DE2417503A1

DE2417503A1 - Elektronische messung aktiver elektrischer energie

Info

Publication number: DE2417503A1
Application number: DE2417503A
Authority: DE
Inventors: Miran Milkovic
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1973-05-17
Filing date: 1974-04-10
Publication date: 1974-12-05
Also published as: FR2229975B1; AU6732974A; BR7404056D0; FR2229975A1; US3875509A; JPS5017682A; GB1474236A

Description

Patentanwalt
6 Frankfurt/Main 1

' Niddastr. 52

9. April 197h
WK./es./he.

2671-RD-5417

GENERAL ELECTRIC COMPANY

1 River Road
Schenectady, N.Y., U.S.A.

Elektronische Messung aktiver elektrischer Energie

Die Erfindung betrifft allgemein ein Verfahren und ein Gerät
zur Messung aktiver (durchschnittlicher) elektrischer Energie
(beispielsweise kWh) in elektrischen Systemen und insbesondere die Umwandlung von Analogsignalen, welche die gemessenen Stromstärken und Spannungen darstellen, in eine Folge von Ausgangssignalen, wobei die Signalfolgefrequenz den Durchschnittswert der Leistung des Systems darstellt und jedes Ausgangssignal
einen konstanten Betrag der Energie des Systems darstellt.

Die elektrische Energie (Kilowatt-Stunden oder kWh) wurde bisher mit dem weitverbreiteten Meßinstrument (oder Zähler) des
Typs mit einer rotierenden Scheibe gemessen, wie er beispielsweise unter anderem in "Electrical Metermen's Handbook",

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Kapitel 7, 7. Ausgabe, veröffentlicht 1965 vom Edison Electric Institute, beschrieben wird. Die nachstehend offenbarte Erfindung stellt eine beträchtliche Abweichung gegenüber der Methode und dem Gerät dar, wie es durch dieses Meßinstrument des Typs mit rotierender Scheibe gegeben ist.

Weiterhin sind dem mit dem Gebiet der Instrumentierung und der Messung besonders von elektrischer Leistung und Energie vertrauten Fachmann vorgeschlagene Systeme einschließlich solcher Geräte bekannt, welche elektronische und Festkörper-Einrichtungen zur Messung der Leistung und der Energie benutzen. Bei solchen Geräten ersetzen die elektronischen und Festkörper-Einrichtungen die konventionelle rotierende Scheibe. Beispielsweise sind Systeme mit elektronischen und mit Festkörper-Einrichtungen zur Messung elektrischer Energie in den folgenden Patentschriften offenbart:

Kanadische Patentschrift ROl 200, US-Patentschrift 3 602 843 und Schweizerische Patentschrift 472 677. Die nachstehend offenbarte Erfindung beinhaltet eine wesentliche Abweichung von den Methoden und Geräten, wie sie in den vorgenannten Patentschriften offenbart sind.

Eine Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines Verfahrens und eines Gerätes zur Messung aktiver (durchschnittlicher) elektrischer Energie in elektrischen Systemen.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Meßinstrument zur Messung aktiver elektrischer Energie zu schaffen. Dieses Meßinstrument soll dabei Festkörperschaltungskreise beinhalten, welche in Form von monolithischen integrierten Strukturen hergestellt werden können.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines Verfahrens und eines Gerätes zur Messung aktiver elektri-

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scher Energie, wobei bei diesem Verfahren und in dem Gerät Umwandlungen von Analogsignalen in modulierte Impulse und auch Umwandlungen von Analogsignalen in Impulsfolgefrequenz für die Ermittlung der aktiven elektrischen Energie verwendet werden.

Gemäß der Erfindung wird die Messung der aktiven elektrischen Energie, beispielsweise in einem System mit drei Phasen und drei Leitungen und einer Frequenz von f_T Hertz, dadurch er-

L·

reicht, daß Analogsignale erzeugt werden, welche die verschiedenen Leitungsströme und Leitungsspannungen darstellen. Wenn die Methode des Theorems von Blondel verwendet wird, dann können zwei verschiedene Leitungsströme und zwei verschiedene Leitungsspannungen durch vier verschiedene Analögsignale dargestellt werden, welche aus den vorgenommenen Messungen dieser Stromstärken und Spannungen erzeugt werden. Paare solcher Analogsignale, die einen Strom und eine Spannung darstellen, werden ausgewertet und multipliziert, um aus jedem solchen Paar eine Folge von Signalen mit einer Signalfolgefrequenz f_g zu erzeugen, wobei f_g > f_L, so daß gilt: k = fg^L " ⁷L^⁷S und in der Zeitperiode T. ein erstes bis k-tes aufeinanderfolgendes Signal in dieser Folge auftritt, wobei jedes Signal einen Momentanwert der Teilleistung darstellt. Entsprechende erste bis k-te Signale der gleichen Platzziffer in den verschiedenen Folgen werden summier^ um eine andere Folge von ersten bis k-ten aufeinanderfolgenden Signalen zu erzeugen, welche jeweils einen Momentanwert der Gesamtleistung im System darstellen. Anschließend werden die Folgen von Signalen, welche Augenblickswerte der Gesamtleistung des Systems darstellen integriert und gemittelt über eine relativ lange Zeitperiode Ti-T.= l/^fT um ^ein relativ stationäres Signal zu erzeugen, welches für den Mittelwert der Gesamtleistung des Systems repräsentativ ist. Danach wird das genannte stationäre Signal in eine andere Folge von gleichmäßig quantisierten Signalen umgewandelt, wobei diese Folge eine veränderliche

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Folgefrequenz besitzt, welche für den Mittelwert der Gesamtleistung repräsentativ ist, und ,jedes der quantisierten Signale einen konstanten Betrag der elektrischen Energie darstellt.

Obwohl die Erfindung nachstehend in ihrer Anwendung zur Messung der Größe kWh in einem elektrischen Svstem mit drei Phasen und drei Leitern und einer Frequenz von f. Hertz (beispielsweise 60 Hz) offenbart wird, an das eine ausgeglichene Last mit Dreieck-Schaltung gekoppelt ist, beistzt diese Form der Beschreibung lediglich beispielhaften Charakter und beschreibt lediglich ein Beispiel des Verfahrens und des Meßgerätes zur Messung für die Größe kWh. Die Erfindung kann ebenso—gut auch zur Messung von aktiver elektrischer Energie beispielsweise in'den folgenden elektrischen Systemen verwendet werden: Vielphasensysteme allgemein, d.h. Systeme mit zwei, drei oder mehr Phasen, Dreiphasensysteme mit mehr als drei Leitungen, Kombinationen von Vielphasensystemen, Systeme mit elektrischen Verbrauchern, welche abgeglichen (symmetrisch) oder unabgeglichen sind, Systeme mit elektrischen Verbrauchern, welche reaktive Impedanzen beinhalten, Systeme mit Quellen, die ebenso wie die Verbraucher in Dreieckschaltung, in Maschenschsltung, in Y-Schaltung oder in Sternschaltung aufgebaut sein können, Systeme mit einer Systemfrequenz f,. welche 60 Hz oder weniger oder mehr als 60 Hz betragen kann, Systeme bei denen die verschiedