zeiert verschiedene Baueinheiten eines Gerätes zur Messung von kWh als Ausführungsform der Frfindung, die an ein elektrisches Einphasen-Svstem mit zvei Leitungen und einer Frequenz von f Hertz angeschlossen sind.

Figur 2 zeigt ein Oszillogramm, welches die momentane zeitliche Schwankung einer sinusförmigen Leitungsspannung ν zwischen den Leitungen 1 und 2 des Einphasen-Svstems nach Figur 1 zeigt.

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Figur 3 enthält ein weiteres Oszillogramm und zeigt die momentane zeitliche Änderung eines phpsenverschobenen sinusförmigen Leitungsstroms i in den Leitungen 1 und 2 des Einphasen-Svstems nach Figur 1„

Figur α enthält ein weiteres Oszillogramm, welches die momentane zeitliche Änderung der momentanen Leistung p. und zwpr sowohl die Wirkleistung als auch die reaktive Leistung (Blindleistung) zeigt, die einem elektrischen Verbraucher Z zugeführt vird. der zwischen die Leitungen 1 und 2 des Einphasen-Svstems nach Figur 1 geschaltet ist.

Figur 5 ist ein Oszillogrpmm und zeigt den Mittelwert der Leistung P in Abhängigkeit von der Zeit, welche dem elektrischen Verbraucher nach Figur 1 zugeführt wird.

Figur 6 ist ein Oszillogramm und zeigt eine Sägezahnwellenform, welche die elektrische Energie W darstellt, die sich aus der Integration des Mittelwertes der Leistung P in einem begrenzten Zeitintervall ergibt.

Figur 7 ist ein weiteres Oszillogramm und zeigt eine Folge von Ausgangsimpulseignalen mit einer variablen Signalfolgefrequenz F. wobei jeder Ausgangsimpuls einen quantisierten oder konstanten Betrag der elektrischen Energie W darstellt.

Figur S ist eine elektrische Schaltzeichnung eines elektrischen Energiezählers für eine Phase gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

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Figur 9 ist ein Oszillogramm und zeigt eine Periode

(T. = 1/fj·) eines analogen SpannungssignpIs ν , welches die Leitungsspannung ν (Figur 2) darstellt und ρIs Eingangssignal für eine Multiplik^toreinheit 24 des elektrischen Energiezählers nach Figur * verwendet wird.

Figur 10 ist ein Oszillogramm und zeigt eine Folge von nichtmodulierten bipolaren Spannungsimpulsen V_ mit einer Impulsfolgefrequenz f_e. Dabei besitzt ieder unmodu-1ierte bipolare Spannungsimpuls positive und negative Spannungsamplituden und auch eine gleiche positive und negative Zeitdauer T. und (T₀ -T.). so daß jeder bipolare Spannungsimpuls in seiner Amplitude und Dauer bezüglich der positiven und negativen Teile des Impulses symmetrisch ist.

Figur 11 ist ein weiteres Oszillogramm und zeigt eine Folge von bipolaren impulsbreiten-modulierten Spannungsimpulsen V,- mit der Impulsf olgef reauenz f_o; d.h. jeder bipolare Spannungsimpuls V_Q wird effektiv mit der Amplitudeninformation von ν (Figur 0) impulsbreiten-moduliert.

Figur 12 zeigt ein Oszillogramm für eine Periode (T_ - l/f_)

L JU

für ein analoges Spannungssignal +v . welches den Leitungsstrom i (Figur 3) darstellt und auch eine Periode eines weiteren analogen Spannun^ssignals -v das den Leitungsstrom i mit Inversion oder Phasenverschiebung um 180° darstellt (Figur 3). Die analogen Spannungssignale +v und ν sind dabei Eingangssignale, welche der MuItipiikatoreinheit 24 nach Figur s zugeführt werden.

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Figur 13 ist ein Oszillogramm und zeigt eine Folge von bipolaren Spa nnungs impul ss igna len V , die impulsbrei.tenmoduliert und amplitudenmoduliert sind. Dabei stellt jedes bipolare Impulssignal ν die momentane elektri-

sehe Leistung dar, welche dem elektrischen Verbraucher Z nach den Figuren 1 und R zugeführt ist. Jedes bipolare Spannungsimpulssigna1 ν (Figur 13) ist dabei effektiv ein Impulsbreiten modulierter bipolarer Spannungsimpuls V_n. (Figur 11), welcher außerdem noch mit der Amp!itudeninformrtion von +v und ^-v _r (Figur 12) amplitudenmoduliert vurde.

Figur 1*' ist eine Kurvendr rstel lung ähnlich der Darstellung in Figur F und zeigt den durchschnittlichen Wert oder Mittelwert der rm elektrischen Verbraucher Z der Figur 1 über eine Zeitperinde zugeführten Leistung P. Während dieser Zeitperiode erreicht dabei die zugeführte durchschnitt! iche Leistung P ein Maximum (Pmax.) und ein Minimum (P min.).

Figur IF ist eine weitere Kurvendarstellung und zeigt die änderung eines am Ausgang des Tiefpaßfilters nach den Figuren 1 und 8 abgegebenen analogen Spannungssignals V_p. Das analoge Spannungssignal V„ ist dabei ein Gleich-Spannungssignal oder ein einsinnig gerichtetes Signal, welches der Änderung des Mittelwertes der Leistung P nach Figur 14 entspricht.

Figur 16 ist eine weitere Kurvendarstellung und zeigt Säjrezrhnspnnnungen die von einer Integratoreinheit eines Umwandlers oder Konverters 2°. für die Umwandlung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz erzeugt werden

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(Figuren t und P)_f vie er in dem Zählgerät der Erfindung Verwendung finden krnn. Die Sägezrhnsprnnungen besitzen dabei eine Folgefrequenz proportional dem nnn-1 ogen Sprmnungssignp 1 V--, (Figur IM₁ welche puch noch proportional ist dem Mittelwert der leistung P (Figur 14).

Figur 17 ist eine weitere Kurvendprste"! lung und zeigt eine Folge von Ausgangssprnpunfrsimpulssignnlen V_n, die pn Ausgpng des vorstehend genannten Umv-nndlers ?-° für die Umwandlung· von An?1ngwerten in Inipulpfolgefrequenz (Figuren 1 und s) phgegeben werden. D? bei stellt ,iedes Impulssign? 1 V._T eine konstante oder qurnti&ierte Menge (BetrppO elektrischer Energie W drr. Die FoI-

p-e von Impulssignr 7en besitzt eine variable Impulsfölgefreauenz. die rroportionrl ist dem Mittelwert der Leistung P (Fieur \^A) und ?uch noch den mirloeen Sp?nnungssign?l V^ (Figur IP).

Figur l« ist eine.weitere Kurvendrrstellung und zeigt eine weitere Folge von /*uscrrngssppnnungsimpulssign?i len, die im Ausgang einer binären Teilereinheit ?2 (Figuren 1 und Ä) abgegeben wird. Dieser erhält die Folge von quantisierten Sppnnungsimpulssignalen von dem Umwnndler 2« für die Umwandlung von Anplogwerten in Impulsfolgefrequenz (Figuren 1 und °) und wandelt die Signa Ifolgefrequenz dieser Folge von quantisierten Impulssignalen in eine kleinere Folgefrequenz um.

Es folgt nachstehend eine ausführliche Beschreibung beispielhafter Ausführungsformen.

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In Figur t ist ein elektrischer Verbraucher Z zwischen die beiden Leitungen 1 und 2 eines elektrischen Einphasen-Svsfems mit einer Frequenz von f_T Hertz angeschlossen. In der Ausführungsform nach Figur 1 kann die Frequenz f_T 60 Hertz betragen. Der elektrische Verbraucher Z ist in Figur 1 durch ein Widerstandselement R und ein induktives Rerkt?nzelement X. dargestellt,

JLi

die in Reihe miteinander verbunden und zwischen die Leitungen und 2 geschaltet sind. Zwischen den Leitungen 1 und 2 ist eine Spannung ν vorhanden, deren Quelle ein Verteilertransform?tor für eine Phase sein kann. Die Spannung ν ist dabei ein Momentanwert einer Wechselspannung mit einer SpannungsamplItUdC₄ die sich sinusförmig mit der Zeit gemäß der Darstellung in Figur 2 ändert. Mathematisch kann dies auf folgende Weise ausgedrückt werden:

v = V sin 27Tf. t (Gleichung 1)

m Ij

Dabei ist ν der Momentanwert der Spannung zwischen den Leitungen 1 und 2j V ist der Spitzenwert oder Maximalwert der Spannung nach Figur ?., f. ist die Leitungsfrequenz (beispielsweise 60 Hertz) und t stellt die Zeit dar.

Ein momentaner Leitungsstrom i, der sich gemäß der Darstellung in Figur 3 sinusförmig mit der Zeit ändert, fließt durch die Leitungen I und 2 und den dazwischengeschalteten Verbraucher Z. Aus der bekannten Theorie für elektrische Wechselspannungskreise ergibt sich:

i - V_m/Z sin 2 TC f_Lt (Gleichung 2)

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und es folgt:

i=I sin (2 f_t - 0) (Gleichung 3) m h

dabei ist i der momentane Strom in dem Verbraucher Z und in den Leitungen 1 und 2, I ist der Spitzen- oder Maximalwert des Stroms nach Figur 3, und θ ist der Phasenwinkel (oder Verlustwinkel) zwischen den Phasenzeigern V und I .

m m

In Figur 1 ist ein Stromtransformator 20 und ein Potential transformator 22 gemäß der Darstellung mit den Leitungen 1 und gekoppelt. Die Sekundärwicklung des Stromtransformators erzeugt ein analoges Spannungssignal +v \ das repräsentativ ist für den Leitungsstrom i (Figur 3). Ebenso erzeugt die Sekundärwicklung des Potentialtransformators 22 ein weiteres analoges Spannungssignal ν (Figur 9), welches repräsentativ ist für die Spannung ν (Figur 2) zwischen den Leitungen 1 und 2.

Wie in Figur 1 angedeutet, sind die Sekundärwicklungen des Stromtransformators 20 und des Potential transformator 22, in denen die ρna logen Spannungssignale +v und ν erzeugt werden_; an die Eingangsanschlüsse einer Multiplikatoreinheit gekoppelt. Wie noch nachstehend im einzelnen erläutert, werden die an?logen Spannungssignale ν und +v _; welche die Grossen ν und i darstellen^ in der Multiplikatoreinheit 24 so weiterverarbeitet, daß man ein ausgangsseitiges Spannungssignal erhält, welches repräsentativ ist für das mathematische Produkt vi.

In der Endauswirkung führt die Multiplikatoreinheit 24 die folgende Multiplikation aus:

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ρ = vi.

(Gleichung 4)

Die durch Gleichung α dargestellte mathematische Multiplikation wird bewerkstelligt unter Vervendung der analogen Spannungssignale ν und +v ₁ und der Verarbeitung dieser Signale und eines veiteren Signals -v_r1 in einer noch nachstehend im Zusammenhang mit der Figur R erläuterten Weise. In Gleichung 4 stellt die Größe ρ den Moment?nwert der Leistung in dem elektrischen Einphasen-Svstem gemäß der Darstellung in den Figuren 1 und 8 dar.

Durch Substitution der Ausdrücke für ν und i gemäß der Darlegung in den Gleichungen 1 und ? in der Gleichung A kann der Momentanwert der Leistung ρ wie folgt ausgedrückt weiden:

=|~V sin co t I Γΐ |_m J |_m

sin (cut - Θ)

(Gleichung

-2 TTf₁

(Gleichung 6)

Die verschiedenen Symbole p, V . I . 0 und t besitzen dabei die

'mm

zuvor definierte Bedeutung.

Durch Entwicklung der Gleichung F ergibt sich:

P = VI sin cot sin (cot - Θ)

m m

(Gleichung 5a)

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Es ist bekannt, daß gilt:

sin ict sin (cot - Q) - 1/2 cos θ - cos (2tot - Θ)

(Gleichung 5b)

Substituiert man Gleichung 5b in Gleichung Fr:

VI VI

™J™ cos θ - -EJ5· cos (2ujt - Θ) (Gleichung '·")

Die folgende Beziehung besteht zwischen Spitzenwert und dem Effektivwert:

V = Y"2V (Gleichung P)

I = -/2I (Gleichung 9)

Dabei stellt die Größe V den Effektivwert der Amplitude von ν dar und I stellt den Effektivwert der Amplitude von i d?r.

Wenn man die Gleichungen K und Q in der Gleichung " substituiert, ergibt sich:

ρ = VI cos θ - VI cos (? cA3t - Θ) (Gleichung 10)

In Gleichung 10 stellt der erste Term (VI cos Θ), wie in den Figuren 4 und 5 angedeutet, einen stationären unipolaren oder Gleichstromterm dar und ist gleich dem Mittelwert der Leistung P

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in dem System bestehend aus den Leitungen 1 und 2 und dem Verbraucher Z.

Es kann noch gezeigt werden _} daß gilt: T

"T JO

P = ±. j ν sincot I sin (cot - Θ) dt m m

(Gleichung 11) P = ^Vm^Xm cos 9 (Gleichung Ha)

P = VI cos θ (Gleichung 12)

Wie noch nachstehend im einzelnen erläutert^ wird der zweite Term VI cos (2 cot - Θ) der Gleichung 10 in der Endauswirkung beseitigt durch Verwendung eines Tiefpaßfilters 26 das an den Ausgang der Multiplikatoreinheit 24 gekoppelt ist. Hierdurch wird einem Umwandler 28 für die Umwandlung von .Analogwerten in Impulsfolgefrequenz ein Spannungssignal (V_) zugeführt, das repräsentativ ist für P = VI cos Θ, d.h. für den Mittelwert der Leistung.

Die Gleichungen 7, 10, 11a und 12 für den Momentanwert der Leistung ρ und den Mittelwert der Leistung P sind in Kurvenform in Figur 4 wiedergegeben. Der Mittelwert der Leistung P gemäß der Definition in den Gleichungen lta und 12 ist ebenfalls als Kurve in Figur F dargestellt.

Die in Figur 1 gezeigte Multiplikatoreinheit 24 kann ein Vierquadranten-Multiplikatornetzwerk mit Zeitteilung sein, welches die analogen Spannungen ν und +v . welche den Größen ν und i

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ΛΑ -

entsprechen, so verarbeitet dar? ein Ausgangssignal erzeugt wird, das eine Folge von impulsbreitemnodulierten und amplitudenmodulierten bipolaren Sp?nnungsimpulssignn]en ist, wie sie in Figur 13 gezeigt sind. Die Folge besitzt dabei eine konstante Signalfolgefrequenz f_g. Jedes bipolare Sp?nnungsimpulssignal ist dabei als Spannungsimpuls v_ bezeichnet. Daher stellt .jeder modulierte bipolare Spannungsimpuls v„ den Momentanwert des mathematischen Produktes ρ = vi (gemäß-Gleichung 4) zu einem gegebenen Zeitpunkt t dar. Ebenso stellt gemäß der vorstehend gegebenen Analvse ,ieder Spannungsimpuls ν die Größe ρ dar. wie sie durch die Gleichung " oder die Gleichung 10 definiert ist.

Wie in vereinfachter Form in Figur 1 gezeigt, werden die am Aus gang der MuI tipi ikPtoreinheit 24 angegebenen Spannungsimpulse ν dem Eingang eines Tiefpaß-Filters 26 zugeführt. Dps Tiefpaß-Filter beseitigt in der Endauswirkung den zweiten Term der Gleichung 10. Daher wird ?m Ausgang des Tiefpaßfilters 26 ein stationäres unipolares oder Gleichspannungssignal V-, abgegeben und dieses Spannungssign?! ist repräsentativ für den Mittelwert der Leistung P gemäß der Definition in Gleichung 12 und der Kurvendarstellung in den Figuren 4 und 5. Das stationäre unipolare oder Gleichspannungssignal Vp vom Tiefpaßfilter 26 wird dem Eingang eines Umwandlers 2« für die Umwandlung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz zugeführt.

Das Spannungssigna] V„ ist repräsentativ für den Mittelwert der Leistung P gemäß den Definitionen in den Gleichungen 11? und und der Kurvendarstellung in Figur F. In der Endauswirkung arbeitet der Umwandler 2« für die Umwandlung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz so, daß er eine Integration oder Summierung über eine Periode der Zeitdauer T des Spannungssignals V_ (dies

Jr

ist repräsentativ für den Mittelwert der Leistung P) ausführt

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und pnschlieiiend ein ^usgangssignr 1 oder Signale V_n liefert, welche für die eTektrische Energie W in dem Svstem repräsentativ sind. Mfthemrtisch krnn dies wie folgt ausgedrückt werden:

\! = J P dt (Gleichung 1?)

Wenn jedoch die Zeitdauer T=T (d.h. die Integration erfolgt in dem Umwandler 2R während eines begrenzten Zeitintervrl Is T dann speichert sich die Energie W in ,jedem Zeitintervrl! T auf den vorgegebenen Viert W im Integratorabschnitt des Um-

wandlers 2° ruf. D.-her speichert sich die vorgegebene Menge elektrischer Energie W gemäß der nachstehenden Beziehung:

P dt (Gleichung X?p)

Die Figuren P_; 6 und ~ geben eine zweckmäßige Kurvendarstellung der ^rbeitsveise des Umvrndlers 2°· für die Umwandlung von ^nMnrwerten in Impulsfolgefrequenz. Der Mittelwert der Leistung P (rirrur .^c) . dargestellt durch das Spannungssignal W-,.

wird während eines vorgegebenen Zeitintervalls T integriert und ergibt drbei ein für die elektrische Leistung W repräsentatives Signnl (Figur 6). Jedesmal wenn W einen vorgegebenen oder quantisierten Betrag oder Pegelwert der elektrischen Energie W (Figur 6) erreichtj wird am Ausgang des Umwandlers 2R für die Umvrndlung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz ein Spannungsimpulssignal V_n (Figur ~) abgegeben. Beispielsweise ist in der in den Abbildungen dargestellten Ausführungsform jeder ausgangsseitige Spannungsimpuls V_n repräsentativ für die quantisierte elektrische Energie W =1,2 Watt-

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stunden (Wh). Demgemäß liefert der Umwandler 2R für Analogwerte nach Impulsfolgefrequenz ?n seinem Ausgang eine Folge von Impulsen V„. Dabei stellt die angesammelte Zahl von Ausgangsimpulsen V_n die gesamte elektrische Energie W des Svstems dar. Die vorgenannten Impulsfolgen V-. besitzeneine variable Folgefrequenz f welche proportional ist dem Mittelwert der Leistung P im Svstem. Wenn wie in Gleichung 13a der Mittelwert der Leistung P konstant ist_; wie gemäß der Kurvendarstellung in Figur 5, dann kann die Gleichung 13a wie' folgt geschrieben werden:

W = ρ T = konstant (Gleichung ITb)

Dabei stellt W die konstante oder quantisierte Energie Jedes der Ausgangssigna]impulse V„ dar. In der Gleichung l?b ist die Größe V/ auch als V.'attstundenkonstrnte bezeichnet. D.h. W ist konstant und unabhängig von dem Produkt aus P und T . Weiterhin ist T umgekehrt proportional der Größe P infolge der Arbeitsweise des Umwandlers 2R für die Umsetzung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz. Ebenso kann für die ausgangsseitige Impulsfolgefrequenz f die folgende Beziehung angegeben werden:

l/T - P/W = p/Wattstunden-Konstante (Gleichung 14) q α

Daher ist die Frequenz f oder die Ausgangsimpulsfolgefrequenz des Umwandlers 2S für Analogwerte nach Impulsfolgefrequenz proportional dem Mittelwert der Leistung P, die dem Verbraucher Z zugeführt wird. Aus Gleichung 1" kann das Zeitintervall T

q zwischen den ausgangsseitigen Spannungsimpulsen V_n für die quantisierten Werte der elektrischen Energie W wie folgt angegeben werden:

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T = 3600 W /P (Gleichung 15)

Q q

Dps Zeitintervall T ist in Sekunden angegeben, die quantisierte elektrische Energie W (oder Wattstundenkonstante) in Wattstunden und der Mittelwert der Leistung P ist in Watt angegeben. Das Zeitintervall T in Gleichung 13b kann auch noch ausgedrückt werden als

T = K„/V„ (Gleichung 16)

Dabei ist K_c ein Umwandlungsfaktor mit der Einheit Voltsekunden und V ist das vorstehend erwähnte analoge Spannungssignal, welches von dem Tiefpaßfilter 26 an den Umwandler 28 abgegeben wird. Ebenso kann V„ wie folgt ausgedrückt werden:

^VF " ^KM ^P (Gleichung 17)

Dabei ist K₁, ein Multiplikationsfaktor in A"¹ und P ist die Leistung in Watt im Verbraucher Z. Durch Kombination der GIeichungen 13b_; 16 und 17 kai
folgt ausgedrückt werden:

chungen 13b, 16 und 17 kann die Wattstundenkonstante W wie

' q

W = K_C/K_M . (Gleichung 18)

Daher ist die Wattstundenkonstante W eine Größe, die nur durch

q '

die Schaltung und die Parameter des Systems bestimmt ist. Daher ist der durch die Erfindung geschaffene elektrische Energie-

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zähler ein solches Zählgerät bei dem die Größen K_ und K nur von den Werten für die Widerstandselemente, die Bezugsspannungen und die Verhältniswerte für die Basis-Emitterspannung V_ol? der Transistoren abhängig sind, anstelle einer Abhängigkeit von absoluten Spannungswerten.

Es wird erneut Bezug genommen auf die Figur 1. Die Folge von aus gangsseitigen Spannungsimpulssignalen V_n, die mit der variablen Impulsfolgefrequenz f am Ausgang des Konverters 2« für die Umwandlung von Analogwerten nach Impulsfolgefrequenzwerten auftreten, werden an einen Sperrkreis 30 mit niedriger Impulseckfrequenz geliefert. Wie noch nachstehend im einzelnen erläutert, verhindert der Sperrkreis 30 den Durchgang von Impulsen V„, die am Ausgang des Umwandlers 2R bei oder unterhalb einer vorgewählten Mindestimpulsfolgefrequenz auftreten. Bei dem Wert für die Mindestimpulsfrequenz f . wird der Mittelwert der Leistung mit

P . bezeichnet und das Zeitintervall T zwischen den Impulmin q

sen V„ ist T Daher arbeitet der Sperrkreis 30 so, daß er rl q ma χ.

eine Messung von quantisierten Impulsen oberhalb einer vorgewählten Impulsfolgefrequenz f . in dem Kilowattstundenzähler

min

für eine Phase gemäß der Erfindung gestattet. D- der Wert f

min auf relativ niedrige Werte voreingestellt werden kann, können störende Rauaahsignale zurückgewiesen werden, und hierdurch kann die Zählgenauigkeit gesteigert werden.

Eine Folge von Ausgangsspannungsimpulsen V„ werden dann durch den Sperrkreis 30 mit niedriger Eckfrequenz durchgelassen, wenn die Folgefrequenz der Impulse oberhalb einer vorgewählten Frequenz f . liegt, und die ?uf diese Weise durchgelassenen Impulse V_n werden dem Eingang einer Impulsfrequenz-Teilerschaltung 32 zugeführt. Wie noch nachstehend im einzelnen erläutert, verringert die Teilerschrltung 32 die Impulsfolgefrequenz f beträchtlich und ermöglicht daher den Betrieb eines Schritt-

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motors 36 und eines Anzeigezählers 38 mit einem Zeitintervall T mit einer Zeitdauer, die verträglich ist mit der Schnelligkeit und der Ansprechempfindlichkeit des Schrittmotors 36 und des Anzeigezählers 38. Weiterhin kann die Impulsfrequenzteilerschaltung 32 eine solche Teilerschaltung eines nicht-löschenden Typs (non-volatile) sein, um eine Pufferspeicherfähigkeit für den FnIl eines Netzspannungsrfalls zu erhalten, so daß die in der Teilerschaltung 32 verarbeiteten Informationsimpulse dort während der Zeitdauer des Netzausfalls sicher gespeichert und anschließend nach der Wiederzuführung der Netzspannung verarbeitet werden können. Die Spannungsimpulse V_n mit der geteilten oder verringerten Impulsfolgefrequenz werden vom Ausgang der Teilerschaltung 32 dem Eingang einer Impulsverstärkereinheit zugeführt so daß die Impulse vor der Zuführung zu einem Schrittmotor 36 ausreichend verstärkt werden können. Der Schrittmotor 36 treibt einen elektromechanischen Anzeigezähler 38 an. Der Anzeigezähler 38 zeigt die aufgesammelte elektrische Energie in Kilowattstunden oder kW-Stunden an (beispielsweise in Dezimalziffern). In Figur 1 ist ein konventioneller Schrittmotor 36 und ein elektromechanischer Anzeigezähler 38 dargestellt. Selbstverständlich sind der Schrittmotor und der Anzeigezähler 38 jedoch nur beispielhaft wiedergegeben. Anstelle des genannten Schrittmotors und des elektromechanischen Anzeigezählers 38 kann in dem erfindungsgemäßen elektrischen Energiezähler auch ein flüssiger Kristall oder eine Anzeigevorrichtung mit lichtaussendenden Dioden (LED) verwendet werden, die in geeigneter Weise mit einer nicht löschenden oder speicherfähigen elektrischen Gedächtnisspeichereinheit gekoppelt sind die von einer geeigneten logischen Schaltungsanordnung angesteuert wird.

Ebenso ist in Figur 1 eine Schaltereinheit 40 zur Datenübertragung gezeigt. Gemäß der Darstellung in Figur 1 ist die

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Übertragungsscha"* tereinheit 40 zwischen den Ausgang der Impulsteilerschaltung 32 oder den Ausgang der Sperrschaltung 30 und eine Fernmeßstelle gekoppelt. Für die Darstellung der Schaltereinheit 40 und der zugeordneten Verbindungen mit öer Teilerschaltung 32, der Sperrschaltung 30 und dem Fernmeßplatz werden gestrichelte Linien verwendet, da die Verwendung der Schaltereinheit 40 für die Datenübertragung in Verbindung mit dem Kilo wattstundenzähler gemäß der Erfindung nur wahlweise ist. Die Ver wendung einer Schaltereinheit 40 für Datenübertragung gemäß dem Vorschlag in Figur 1 ist ,jedoch vorteilh?ft da die Folge von ausgangsseitigen Spannungsimpulsen durch die Sehr]tereinheit 40 zur Datenübertragung zu dem entfernt gelegenen MeSpI?tζ geführt werden und dann zur gleichen Zeit weiterver?rbeitet werden können, wie eine gleiche Folge von Sp?nnungsimpulsen durch die Imnulsverstärkereinhejt ?* , den Schrittmotor PG und den Anzeigezähler 38 geführt werden. Selbstverständlich können für die beiden verschiedenen Impulswege (d.h. den Weg zun Anzeigezähler 3« oder zum entfernt gelegenen Meßplrtz) anstelle gleichzeitiger prrplleler Wege auch verschiedenartige Wege sein. Im Betrieb krnn die Sch?ltereinheit 40 für die Drtenübertragung durch ein Aktivierungssignal oder -signale von dem entfernt gelegenen Meßplatz oder Fernmeßplatz aktiviert werden. Wenn diese Aktivierung erfolgt ist, werden dann Impulse vom Ausgang der Teilerschaltung 32 oder der Sperrschaltung 30 über die Schaltereinheit 40 für die Datenübertragung zu dem Fernmeßplatz durchgeleitet, wo beispielsweise die Spannungsimpulse in magnetische Signale umgewandelt und auf einem Magnetband für eine spätere Verarbeitung gespeichert werden können.

In Figur 8 ist ein kWh-Zähler gemäß der Erfindung mit weiteren Einzelheiten dargestellt. Die Figur 8 ist teilweise in Form einer Schaltzeichnung und teilweise in Form eines Blockschaltbildes aufgebaut. Wie in Figur P gezeigt, ist zwischen die Leitungen

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oder Drähte t und 2 ein elektrischer Verbraucher Z angeschlossen. Der elektrische Verbraucher Z wird genauer dargestellt durch ein äquivalentes Widerst?ndselement R und ein äquivalentes induktives reaktives Element X.. die gemäß der Darstellung in Reihe geschaltet sind. Selbstverständlich ist das erfindungsgemäße Verfahren und Gerät in gleicher Weise brauchbar für die Messung der elektrischen Energie in einem Svstem, das einen elektrischen Verbraucher Z besitzt, der ein äquivalentes kapazitives Blindwiderstandselement anstelle des induktiven Blindwiderstandselementes X nach Figur 8 besitzt. Zwischen den Leitungen 1 und 2 ist eine sich sinusförmig ändernde Potentialdifferenz oder Spannung ν (Figur 2) vorhanden. Beispielsweise kann die Quelle für die Spannung ν die Sekundärwicklung eines Verteilertransformators (nicht gezeigt) sein. Der Momentanwert der Spannung ν ändert sich mit der Zeit t und besitzt eine Frequenz f., beispielsweise von 60 Hz. Zwischen die Leitungen I und 2 ist ein geregeltes Netzteil 42 in der gezeigten Weise geschaltet. Das Netzteil 42 liefert die noch nachstehend beschriebenen und näher bezeichneten geregelten Ausgangsspannungen für den Betrieb der verschiedenen Baueinheiten des erfindungsgemäßen elektrischen Energiezählers. Die Primärwicklung eines Stromtransformators 20 ist in die Leitung 1 in Reihe geschaltet. An der Sekundärwicklung des Stromtransformators 20 wird ein analoges Spannungssignal +v erzeugt, das repräsentativ ist für die Stromstärke i in der Primärwicklung des Stromtransformators 20 und in der Leitung 1. Zwischen die Leitungen 1 und 2 ist außerdem noch die Primärwicklung eines Potentialtransformators 22 geschaltet. An der Sekundärwicklung des Potentialtransformators 22 wird ein analoges Spannungssignal ν erzeugt, das repräsentativ ist für die Span-

Ji

nung ν über der Primärwicklung des Potentialtransformators 22, d.h. für die Spannung zwischen den Leitungen 1 und 2. Der Leitungsstrom i in der Reihenschaltung bestehend aus der

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Leitung 1. dem Widerstandselement R und dem induktiven Blindwiderstand X_T und der Leitung 2 ist ein sich sinusförmig ändern-

Jj

der Strom. Gemäß der Darstellung in Figur 3 besitzt dieser Strom eine Nacheilung gegenüber der Leitungsspannung ν um O elektrische Grade infolge der Einfügung des induktiven Blindwiderstandelementes X_T in dem Verbraucher Z.

Wie in Figur 8 angedeutet, werden die analogen Spannungssignale ν und +v (welche die Werte ν bzw. i darstellen) getrennten Eingangsanschlüssen χν einer Multiplikatoreinheit 24 zugeführt. Die hier verwendete Multiplikatoreinheit 24 ist ein Vierquadranten-Multiplikator mit Zeitteilung, d.h. ein Multiplikator des Typs mit Impulsbreitenmodulation und Impulsamplitudenmodulation, der nachstehend auch abgekürzt als PWA-Multiplikator bezeichnet wird. Solche Multiplikatoren sind an sich bekannt. Es wird hierzu beispielsweise auf die Arbeit "A four-quadrant time division multiplier with accuracy of 0,1 percent" von Hermenn Schmid, IRE Transactions on Electronic Computers, März 1958. verwiesen. Weiterhin wird auf die Arbeit "A high accuracv time division multiplier" von Edwin A.Goldberg, RCA Review> September 1952, verwiesen. Die analogen Spannungssignale ν und +v , welche die Größen ν bzw. i darstellen, besitzen sinusförmige Wellenform und schwingen oder ändern sich mit der Netzfrequenz f_T = l/T- . Die Schwingungsperiode ist T. . Die analogen

Jj Jj Jj

Spannungssignale ν und +v werden gleichzeitig an den Eingangsanschlüssen χ bzw. ν der Multiplikatoreinheit 24 zugeführt. Das an der Sekundärwicklung des Stromtransformators 20 gemäß der Darstellung in Figur 8 erzeugte ans löge Spannungssignal +v bewirkt das Fließen eines sinusförmigen Stroms i in der Sekundärwicklung des Stromtransformators 20. Dieser sekundäre Strom i ändert sich oder schwingt ebenfalls mit der Netzfrequenz f.. Der sekundäre Strom i ist ebenfalls eine Größe, welche dem Leitungsstrom oder Netzstrom i analog ist; d.h. der Stromstärke in

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der Primärwicklung des Stromtransformators 20. Vom Eingangsanschluß Y der MuItipiikatoreinheit 24 wird die Stromstärke i einem umkehrenden (-) Eingnngsanschluß eines Operatorverstärkers oder Rechenverstärkers 01 zugeführt. Wie dargestellt_; besitzt der Rechenverstärker 01 einen Rückkopplungswiderstand R2 und ein Phasenkorrektur! ied Fl, die parallel miteinander verbunden und noch zwischen den umkehrenden Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Rechenverstärkers 01 geschaltet sind. Der Rechenverstärker 01 und der zugeordnete Rückkopplungswiderstrnd R? und d?s Phfsenkorrekturglied Fl arbeiten als Umwandler von Stromstärke n-ch Spannung zur Umwandlung des analogen Stromsignals ±_t in ein analoges Spannungssignal +v -. Das am Ausgangsanschluß des Rechenverstärkers 01 gelieferte analoge Spannungssignal +v - wird über einen Eingangswiderstand R3 an einen umkehrenden Eingangsanschluß eines weiteren Rechenverstärkers geliefert, bei dem ein Rückkopplungswiderstand RP zwischen den vorgenannten umkehrenden Eingangsanschluß und einen Ausgangs anschluß des Verstärkers 02 geschaltet ist. Am Ausgangsanschluß des Rechenverstärkers 02 erscheint das analoge ausgnngsseitige Spannungssignal -v - und dieses analoge Spannungssignal ist um 180° phasenverschoben (d.h. umgekehrt oder invertiert) bezüglich des analogen Spannungssignals +v - (siehe Figur 12).

Wie in Figur R gezeigt, werden in der Multiplikatoreinheit die analogen Spannungssignale +v .. und -v - von den Ausgangsanschlüssen der Rechenverstärker Ol bzw. 02 an einen Analogschalter S? geliefert^ dessen Arbeitsweise noch nachstehend erläutert wird.

Der Umwandler von Stromwerten npch Spannungswerten, bestehend aus dem Rechenverstärker 01, dem Widerstand R2. dem Kompensationsglied FIj dem Rechenverstärker 02 und den Widerständen R3 und RP wird mit weiteren Einzelheiten in der deutschen Patentanmeldung P 24 13 361.0 vorgeschlagen.

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Das analoge Spannungssignal ν (Figur 9) mit der Netzfrequenz f = l/T wird am Eingangs?nschluß χ der Multiplikatoreinheit 24 zugeführt und über einen Widerstand Rl an einen Summie rungspunkt S oder Verzweigungspunkt geführt, der unmittelbar mit einem umkehrenden Eingangsanschluß (-) eines Rechenverstär kers Al verbunden ist. Zwischen den Summierungspunkt S und einen Ausgangsanschluß des Rechenverstärkers Al ist gemäß Figur ein Kondensator Cl geschaltet. Der Summierungspunkt S am umkehrenden Eingangsanschluß des Rechenverstärkers Al ist mit einem Ende des Widerstandes Rl und einem Ende eines weiteren Widerstandes R6 verbunden. Die Werte für Rl und R6 sind gleich (d.h. Rl = R6). Das andere Ende des Widerstandes R6 ist gemäß Figur 8 mit einem weiteren Analogschalter Sl verbunden. Der Analogschalter Sl kann, wie nachstehend noch näher erläutert, so betätigt werden, daß er eine der beiden Bezugsspannungen +V_R oder -V_R an den Widerstand R6 legt. Die Bezugsspannungen +V_ und -V_ sind stationäre oder Gleichspannungen, welche von dem geregelten Netzteil 42 geliefert werden. Der Ausgangsanschluß des Rechenverstärkers Al ist mit einem nicht-umkehrenden Eingangsanschluß (+) eines weiteren Rechenverstärkers A2 verbunden, der als Komparator in der Multiplikatoreinheit 24 dient. Ein Dreieckspannungsgenerator 44 für eine hohe Frequenz (f„) wird an den umkehrenden Eingangsanschluß (-) des Rechenverstärkers A2 angeschlossen. Der Dreieckspannungsgenerator 44 liefert ein Spannungssignal V__n mit einer Frequenz von fg Hertz und dabei ist f_g größer als f.; beispielsweise ist fg = 10.000 Hertz und f_L = 60 Hertz. Die Frequenz f_g ist in ihrer Auswirkung eine Meßwertentnahme- oder Probenahmefrequenz. Wie in dem Block 4^ der Figur R angedeutet, ist die Dreiecksspannung V_ eine bipolare Spannung und enthält

IK

eine Folge von dreieckförmigen Spannungssignalen mit einer Signalfolgefrequenz oder Frequenz f_g. Jedes der dreieckförmigen Spannungssignale besitzt dabei eine Periodendauer T_g =

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Bezüglich ihres Betriebes kann die Multiplikatoreinheit 24 als Impulsbreitenkonverter oder Umwandler mit einer Integration des Aufwärts-Abwärtstyps (feedback tvpe up-down integration) beschrieben werden. Es sei angenommen, daß ursprünglich das eingangsseitige analoge Spannungssignal ν am Anschluß χ der MuI-

Ji

tiplikatoreinheit 24 Null ist (d.h. ν = 0 ). und die Folge von bipolaren dreieckförmigen Spannungssignalen V_TR mit der Signalfolgefrequenz fg oder Meßwertentnahmefrequenz dem umkehrenden (-) Eingangsanschluß des !Comparators A2 zugeführt wird. Weiter hin sei dabei die Bezufrsspannung +V„ s-o mit dem Analogschal-

ter St und dem Widerstand R6 verbunden^ daß dem Summierungspunkt S ein Einganges trom mit der Größe V_R/Rß zugeführt wird. Für v=0 erscheint dann pm Ausgangsanschluß des Rechenver-

stärkers A? oder des !Comparators eine Folge von bipolaren Spannungsimpulssignalen V_n. Die Sppnnungsimpulse V_n besitzen die Wellenformen, wie sie in Figur 10 gezeigt werden. Wie gezeigt, treten die Sp?nnungsimpulse V_n mit der konstanten Impulsfolgefrequenz oder Meßwertentnahmefrequenz f_e auf. Wie in Figur 10 gezeigt, ist die Periode jedes Spannungsimpulses V_n gleich T_g = 1/fg. Da gemäß der Darstellung in Figur 10 ν gleich 0 ist, ist jeder bipolare Spannungsimpuls V_n in der Folge svmmetrisch: d_#h. die positiven und negativen Impulsamplituden jedes Spannungsimpulses V₀ sind gleich und die positive Impulsdauer T. und die negative Impulsdauer (T„ -T.) sind gleich groß. Mit anderen Worten ist bei ν = 0, T. = (T_c - T.) = T„/2 für die Spannungsimpulse V_n, wie dies in Figur 10 gezeigt ist. Insbesondere betätigen die positiven und negativen Teile jedes Spannungsimpulses V_n in der Folge die Analogschalter Sl und S2. D.h. bei ν =0 bewirkt der positive Teil jedes Spannungsimpulssignals V_n in der Folge, daß der Analogschalter St für die Zeitdauer T die Bezugsspannung +V_R mit dem Widerstand R6 verbindet so daß durch den Widerstand R6 die Stromstärke V_R/R6 zum Summierungspunkt S fließt und den Kondensator Cl aufladet. In

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ähnlicher Weise bewirkt der vorgenannte positive Teil jedes Spannungsimpulses V_ in der Folge, d?ß der Analogschalter S2 für die Zeitdauer T. die analoge Spannung +ν ₁ am Ausgang des Rechenverstärkers 01 mit dem Ausgangsanschluß ζ der Multiplikatoreinheit 24 verbindet. In ähnlicher Weise bewirkt bei ν =0

der negative Teil jedes SpannungsimpulssignaIs V₀ in der Folge, daß der analoge Schalter Sl während der Zeitdauer (T_ - T.) = T_c/2 die Bezugsspannung -V^ mit dem Widerstand R6 verbindet, so daß eine Stromstärke vom Betrag V„/R6 durch den Summierungs-

Jtt

punkt S und den Widerstand R6 fließt und den Kondensator Cl entladet. In ähnlicher Weise bewirken die vorgenannten negativen Impulsteile jedes Sp?nnungsimpulses V_Q in der Folge, daß

der analoge Schalter S2 während der Zeitdauer (T_ -T)= T_/2

ο A ο

das analoge SpannungssignM -v * mit dem Ausgangesnschluß ζ der Multiplikatoreinheit 24 verbindet. Wie vorstehend ausgeführt, dient eine Folge von Spannungsimpulssignalen V am Ausgang des Rechenverstärkers oder !Comparators A2 zur Ansteuerung des Analogschalters SX₁ der seinerseits den Widerstand R6 an die Bezugsspannungen +V„ und -V_R legt so daß gleiche Ströme Vp/R6 am Summierungspunkt S während des positiven und negativen Teils jedes SpannungsimpulssignaIs V_ erzeugt werden. Daher wird bei ν =■ 0 der Kondensator Cl durch Ströme V_R/R6 mit gleicher Amplitude und entgegengesetzter Richtung aufgeladen und entladen, so daß der Mittelwert für die Ausgangsspannung am Ausgang des Rechenverstärkers Al V. = 0 ist. Wenn jedoch die analoge Spannung ν am Anschluß χ größer ist als 0, dann wird der Kondensator Cl nicht mehr länger mit gleichen Stromstärken aufgeladen und entladen. Als Ergebnis ist die Spannung V_ nicht mehr länger gleich 0. Daher ist wegen der ungleichen Aufladungsund Entladeströme und wegen der Rückkopplungsschleife (bestehend aus der Steuerspannung V_, dem Analogschalter Sl, den Bezugsspannungen +Y„ und -V_R) dem Widerstand R6 und dem Summierungspunkt S) keines der SpannungsimpulssignaIe V_ in der

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-.27 -

Folge svmmetrisch, wie in Figur It angedeutet. Als Ergebnis bleibt der Summierungspunkt S nicht mehr¹länger auf dem Potential 0. D'her wurde gemäß der Darstellung in Figur 11 (dort ist ν größer als 0) jedes der Spannungsimpulssignale V_Q, die früher gemäß der Darstellung in Figur 10 symmetrisch bezüglich der positiven und negativen Zeitdauer waren, in der Endauswirkung durch die Amplitudeninformation impulsbreitenmoduliert, welche in der sinusförmigen Wellenform des analogen Spannungssignals ν (Figur 9) enthalten ist. Da das modulierende sinusförmige Spannungssignal ν der Figur 9 die Frequenz f. und die Periodendauer T. = l/f_T besitzt und in der impulsbreitenmodu-

L· Xj

lierten Folge von bipolaren Impulsen V_Q nach Figur It jeder dieser Impulse mit der Meßwertentnahmefrequenz f_g oder Impulsfolgefrequenz auftritt und die Periodendauer T_g = 1/fg besitzt, treten während der Zeitperiode T eine Zahl von k Meßwertentnahme-

Jj

impulsen V auf, wobei gilt:

k = f_s/f_L = ^tl^/Ts (Gleichung 19)

Die entsprechenden bipolaren Spannungsimpulse V_Q in der impulsbreitenmodulierten Folge von Figur It werden zweckmäßigerweise

durch die Ordnungszahlen als der erste, zweite

und k-te Impuls V_ bezeichnet. Wie in Figur It angedeutet, nehmen der erste bis k-te bipolare Impuls V_Q in der Folge in Sequenz die ganze Zeitdauer T, einer vollen Periode des sinusförmigen Signals ν (Figur 9) ein. Die vorgenannten ersten bis k-ten Impulse V besitzen, wie in Figur It angedeutet, positive und negative Impulsbreitenteile welche sich in der Zeitperiode T. proportional zur Amplitude und zur Polarität der Signalspanruag ν nach Figur 9 in der gleichen Zeitperiode T. ändern. Je-

X L·

des der ersten bis k-ten bipolaren impulsbreitenmodulierten

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Spannungssignale V_Q besitzt ein Tastverhältnis (d.h. das Verhältnis T_A/T_O), welches die Schpltwirkung der Analogschalter Sl

R D '

und S2 steuert. In der Multiplikatoreinheit 24 nach Figur 8 ist Rl = R6 und das Tastverhältnis ^T _A/^T _S ist definiert als:

T_A/T_S - -1/2 (1 - v_x/V_R) (Gleichung 20)

Demgemäß bewirken die positiven Teile oder Segmente jedes Impulses V₀ eine Zuschaltung der Bezugsspannung +V durch den Analogschalter Sl an dem Widerstand R6 während der Zeitdauer T_A. Weiterhin bewirken sie noch eine Verbindung des sinusförmigen analogen Spannungssignals +v .. mit dem Ausgangsanschluß ζ während der gleichen Zeitdauer T. durch den Analogschalter S2. In ähnlicher Weise bewirken die negativen Teile oder Segmente jedes Impulses ν_Λ eine Verbindung der Bezugsspannung -V„ mit dem Widerstand R6 durch den Analogschalter Sl während der Zeitdauer (T_g - T.) und bewirken auch noch, daß der Analogschalter S2 das sinusförmige analoge Spannungssignal -v - während der gleichen Zeitdauer (^Ts ~ ^TA^ ^{rait dem} Ausgangsanschluß ζ verbindet. Als Folge erscheint am Ausgangsanschluß ζ der Multiplikatoreinheit 24 eine Reihe von aufeinanderfolgenden ersten bis k-ten bipolaren Spannungssignalen ν , die

Impulsbreiten- und amplitudenmoduliert sind. Die Folge von impulsbreitenmodulierten und amplitudenmodulierten Signalen ν

besitzt die Wellenformen, wie sie in Figur 13 gezeigt sind. Wie in Figur .13 gezeigt, besitzt jedes Spannungssignal ν

' Z

eine Periodendauer T_g und tritt mit der konstanten Signalfolgefrequenz oder Meßwertentnahmefrequenz f_e auf. Daher sind in der Folge von Signalen ν nech Figur 13 erste bis k-te aufein-

anderfolgende Signale ν vorhanden, die während eines Zyklus* oder einer Periode T - 1/f. des analogen Signals ν auftreten (Figur 9) und auch noch während einer Periode T; - l/f_T der analogen Signale +v - und -v - (Figur 12).

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Wenn die Spa nnungs impulss ipnrle V_n. aus symmetrischen Impulsen (v = O) gemäß Figur 10 bestehen, dann schaltet der Analogschalter S2 die Spannung +v* und -v - gemäß dem Tastverhältnis, wie es durch die Gleichung 20 definiert ist, an den Ausgangsanschluß ζ in einer solchen Weise, daß der Mittelwert von ν

' ζ

Null ist. Wenn jedoch die Impulse V nicht symmetrisch sind (v ist größer als 0) gemäß der Darstellung in Figur 11, dann wird der Wert für das Signal ν größer als Null. Mathematisch

kann dies wie folgt ausgedrückt werden:

v_z - v_vl (2T_A/Tg - 1) (Gleichung 21)

Durch Einsetzen von Gleichung 20 in Gleichung 21 erhält man:

v_z - ν_χν -/V_R ' (Gleichung 22)

Daher ist die Ausgangsspannung ν von der Multiplikatoreinheit am Ausgangsanschluß ζ direkt proportional dem Produkt von ν und ν j, wobei Rl => R6 und V eine konstante Bezugsspannung ist.

In der Gleichung 22 ist ν eine analoge Spannungsdarstellung der Leitungsspannung ν gemäß der Definition in Gleichung 1 und ν - ist eine analoge Spannungsdarstellung des Leitungsstroms i gemäß der Definition in Gleichung 3. Weiterhin ist das Spannungssignal ν repräsentativ für die momentane Leistung p, die in

verschiedenster Weise durch die Gleichungen 5, 7 und 10 vorstehend definiert ist.

Jeder der bipolaren Spannungsimpulse ν gemäß der Folge nach Figur 13, die noch impulsbreitenmoduliert und amplitudenmoduliert

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sind, besitzt positive und negative Impulsteile oder Segmente mit einer Zeitdauer T_A bzw. einer Zeitdauer (T_ - T_A). Ebenso besitzen die positiven und negativen Teile oder Segmente jedes bipolaren Impulses ν praktisch symmetrische Amplituden

+v j und -v_vl. Die Gleichung 21 wird dadurch abgeleitet, daß das Produkt ν . Τ_α gleich der Differenz in den Flächen der

Z ü

positiven und negativen Impulsteile gesetzt wird. D.h. in der folgenden Gleichung wird nach ν aufgelöst:

^vz^TS " Vl^TA " Vl ^(TS " ¹V (Gleichung 21a)

Wie in Figur 8 gezeigt, werden vom Ausgangsanschluß ζ der Multiplikatoreinheit 24 die Folge von bipolaren Spannungsimpulsen ν (Figur 13) mit Impulsbreitenmodulation und einer Amplitudenmodulation mit einer konstanten Impulsfolgefrequenz fg abgegeben (beispielsweise 10 Kilohertz) und einem eingangsseitigen Widerstandselement R20 eines Tiefpaßfilters 26 zugeführt. Das Widerstandselement R20 ist unmittelbar mit einem umkehrenden (-) Eingangsanschluß eines Rechenverstärkers verbunden. Ein weiteres Widerstandseleraent R22 ist über einen nicht umkehrenden (+) Eingangsanschluß des Verstärkers 07 und ein, Bezugspotential oder Masse geschaltet. Ein Widerstandselement R21 und ein Kondensator C4 sind gemäß der Darstellung parallel geschaltet und die Parallelkombinetion C4 und R21 ist zwischen den umkehrenden Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Rechenverstärkers 07 geschaltet.

Die Tiefpaßfiltereinheit 26 ist ein aktives Filter mit Verwendung eines RC-Gliedes (R21, C4) zur Mittelwertbildung an der Folge von Spannungsimpulsen ν und liefert am Ausgang des

Rechenverstärkers 07 ein stationäres Spannungssignal V„ oder

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Gleichspannungskomponenten der in Figur 13 gezeigten Spannungswellenform. Wie bereits zuvor ausgeführt, ist jeder Spannungsimpuls v_ (Gleichung 21, Figur 13) repräsentativ für den Momenr· tanwert ρ der Leistung (Gleichungen 4 bis 10, Figur A). Wenn der Momentanwert ρ für die Leistung über eine relativ-lange Zeitperiode gemlttelt wird, erhält man als Ergebnis den Mittelwert der Leistung P (Gleichungen 11 bis 12, Figur 5). In dem Tiefpaßfilter 26 der Figur 8 wird die Folge von Impulsen v_

Z'

in der Endauswirkung über eine relativ lange Zeitperiode geraittelt, um ein Gleichspannungssignal V„ zu erhalten, das repräsentativ ist für den Mittelwert der Leistung P.

Das Spannungssignal V_p wird vom Ausgang des Tiefpaßfilters 26 und am Ausgangsanschluß des Rechenverstärkers 07 einem Eingangsanschluß w eines Umwandlers 28 für die Umwandlung von Analogwerten nach Impulsfolgefrequenzwerten zugeführt. Die Funktion des Umwandlers oder Konverters 28 besteht darin, das den Mittelwert der Leistung P darstellende Spannungssignal V_p in eine Folge von quantisierten Impulssignalen V_n umzuwandeln. Diese stellen jeweils einen konstanten oder quantisierten Betrag aktiver elektrischer Energie W_Q (beispielsweise 1, 2 Wattstunden) dar, welche dem elektrischen Verbraucher ζ in Figur 8 zugeführt wird. Der Umwandler 28 enthält ein elngangsseitlges Widerstandselement R 23, von dem ein Ende mit dem Eingangsanschluß w und das andere Ende mit dem S.ummie rungs ρ unkt Sw verbunden ist. Wie gezeigt, 1st der Summierungspunkt Sw direkt mit einem umkehrenden (+) Anschluß eines Rechenverstärkers 08 verbunden. Weiterhin ist ein weiteres Widerstandselement R24 zwischen einen nicht umkehrenden (+) Eingangsanschluß des Rechenverstärkers 08 und eine Quelle für Bezugspotential oder Masse geschaltet. Ein Kondensator C5 ist zwischen den Ausgangsanschluß des Verstärkers 08 und den Summierungspunkt Sw geschaltet; dieser Punkt ist wiederum mit dem umkehrenden Eingangsanschluß des Rechenverstärkers 08 verbunden. Der Ausgangsanschluß des Rechenverstärkers 08 ist über ein Widerstandselement R25 mit der Basis eines Transistors Tl

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verbunden. Der Transistor Tl ist gemäß Figur 8 ein npn-Transistor, dessen Kollektor mit einer Bezugsspannungsquelle +Vl verbunden ist. Der Emitter des Transistors Tl ist über ein Widerstandselement R26 mit einer Bezugspotentialquelle oder Masse verbunden. Der Emitter des Transistors Tl ist weiterhin noch mit den zusammengeschalteten Eingangsanschlüssen eines Gatters Gl verbunden. Weiterhin ist der Emitter des Transistors Tl noch mit einem Eingangsanschluß eines Flip-Flops FFl verbunden. Der Ausgangsanschluß des Gatters Gl ist mit einem weiteren Eingangsanschluß, des Flip-Flops FFl verbunden. Eine weitere Bezugsspannungsquelle +V3 ist gemäß der Abbildung mit dem Gatter Gl verbunden. Wie gezeigt, ist eine binäre Teilereinheit 46 für 6 Bits elektrisch mit dem Flip-Flop FFl gekoppelt und eine Quarzoszillatoreinheit 48 ist ihrerseits elektrisch an die Teilereinheit 46 gekoppelt. Der Flip-Flop FFl besitzt zwei Ausgänge. Ein Ausgang ist über ein Widerstandselement R2? mit der Basis eines weiteren npn-Transistors T2 verbunden, dessen Emitter an eine Quelle für Bezugspotential oder an Masse angeschlossen ist. Der andere Ausgang des Flip-Flops FFl ist mit einem Eingangsanschluß u eines Sperrkreises 30 für eine niedere Eckfrequenz verbunden. Wie gezeigt, ist der Kollektor des Transistors T2 an ein Ende eines Widerstandselementes R29 und an die Basis eines weiteren npn-Transistors T3 angeschlossen. Das andere Ende des Widerstandselementes R29 ist mit der Bezugsspannungsquelle +Vl verbunden. Weiterhin ist der Kollektor des Transistors T3 mit einer weiteren Bezugsspannungsquelle +VR3 verbunden. Ein weiteres Widerstandselement R28 ist zwischen den Emitter des Transistors T3 und den Summierungspunkt Sw geschaltet. Die Bezugsspannungsquellen +Vl, +V3 und +VR3 werden aus dem Netzteil gemäß der Darstellung in Figur 8 entnommen.

Im Betrieb wandelt der Umwandler 28 für die Umwandlung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz die eingangsseitige Signal-

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Spannung V„ in eine Folge von Ausgangsspannungsimpulsen V_x, um.

r Si

Die Folge von Impulsen V_n besitzt eine variable Impulsfolgefrequenz oder Frequenz f und diese Impulsfolgefrequenz f ist proportional dem Mittelwert der Leistung P (Figur 5). Weiterhin stellt jeder der Impulse V_n einen quantisierten Betrag elektrischer Energie W dar. Beispielsweise stellt jeder Impuls V_n einen quantisierten Betrag elektrischer Energie W =1,2 Wattstunden dar.

Die am Verbraucher Z zugeführte elektrische Leistung P ändert sich gemäß der Darstellung in Figur 14 zwischen den maximalen

und minimalen Werten P und P . über eine bestimmte Zeitmax min

dauer und entsprechend ändert sich das am Ausgang des Tiefpaßfilters 26 erhaltene Spannungssignal V-, zwischen den Werten V-, und Vp . während der gleichen Zeitperiode gemäß der Darstellung in Figur 15. Trotzdem liefert der Umwandler 28 nur einen Spannungsimpuls V_n jedesmal dann, wenn die Größe W (Figur 7) einen Pegelwert von 1,2 Wattstunden erreicht. Daher kann die Gleichung 13b wie folgt umgeschrieben werden:

^Wq " ^Pm*x^Tqmin " ^Pmin^Tqmax (Gleichung 13c)

Wenn weiterhin P_max beispielsweise mit P =* 2,078 Kilowatt und ^Pmin ^beisP^ielsweise mit ^p _min ⁼ 0,02598 Kilowatt vorgegeben wird, dann folgt aus Gleichung 13c bei P die Größe T .

max qmin

2,078 Sekunden und bei P . ist die Größe T =■ 166,28 Sekun-

min qmax '

den. Die Größen T T und T _in stellen die Zeitdauer in

Sekunden zwischen den ausgangsseitigen Spannungsimpulsen V_n vom Flip-Flop FFl oder von dem Umwandler 28 für die Umwandlung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz dar.

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Im Hinblick auf das relativ große Zeitintervall (T „„ =

qmax

166,28 Sek.) würde-die genaue Integration der Signale für den
Mittelwert der Leistung P zur Erzeugung eines weiteren Signals für die elektrische Energie W üblicherweise die Verwendung eines untragbar großen Integrationskondensators in dem Integrationsabschnitt des Umwandlers 28 erfordern. Die Verwendung eines
solchen großen Kondensators wird dadurch vermieden, daß der
Umwandler 28 mit einer viel höheren Impulsfrequenz als
1/166,28 Impulse pro Sekunde betrieben wird und anschließend
eine Impulsteilerschaltung 32 zur Umwandlung der höheren Betriebsimpulsfrequenz des Umwandlers 28 auf die niedrigere Impulsfrequenz von 1/166,28 Impulsen pro Sekunde verwendet wird.

Der Umwandler 28 für die Umsetzung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenzwerte nach Figur 8 verwendet eine Aufwärts-Abwärts-Integfationsschaltung. Während einer Zeitperiode T_ ladet die
Stromstärke I_F den Kondensator C5 so auf, daß gilt:

Q_F(t) - j I_F dt (Gleichung 23)

J. ■

Dabei bezeichnet die Größe Q_F die angespeicherte elektrische
Ladung und I_ bezeichnet den Ladestrom am Suramierungspunkt Sw. Da der Summierungspunkt Sw infolge des großen Verstärkungsgrades für die unterbrochene Schleife für den Rechenverstärker 08 praktisch auf dem Potential Null liegt, ist die Stromstärke I_F praktisch eine Funktion der Eingangsspannung V-, und des Eingangswiderstandselementes R23. Wenn der Kondensator C5 auf
einen bestimmten Spannungswert aufgeladen wird, denn wird der
Flip-Flop FFl, welcher als Schwellwert-Flip-Flop oder Verzögerungs-Flip-Flop arbeitet, während eines ZeitintervalIs T_R

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durchgeschaltet. Während des Zeitintervalle T_R wird ein Analogschalter, der Transistor T3, betätigt, und es wird eine Stromstärke I_ durch die Entladung des Kondensators CF erzeugt. Der Analogschalter-Transistor T3 wird betätigt oder durchgeschaltet infolge der Wirkung einer Steuerstufe für die TrPnsistorschaltung. Diese besteht aus dem Transistor T2, dem Widerstandselement R27 und dem Widerstandselement R29. Wie in Figur 8 gezeigt, wird der Trpnsistor T2 dieser genannten Steuerstufe durch den Flip-Flop FFl betätigt. Die Steuerstufe für die Tra nsistorschaltung (bestehend pus T2, R27. R29....) wirkt als eine Rückkopplungs-Impulshöhenbezugsschaltung. Mathematisch kann dies wie folgt ausgedrückt werden:

^(T

Q_R(t) -j (I_R - I_F) dt (Gleichung 24)

Dabei stellt die Größe Q_R die elektrische Ladung dar, die vom

Kondensator CF entladen wird, I_x. stellt die elektrische Strontia

stärke dar, welche durch die Entladung von CF erzeugt wird,
Ip ist die elektrische Stromstärke, mit der CF aufgeladen wird und Tj₁ ist das Zeitintervall, in dem CF durch die Stromstärke I_ aufgeladen wird. T_R ist das Zeitintervall, in dem CF entladen wird.

^QR^{(t) = Q}F

können die Gleichungen 23 und 24 gleichgesetzt werden und es
folgt dann:

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⁼ TV" (Gleichung 2F

¹F ^{+ 1}R ¹R¹R

Dabei ist f die Impulsf öl pref requenz.

Weiterhin ergibt sich pus den Schaltungsbeziehungen des Umwpndlers 2fl für die Umsetzung von Annlogwerten in Impulsfölgef requenz (Figur «O :

¹R "" (Gleichung 26)

^VF
¹F ⁼ (Gleichung 27)

Ebenso sind die Frequenz f und die Periode T = 1/f des

ο oo

Quarzoszillators 4* Konstanten. Außerdem besitzt der Binärteiler 46 einen konstanten Teilfrktor K . beispielsweise K = 64.

ο ο

Daher gilt:

T_R = T_q K_q (Gleichung 2<n

Daher folgt aus den Gleichungen 25, 26 und 27:

I V (R?s) ν

^TT- " ⁼ K7 (Gleichung 29)

RR oo A

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In Gleichung 20 ist Κ_Λ ein Anrlogumwandlungsfaktor in Voltsekunden. Ebenso folgt noch aus Gleichung 20:

^KA - {rW ^{(VR3) T}o^Ko (Gleichung 30)

Die Ausgangsimpulsfolgefrequenz f der Gleichung 20 ist direkt proportional der Eingangsspannune: V„ (oder der Stromstäi'ke I). Da außerdem I„ und T„ und auch R2-°. und-R23 Konstanten sind, er-

K η

hält man eine crenrue Umvandlung von An^logspannungswerten in Frequenzwerte. Weiterhin rrbeitet der Quarzoszillator 4P mit 400 Kilohertz und stellt drs Bezugszeit interval 1 T ein. Die binäre Teilereinheit <*6 mit 6 Bitswandelt die Frequenz f des Qurrzoszii 1 rtors ^p zu niedrigeren Werten mit einem Faktor 64 um oder teilt sie durch diesen Faktor.'so daß der Flip-Flop FFl mit einer Frequenz von f_R = t/T = f /_6/1 = 6,2F0 Hz angesteuert wird! Weiterhin ist das Zeitintervrl 1 T„ = l/f_D die Bezugszeit

K η

und bestimmt die Abwärtsintegr?tionszeit (down integration time) für den Umwandler 2« für die Umsetzung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz. Der Impulsstrom I_R wird bestimmt durch die konstante Bezugsspannung VR3 und den konstanten Widerstand 2R. Der Strom I_Rwird durch den Analogschalttransistor T3 in der Abwärtsintegrationsschleife ein- und ausgeschaltet (diese umfaßt den Emitter des Transistors T3, den Widerstand R2P und den Summierungspunkt Sw) des Umwandlers 28 für die Umsetzung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz.

In den Figuren 16 und 1? sind Wellenformen in verschiedenen Abschnitten des Umwandlers 2P für die Umsetzung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz gezeigt. Die Figur 16 zeigt die Wellenformen der Ausgangsspannungen, die am Integrationsabschnitt (Rechenverstärker 08. Kondensator CF....) in dem Konverter 28 bei Vorhandensein der Eingangsspannung V_ entstehen, deren Wellenform in Figur IF gezeigt ist. Ebenso zeigt die Figur 17 die

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Wellenformen einer Folge von Ausgpngsimpulsen V„. die ?m Ausgnng des Umwmdlers 28 für die Umsetzung von £nplogwerten nrch Impulsfolgefrequenz geliefert werden; d.h. ?m Ausgrng des Flip-Flops FFl. Wie in Figur 17 gezeigt, ist die Folge von Ausgangsimpulsen V_n eine sich ändernde Impulsfolgefrequenz f entsprechend der Amplitude oder dem Pegelwert der Eingpngsspsnnung V_F gemäß Figur 15, und jeder der Impulse V„ stellt einen qurntisierten oder konstanten Energiebetrpg- von 1,2 W?ttstunden opt.

Vom Ausgcng des Konverters 2^ (d.h. dem Ausgrnr des T¹Jp-Flops FFl) wird die Folge von qu&ntisierten Impulsen V._T mit einer Impulsfolgefrequenz f, die proportional ist, dem durch Vj, dargestellten Mittelwert der Leistung P, an einen Eingpngsanschluß u einer Sperrschaltung 30 für niedrige Eckfrequenz ge-- näi Figur 9 zugeführt. Wie noch im einzelnen nr chstehene' beschrieben, verhindert die SperrschPltung 2O₁ dr?, vorhr-ndene Impulse V„ mit einer Folgefrequenz unterhalb einer vorgewählten Mindestimpulsfolgefrequenz, die einenmaximalen Intervall T

C[UiP Λ

zwischen den Impulsen \' entspricht und ebenfplls gemäT Gleichung l?c dem Wert P . . durch den Eingangs?nschlu^ u und das G tter G^ der Sperrschpltung ?0 hindurch ?n die Teilerschpltung für die Impulsfrequenz geliefert werden. Es sei /jedoch pngenommen, dp'S die Serie von Ausgpngs impulsen V„, die ρ π Ausgang des Umwpndlers 28 abgegeben werden eine Impulsfolgefrequenz f besitzen, die in einem vorgewählten Bereich von Impulsfolgefrequenzen liegen,welche nicht durch die Wirkung des Sperrgliedes gesperrt werden. Dann arbeitet die Teilerschaltung 32 für die Impulsfrequenz so, daß sie die Betriebsfrequenz des Umwrndlers 2R auf eine niedrigere Frequenz teilt. In Figur P ist die Teilersch?ltung ??. für die Impulsfrequenz ein Pinärteüer r.it 11 Dits. Der Betriebsbereich des ümwandlers 28 liegt zwischen 12,31 Hz und 98P Hz und durch die Teilerschaltung 32 wird dieser Bereich auf einen neuen Bereich von 0,006 Hz bis 0,481 Hz herabgesetzt.

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Diese Umwandlung oder Hembsetzung entspricht den Zeitintervall en T = 166. ?.P- Sekunden und T₄= 2,0*8 Sekunden. Dnqmrx qmin

her vird durch die Teilerschr1tung 32 ein Teilfpktor IC = 2O4R auf die Signale des Umwpndlers 2« pusgeübt. Diese Teilung oder Herpbsetzung durch die Arbeitsweise der Teilerschaltung 32 (beispielsweise einer Binärteilereinheit für It Bits) ist in Figur 1« verpnschpulicht. Die Figur 17 zeigt die Folge von Impulsen V_n Pm Ausgang des Umwpndlers 2R vor der Teilung durch die TeilerschPltung ?2.

Ebenso besteht eine Beziehung zwischen dem Zeitintervall T und der Wattstundenkonstpnte W für dps Zählergerät gemäß der Erfindung.

Die Gleichungen \* , 16, I⁷ und 18 können verwendet werden, um zu zeigen, doΊ gilt:

T = K_C/K_M P (Gleichung 31)

und mit Einsetzung von:

^KC ^{= K}A^KD (Gleichung ?■?)

wird Gleichung 31 urn rewind ei t in:

^Tq ^{= K}t\^KD^/Ki\ ^P (Gleichung 33)

Orbei ergibt sich U's Gieichuntr ?Q die Grö3e K₁. ?ls Funktion vor. RTj I??⁰, VR?, T unc^! K^. die r^e vorgepreVcne Konstrnter sind, /,up der vorstellender rrcrhreibunr folgt, er ^ die C-rc?e K„ ein konstpnter Teilerfpktor ist (beispielsweise 2O4S), welcher bus der binären TeilerschPltung 32 erhPlten wird. Es kann gezeigt werden, daß K„ eine Funktion von R6, Rl. R2, V_R, R21. R?0 und 3uch von K und K. ist.

ν ι

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Dabei ist K ein Faktor, welcher in Beziehung steht zu dem Potentia!transformator 22. Fs kann gezeigt werden, dpß er eine Funktion von N , N , cos % und e^ ist. Dabei sind die' Größen N und N die Anzahl der Primärwicklungen bzw. Sekundärwicklungen auf dem Transform*tor 22.% ist der Phasenwinkel zwischen den Primärspannungen und Sekundärspannungen über den Wicklungen N und N und e ist der Übersetzungsfehler des Transformators 22.

S V

K. ist ein Faktor für den Stroratransformator 20 und man kann zeigen, daß er eine Funktion von N. N. , cos & und e. ist. Dabei sind N. und N. die Anzahl der Primärwicklungen bzw. Sekundärwicklungen auf dem Transformator 20, /3 ist der Phasenwinkel zwischen dem Primärstrom und dem Sekundärstrom im Transformator 20 und e. ist der Übersetzungsfehler des Transformators 20.

Daher ist aus Gleichung 33 ersichtlich, daß die Größe T nur von den gewählten elektrischen Bauteilen und der Leistung P abhängig ist.

Wie in Figur R angedeutet, ist das Sperrglied ?0 für niedrige Eckfrequenz eigentlich ein Filterkreis. Beginnend mit den Fingangsanschluß u ist ein Widerstandselement R30 in Reihe mit einem Transistor DlO geschaltet, dessen Basis- und Emitterelektroden miteinander verbunden sind. Der Kollektor des Transistors DlO ist in Reihe mit einem Kondensator C6 geschaltet, dessen anderes Ende mit einer Quelle für Bezugspotential oder mit Masse verbunden ist. Durch die gemeinsame Verbindung von Emitter und Basis des Transistors DtO kann dieser Transistor als Diode rrbeiten. Ein weiterer Transistor Ύ4 enthält eine B?siselekt2'ode, die mit der Kollektorelektrode des Transistors DlO verbunden ist. Weiterhin ist die Emitterelektrode des npn-Transistors T4 mit einer Quelle für Bezugspotentie3 oder mit Masse verbunden. Der

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Kollektor des gleichen Transistors T4 ist über ein Widerstandselement R31 mit der Bezugspotentialquelle +Vl verbunden. Weiterhin ist noch der Kollektor des Transistors T4 mit dem Eingang eines Gatters G3 verbunden und dieses Gatter G3 ist auch noch an eine Bezugspotentialquelle +V2 angeschlossen. Das Bezugspotential +V2 wird aus dem geregelten Netzteil 42 entnommen. Weiterhin besitzt das Gatter G3 zwei Eingangsanschlüsse, die beide miteinander und mit der Kollektorelektrode des .Transistors T4 verbunden sind. Der Ausgangsanschluß des Gatters G3 ist mit einem Eingangs?nschluß eines weiteren Gatters G2 verbunden. Dps Gatter G2 besitzt noch, einen weiteren Eingangsanschlußj der gemäß der Darstellung mit dem Eingangsanschluß u des Sperrkreises 30 verbunden ist. Weiterhin besitzt das Gatter G2 noch einen Eingangsanschluß, der mit einer Bezugsspannungsquelle +V3 verbunden ist. Der Ausgangsanschluß des Gatters G2 ist gemäß der Darstellung unmittelbar mit dem Eingang der Teilerschaltung 32 für dje Impulsfrequenz verbunden oder mit der binären Teilereinheit für 11 Bits. Im Betrieb werden keine Impulse V_n an die Teilereinheit 32 für die Impulsfrequenz abgegeben, wenn der Mittelwert der Leistung P unterhalb des Wertes P_min liegt (Figur 14) oder entsprechend die Spannung V„ unterhalb V_ . liegt (Figur 15). Es können jedoch Impulse· V_n zur Teilerschaltung 32 für den Fall durchlaufen, daß der Ausgang des Gatters G3 auf einer logischen 1 ist oder wenn der Kollektor des Transistors T4 auf etwa 0 Volt liegt. Dies ist dann der Fall, wenn ein vorbestimmter Spannungspegel durch den Aufladekondensator C6 erreicht wird. Wenn dieser genannte Spannungspegel erreicht wird, aktiviert er den Transistor T4. Die Sperrfrequenz kann auf einen vorgewählten Wert durch Veränderung von R30 oder C6 eingestellt werden.

Wenn die Impulsfolgefrequenz unterhalb einem vorgewählten Minimum liegt, dpnn ist die Spannung über dem Kondensator C6

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zu. gering, um den Transistor T4 zu aktivieren. Der Eingang am Gatter G3 ist daher auf einer logischen 1 und daher ist der Ausgang am Gatter G3 auf einer logischen 0. Als Folge hiervon können keine der am Eingangsanschluß u ankommenden Spannungsimpulse V„ durch das Gatter G2 hindurchlaufen.

Die Folge von Impulsen V_n, welche repräsentativ sind für qurntisierte oder konstante Beträge* elektrischer Energie W und am Ausgang des Gatters G2 abgegeben werden, werden in der Teilerschaltung 3?. für die Impulsfrequenz weiterverarbeitet. Die Ausgangsimpulse V_n mit geteilter Frequenz am Ausgang der Teilerschaltung 32 werden in der Impulsverstärkereinheit 34 verstärkt. Die aus der TeilerschPltung 32 herauskommenden Ausgangsimpulse V_1x mit unterteilter Frequenz sind in Figur IR gezeigt. Die Impulsverstärkereinheit ?* erzeugt eine Folge von verstärkten Ausgangsimpulsen zur Ansteuerung des Schrittmotors 36. Dieser treibt seinerseits d^s Anzeigeregister oder den Anzeigezähler 3Π an und sammelt oder zählt in der Endauswirkung die Ausgangsimpulse. Die gesammelten oder gezählten Ausgpngsimpulse stellen die elektrische Energie W d?r.

In Figur 1 und R ist mit gestrichelten Linien eine Schsltereinheit.4O für die Datenübertragung drrgestellt. Die Übertrpgungs- einheit 40 wird mit gestrichelten Linien dargestellt, da sie nur wahlweise einzufügen ist. Sie kann in dem Zählersystem als zusätzliche funktionale Einheit dann aufgenommen werden, wenn die Umstände es erfordern. Wie in den Figuren 1 und 8 angedeutet, kann der Eingangsanschluß für die Scheltereinheit 40 zur Drtenübertragung entweder.an den Ausgang des Sperrkreises ?C oder

alternativ hierzu an den Ausgang der Teilersehsltung ?2 gekoppelt werden. Dies hängt davon ab, ob es erwünscht ist, die Datenimpulse V₁₁ mit der höheren Impulsfolgefrequenz vom Aus-

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gpngsanschluß des Gutters G2 des Sperrkreises 30 oder der durch Teilung herrbgesetzten Folgefrequenz am Ausgang der Teilerschpltung 32 zu übertragen, für Fernmeßzwecke ist es oft erwünscht, Impulse mit der höheren Impulsfolgefrequenz zu übertragen. Im Betrieb kann die Schaltereinheit 40 für die Datenübertragung durch ein Signal oder durch Signale von einem entfernt angeordneten Meßplatz aktiviert werden, indem solche Signale auf einer Übertragungsleitung 40a zugeführt werden. Wie angedeutet, ist die Übertragungsleitung 40a zwischen den Fernmeßplatz und einen Anschluß oder Anschlüsse pn einem Ende der Schaltereinheit 40 für die Datenübertragung gekoppelt. Wenn die über die Übertragungsleitung 40p zugeführten Aktivierungssignale die Schaltereinheit 40 für die Dp.tenübertrrgung aktivieren, dann werden in der Endauswirkung die Folge von pusftangsseitigen Spr.nnungsImpulsen V„ zu dem Fernmeßplrtz übertrafen. Die übertrpgenen Impulse V_n können, wie bereits puspeführt. entweder pm ^usppng des Sperrkreises Γ.0 oder am Ausgang der Teilerschaltunp 32 für die Impulsfrequenz entnommen werden.

Weiterhin krnn die Teilerschaltung 32 für die Impulsfolgefrequenz (beispielsweise eine binäre Teilereinheit für Il Bits) eine solche Einheit des nicht-löschenden oder speicherfähigen Typs sein, um eine Pufferspeicherfähigkeit für den Fall eines Netzausfalls zu erhalten. Auf diese Weise kann die Information dort sicher während der Ausfallperiode gespeichert und nach der WiederzuschaItung des Netzes weiterverarbeitet werden. Der Zähler nach den Figuren 1 und ä ist auch anpaßbar zur Ausführung von Operationen zur Gesamtwertbildung. Beispielsweise können weitere Einphasen-Svsteme mit jeweils eigenen Multiplikatoreinheiten und zugeordneten Strom- und Potentie!transformatoren mit dem Zählersystem nach den Figuren 1 und 8 dadurch gekoppelt werden, daß die Ausgänge der vorgenannten zu-

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sätzlichen Multiplikatoren der anderen Einphasen-Svsteme mit dem Anschluß ζ verbunden werden, welcher den Eingang für das Tiefppßf ilter 26 darstellt. In diesem Ea He sind dann dr.s Tiefpaßfilter 26, der Umwandler 2« für die Impulsfrequenz, der Sperrkreis 30, die Teilerschaltung 32, der Impulsverstärker 34, der Schrittmotor 36 und der Anzeigezähler 38 für alle diese Einphasen-Svsteme gemeinsam und die elektrische Energie der gesamten Systeme wird daher insgesamt ermittelt und auf dem Zähler 38 angezeigt.

Obwohl bei der Berechnung des m?thematischen Produktes ρ = vi (Gleichung 4) das für ν analoge Signal ν beschrieben wird, welches hier im Zusammenhang mit der MultiplikPtoreinheit 24 der Figur R zur Umwandlung der bipolaren Signrle V in bipolare impulsbreitenmodulierte Impulse nach Figur Il verwendet v/ird. und die Analogsignale +v - und -v - entsprechend der Grö^e i durch den Analogschalter S2 geschaltet werden zur Erzeugung eines Impulsbreiten- und amplitudenmodulierten Signals v_r für die Größe p, kann selbstverständlich das mathem?tische Produkt auch auf andere Weise dadurch erhalten werden, daß das analoge Signal +v - anstelle des analogen Signals ν zur Uriw?ndlune: der bipolaren Signrle V- in impul sbreitentnodul ierte bipolare Impulse nach Figur 11 und das analoge Signa] ν (und ein um 180° phasenverschobenes Signal -v ) verwendet werden zur Umschaltung des Analogschalters S2 zur Erzeugung eines Impulsbreiten- und amplitudenraodulierten Signals, wie drs Signa] ν , das dann repräsentativ ist für den Momentanwert der Leistung p. Die verschiedenen in Figur P gezeigten Rechenverstärker können beispielsweise solche Rechenverstärker des Tvps SSS ίλλ Β, hergestellt von Precision Mnnolithics Incorporrteö, Srntr Clrrr-, CaI., sein.

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Claims (1)

1. Paten tr> nsprüche

   I.) Verfphren zur Messung elektrischer Energie in einem EinphPsenwechselsppnnungs-Svstem mit zwei Leitungen und einer Frequenz von f_T Hertz, dpdurch gekennzeichnet, daß es umfaßt:

   es wird ein erstes Analogsignal von f. Hertz repräsentativ

   L·

   für den Strom in einer der beiden Leitungen erzeugt, es wird ein zweites Analogsignrl mit einer Frequenz von f_T Hertz repräsentativ für die Spannung zwischen den beiden Leitungen erzeugt, es wird ein drittes Analogsignal erzeugt, das um IRO außer Phase relativ zum ersten oder zweiten Analogsignal ist und sonst gleich diesem ersten oder zweiten pnplogen Signal ist. es wird eine erste Folge von bipolaren Im-pulspignp 1 en erzeugt, wobei diese erste Folge von Signalen eine Signplfolgefrequenz f_o besitzt die größer ist als f_L, wobei /jedes bipolare Impulssignal dieser ersten Folge positive und negative Impulssignplteile mit gleicher Amplitude und gleicher Zeitdauer besitzt, diese erste FoI-n-e von ,bipolaren Imnulssipn?len wird mit dem ersten oder rrveiten ρnplogen Signrl impulsbreitenmoduliert zur Erzeugung einer zweiten Folge von impulsbreitenmodulierten bipolaren Impulssignalen, wobei diese zweite Folge von Signalen die Signplfolgefrequenz f_g besitzt und jedes der bipolpren Impulssignale der zweiten Folge die Periodendauer Tg = l/fg ρufweist und einen positiven Impulssignplteil mit der Zeitdauer T^. so dpß'für iedes bipolare Impulssignai dieser zweiten Folge das Verhältnis T_A/T_S proportional der Amniitude c?es modulierenden zweiten analogen Signals zum Zeitpunkt entsprechend dem Auftreten dieses bestimmten Impulssignals in der zweiten Folge ist, das erste und zweite analoge Signal werden unter Steuerung

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   durch die zweite Folge von Impulssignalen während der Zeitdauer T. des positiven Impulssignrlteils ,iedes Impulssignals in der zweiten Folge gesteuert oder durchgelassen und das dritte analoge Signal wird unter Steuerung durch die zweite Folge von Impulssignalen während der Zeitdauer (Tg - T.) des negativen Impulssignalteils jedes der Impuls-Signale in der zweiten Folge gesteuert zur Erzeugung von einer dritten Folge von bipolaren impulssignplen aus diesen gattergesteuerten ersten und dritten Analogsignalen, wobei diese dritte Folcre von Signalen die Signalfolgefrequenz fg besitzt und ,jedes bipolare Impulssign?1 dieser dritten Folge eine unipolare Signalkomponente der Zeitdauer Tg enthält, welche die Periode jedes bipolaren Impulssignales darstellt und diese unipolare Sign?!komponente eine Amplitude proportion?¹1 zur Differenz zv. ischen den Flächen unter dem positiven und negativen In-pulspip-n"] teil des bipolaren Irapulssignrles besitzt, die dritte FnI^e von bipolaren Impulssignalen wird gefiltert, und es wird ein erstes unipolares Signa] mit einer Zeitdauer von mindestens l/f_T erzeugt mit einer Amplitude proportional zum Mittelwert der Amplituden der unipolaren Signale der dritten Folge von Signalen, und das erste unipolare Sirnr-¹ wird in eine Folge von quantisierten Signalen umgewandelt, wobei die Signalfolgefrequenz dieser Folge von quantisierten Signalen proportional der Amplitude des ersten unipolaren Signals ist. und jedes dieser qupntisierten Signale eine Konstante darstellt und diese Konstante proportional dem Zeitintegrpi von Pdt über einer Zeitperiode T ist wobei P die Amplitude des ersten unipolrren Sirnr Is dr-rstellt.

   2. Verfahren nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß es weiterhin den Verfahrensschritt der Zählung der quantisierten Signale enthält.

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   Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , da3 die Amplitude jeder unipolaren Signalkomponente jedes bipolaren Impulssignals der dritten Folge repräsentativ für und proportion?] zur Leistung in

   dem Svstem während der Zeitdauer T₀ ^des bipolaren Impuls-

   ο -

   signales ist, wobei die Amplitude des ersten unipolaren Signals repräsentativ und proportional zum Mittelwert der Leistung im System ist und jedes der quantisierten Signale repräsentativ für einen konstanten Energiebetrag in dem Festem ist und die Anzahl der gewählten qurntisierten Signrie prnpnrtinrr] zur Gep~ntenergie ist.

   Verfahren nrch Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet . ö?°j c'rs erste rnrloge Figna] gemätt dem Vorhandensein eines in einer der beiden Leitungen gemessenen Stronp erzeuft v.irc> unc' örs zv-eite rnrloge Fip-nal entsprechend der zwischen den beic-en Leitungen gemessenen Spannungen erzeugt wird.

   Verfahren nrch Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet , da^ es veiterhin die Verfrhrensstufe des Zurückweisens oder Ausscheidens derjenigen qurntisierten Signale enthält, welche mit einer Impulsfolgefrequenz unterhalb einer vorgewählten Folgefrequenz auftreten, so daß nur die bei oder oberhalb dieser vorgewählten Frequenz auftretenden quantisierten Signale gezählt werden.

   f. Verfr iiren nr ch Anspruch 1 dadurch ge kenn

   zeichnet, da 3 weiterhin die Signalfolgefrequenz der Folge von qurntisierten Signalen unterteilt wird zur

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   Erzeugung einer weiteren Folre von quantisierten Signalen nit einer kleineren Signalfοlpefrequenz, die ebenfalls proportional zur /mplitude des ersten unipolrren Signals ist und wobei such jedes quantisierte Signal der Folge von Signalen mit geteilter Frequenz einer Konstante entspricht und diese Konstante proportional dem Zeitintegral von Pdt über einer Zeitdauer T ist. wobei P die Amplitude des ersten unipolaren Signals darstellt.

   Verfahren n?ch Anpprur!¹ 6. dadurch gekennzeichnet . ärq es weiterhin den VerfPhrensschritt <?er Zählung de?· quantisierten frequenzgeteilten Signale ent· hält.

   Verfahren nrch Anspruch 6 d r ö u r c h gekennzeichnet, dpfi es veiterhin die Überführung der frequenzgeteilten qu?ntisierten Signrle zu einer! Fernneßplatz zur weiteren Verarbeitung gleichzeitie nit oder nrch den ZShlen ('er frequen/retciltep qurntisierter¹ Fi^v^e erthält.

   9. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß es eine Zurückweisung derjenigen quantisierten Signale enthält, die bei einer Frequenz unterhalb einer vorgewählten Folgefrequenz auftreten, so 6r°. nur die bei oc'er über c'ieper vorreriihl ten Frequenz ruf tretenden ournt ifierter F"im~7c bcrüri ich ihrer Sirr.r If n" rcfrequenz zur Frzeugung der weiteren Folge qunntisierter Signale mit der kleineren Signalfolgefrequenz unterteilt werfen.

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   10. Verfahren nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß während jeder Periode T_T = l/f_T des zweiten Analogsignpls eine erste Folge von aufeinanderfolgenden ersten bis k-ten bipolaren Impulssignalen mit einer Impulsfolgefrequenz f„ erzeugt werden, wobei jedes bipolare Impulssignal dieser ersten Folge eine Periodendauer T_ = ^1//fs ^{besitzt untJ} noch f_g größer ist als f. und k = fg/ίτ ^{= t}t/^ts ^ist' J^edes Impulssignal der ersten Folge einen Impulssignalteil mit positiver Polarität und der Zeitdauer T. und einen Impulssigna!teil mit negativer Polarität und der Zeitdauer (Tr, - T_A) = T. besitzt, so daß gilt T /T_g = 1/2, die erste Folge von bipolaren Impulssignalen mit dem zweiten Analogsignal impulsbreitenmoduliert wird und eine zweite Folge von aufeinanderfolgenden ersten bis k--ten impulsbreitenmodulierten bipolaren Impulssign?len mit einer ImpulssignrIfolgefrequenz f„ erzeugt v/ird, wobei iedes dieser impulsbreitenmodulierten bipolaren Impulssignale eine Periodendauer T_ = 1/fg besitzt und jedes dieser bipolaren impulsbreitenmodulierten Signale einen Impulssignalteil positiver Polarität mit der Zeitdauer T. und einen Impulssignrlteil negativer Polrrität mit der Zeitdauer (T₀ -T.) besitzt, wobei jedes impulsbreitenmodulierte bipolare Impulssignrl das Verhältnis T./T,, = 1/2 (1 - ν /V_n) besitzt, wobei für jeden der aufeinanderfolgenden ersten bis k-ten bipolaren impulsbreitenmodulierten Impulssignale die Größe v„ die Amplitude des zweiten Analogsignals während einer entsprechenden ersten bis k-ten Zeitdauer T_ in der Periode T- des zweiten Analogsignals entspricht und Vp eine Konstante darstellt, das erste und dritte Analogsignal werden unter Steuerung durch die zweite Folge von impulsbreiten-modulierten bipolaren Impulssignalen gattergesteuert, wobei das erste analoge Signal durch den

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   Impulssignal teil positiver Polarität jedes impulsbreitenmodulierten bipolaren Impu3ssigna3s während der Zeitdruer T,

   gesteuert durchfrei ρ ssen wird und das dritte Analogsignal durch den Impulssignal teil negativer Polarität jedes impulsbreitenmodulierten bipolaren Impulssignals während der Zeitdauer (T_ - T^) durchgelassen wird, so daß eine dritte Folge von aufeinanderfolgenden ersten bis k-ten bipolaren Impulssignalen mit einer Impulssignalfrequenz f_c erzeugt wird, wobei jedes bipolare Impulssignal dieser dritten Folge die Periodendruer T₀ = l/f_o besitzt, jedes bipolare Impulssignal der dritten Folge Impulssignalteile mit positiver und negativer Polrrität besitzt, jedes der aufeinanderfolgenden ersten bis k/2-ten bipolaren Impulssignale dieser dritten Folge einen Impulssignal teil positiver Polrrität mit der Zeitdauer Τ_Λ und einen Impulpsip-nr"! teil negativer Polrrität mit der Zeitdruer (Τ_ς - T^) besitzt und jedes üer ?ufeinrnderfo]genden (k/? + I)-ten bis k-ten bipolaren Impulssignple der dritten Folge einen Impulssignalteil positiver Polarität der Zeitdauer (T„ - T) und einen Impulssignrlteil negativer Polarität der Zeitdauer T, besitzt, wohei ieder der Impulssipnrlteile positiver Polarität und der Zeitdauer T. der rufeinrnderfolgencen ersten bis k/?-ten bipolarer Signale der dritten Folgre eine wesentlich gleiche Amplitude wie das erste analoge Signal während einer entsprechenden aufeinanderfolgenden ersten bis k/2-ten Zeitdauer T. in der Halbperiode T₁/2 de? ersten Analogsignals besitzt, jeder Impulssignal teil negativer Polarität der Zeitdauer (T_ -T.) in den aufeinanderfolgenden ersten bis k/?-ten bipolrren Imrulssi^n?3en der dritten Folge i-n wesentlichen die rle jehe -^nliiuöe - ic das dritte analoge Signal während einer entsprechenden aufeinanderfolgenden ersten bis k/2-ten Zeitdauer (T„ - T.)

   Ik^ ir

   in der Halbperiode T_T/2 des dritten analogen Signals auf-

   L·

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   weist, und leder Sign?]teil"positiver Polarität der Zeitdnuer (T - T) in der Aufeinrnderfolge der (k/2 + l)-ten bis k-ten bipolaren Impulssignrle der dritten Folge im wesentlichen die gleiche Amplitude vie die dritten analogen Signale während entsprechender aufeinanderfolgender (k/2 + l)-ten bis k-ten Zeitdauer (T_g - T^) in der Halbperiode T_T/2 des dritten Analogsignal aufweist, jeder Impulssigna!teil negativer Polarität mit der Zeitdauer T. in den aufeinanderfolgenden (k/2 + l)-ten bis k-ten bipolaren Inpulssignplen der dritten Folge im wesentlichen die gleiche Amplitude wie das erste Signrl während einer entsprechenden Aufeinanderfolge der (k/2 + I)-ten bis k-ten Zeitperioden T. in der Hslbperiode T./2 des ersten Analogsignals besitzt, die dritte Folge von aufeinanderfolgenden ersten bis k-ten bipolaren Impulssignrlen wird gefiltert, und es wird ein erstes unipolares Sienrl erzeugt das während aufeinanderfolgenden ersten bis k-ten Zeitperioden Tg entsprechende erste bis k-te Amplituden besitzt und jede dieser Amplituden praktisch gleich dem Produkt von 1/T₀ und der Differenz zwischen den Flächen der Impulssignalteile positiver und negativer Polarität ist und iede der entsprechenden ersten bis k-ten Amplituden des ersten unipolaren Signrls repräsentativ ist für den Momentanwert der.elektrischen Leistung während einer entsprechenden ersten bis k-ten Zeitperiode T_g, dann wird der Mittelwert des ersten unipolaren Signals über einer Zeitdauer grftiter als T. gebildet zur Erzeugung eines zweiten unipolaren Signals mit einer Amplitude, welche proportion? τ ist dem Mittelwert der elektrischen Leistung, c-ieses= ;:"-eite bipolrre Signrl vird in eine erste Folge von qurn1isierten Signalen umgewandelt, die jeweils einen konstanten Betrag elektrischer Energie darstellen, wobei diese erste Folge von quantisierten Signalen eine Signal-

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   folgefrequenz proportionrl zum Mittelwert der elektrischen Leistung im Svste™. besitzt und diese qunntisiertea Impulse werden gezählt.

   11. Gerät zur Messung elektrischer Energie in einem Einphasenwechsel strom-Svstem mit zwei Leitungen und einer Frequenz von f_T Hertz, d?durch gekennzeichnet dpß es umfpßt:

   Einrichtungen (20) zur Erzeugung eines ersten Analogsignale (v ) von f_ Hertz dns repräsentativ ist für den

   ν L·
   Strom (i) in einer der beiden Leitungen, Einrichtungen (22)

   zur Erzeugung eines zweiten Anrlogsignrls (v ) von f Hertz,

   X Jj

   welches repräsentrtiv ist für die Spannung (v) zvischen den beiden Leitungen (1,2) Einrichtungen zur Erzeugung eines dritten /»nalogsignpls, d?s zum ersten An? 1 ogs jgnr ] u«: 1^0° phasenverschoben und im übrigen gleich dem ersten oder zweiten Analogsignal istj Einrichtungen zur Erzeugung einer ersten Folge von bipolrren Impulssignalen, wobei diese erste Folge von Signalen eine SignpIfolgefrequenz f_o größer rls f_ besitzt und Jeder der bipolaren Inpulpsirnri e 6er ersten Folge positive und negative Impulssignr-!teile gleicher Amplitude und Zeitdauer besitzt_} Einrichtungen ?ur Impulsbreitenmodul ρtion der ersten Folge von bipolaren Impulssignrlen mit dem ersten oder zweiten Anslogsignpl zur Frzeugung einer zweiten Folge von impulsbreitenmociulierten bipolrren Impulssignnlen, robei diese zweite Folge \'on Firn^lers die Tnnuis'ol gef requenr' f_t bepit::+ und iedes bipolrre Inpulssirn' ^ dieser zvcitrr T-^re die rcrioc'cr:- druer T_ = T/f_ xinf einer, positiven Inpulsslgnr 1 teil der Zeitdauer T. pufveist. so d?ß für Jedes bipolare Impulssignal dieser zweiten Folge dss Verhältnis T./T₀ proportional der Amplitude des modulierenden ersten oder zweiten

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   analogen Signrüs zum Zeitpunkt entsprechend dem Auftreten des bestimmten Impulssignr Is in der zweiten Folge ist, Einrichtungen zur Gp.tterung des ersten oder zveiten rnrlogen Signpls und der Steuerung durch die zweite Folge von Impulssignnlen für die Zeitdpuer T_A .jedes positiven Impulsfiign.Oteils iedes Impulssign?ls in der zweiten Folge und puch zur Gptterung des dritten Anp.logsignr Is und der Steuerung durch die zveite Folge von Impulssignplen während der Zeitdpuer (Τς,/Τ.") ,jedes negativen Impulssignrlteils ieOes der Impulssignr] e in der- zweiten Folge zur Frzeugunp· einer dritten Folge von hipolrren Itnpulssignnlen ?-us Oer G tterung der ersten oder zweiten und dritten Anp]ogsignple, wobei die dritte Folge von Signplen die Signrlfolgefrequenz f_e besitzt und Jedes der bipolaren Impulssignr-le der dritten Folge eine unipnlpre Signalkonponente der Druer T_g enthält, welche die Periodenc'r ucr jedes hipolrren Inpulssignr Is ist, um! diese unipolare Signplkomponente eine Amplitude proportion?! zur Differenz zwischen den Flächen der positiven und negrtiven Impulssignalteile des bipolaren Impulssignnls besitzt, Finrichtungen (26) zur Filterung der dritten Folge von bipolaren Impulseignrlen und zur Erzeugung eines ersten unipolrren' Signrls (V_) mit einer Zeitdpuer von mindesten? 1/ij, ^unc' einer Amplitude proportional zum Mittelwert der Amplituden der unipolaren Signp!komponenten der dritten Folge von Signplen sowie Einrichtungen (28) zur Umwandlung des ersten unipol ρren SignpIs in eine Folge von qupntisierten Signrlen (V )_} wobei die Sign?!folgefrquenz dieser F<-Op-e von qurntisierten Signrlen proportion?I der /nn"! itude des ersten unjpnlrren Sjgnrls (V-"> ist und Jedes cm.* nt is ier te Signrl einen konstanten Wert darstellt,

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   wobei diese Konstante proportion?1 dem zeitlichen Integral von Pdt über einer Zeitdruer T ist und

   des ersten unipolaren Signals darstellt.

   von Pdt über einer Zeitdruer T ist und noch P die Amplitude

   12. Gerät nach Anspruch 11. dadurch gekennzeichnet , da^ es weiterhin Einrichtungen (36 38) zum Zählen der quantisierten Signa'le enthält.

   Gerät nrch /nsnrueh 1? d r d u r e h gekennzeichnet dr ^d ie Amplitude .jeder unipolrren Sif;-np!komponente iedes bipolrren Impulssignrls der dritten Folge repräsentativ für und proportionrl zu der Leistung in dem S^ste-n ν ä'n-enc' t'er Zeitdruer T„ des Mpolrrcn Inpulssignris ist, vnhei noch die Anplitude des ersten unipolaren Signals proporiionr] zum Mittelwert der Leistung im Svstem ist und jedes der quantisierten Signale repräsentativ für einen konstanten Energiebetrag im System ist und die Anzahl der gezählten qunntisierten Signale proportional zur Gesamtenertrie ist.

   14. Gerät nach Anspruch 13, d?durch gekennzeichnet, daß das erste analoge Signrl entsprechend dem in einem der beiden Leitungen gemessenen Strom erzeugbar ist und das zweite analoge Sign?! entsprechend der zwischen den beiden Leitungen gemessenen Spannung erzeugbar ist.

   15. Gerät nach Anspruch 12. dadurch gekennzeichnet daß es weiterhin Einrichtungen (30) zur

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   Zurückweisung derjenigen qurntisierten Signale enthält, die mit einer Frequenz unterhalb einer vorgewählten Folgefrequenz auftreten, so .da 3 nur die bei oder oberhalb dieser vorgewählten Frequenz auftretenden qurntisierten Signale gezählt sind.

   16. Gerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß es weiterhin Einrichtungen (32) zur Unterteilung der SignaIfolgefrequenz der Folge von qup.ntisierten Signalen und zur Frzeugung einer weiteren Folge qunntisierter Signale enthält, welche eine kleinere SignaIfolgefrequenz besitzen, die ebenfalls proportional der Amplitude des ersten unipolaren Signals ist. wobei jedes der qurntisierten Signale der Folge der frequenzge·^ teilten Sifrnrle eine Konstrnte darstellt und diese Konstrnte proportion.-! den zeitlichen Integrrl Pdt fiber eine Zeitdauer T ist und noch P die Amplitude des ersten unipolaren Signals darstellt.

   I*⁷. Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, or H es eine Einrichtung (3«) zur Zählung der frequenzgeteilten qunntisierten Signale enthält.

   Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet . öp.Q, ep weiterhin Finrichtunrrer (/¹O¹J zur Übertragung der f requcnzrotei] ten qunnt isierton Signale zu einem Fernmeßplatz zur weiteren Verarbeitung gleichzeitig mit oder anschließend an die Zählung der frequenzgeteilten quantisierten Signale enthält.

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   1°. Gerät npch .Anspruch V⁷ c- - d u r c h fr el- e η η -

   zeich η e \ dr? € = -oitcrkin rjnrichiunren rar Vwrückv.'eisunp· dei-crsiren cL.~nti£iorlen i':lr^:nr Ie l:esil::t, welche mit einer Irequenz u:terhr]l einer vorrevähl ten FoI pefrequenz ?uftreten, so d?1 nur die bei oder oberhalb dieser vorgewählten Frequenz ?uftretenden qupntisierten Sirrnale in ihrer Signrlfolgefrequenz geteilt werden zur Erzeugung der anderen Folge qurntisierter Sign?]e mit kleinerer Folgefrequenz.

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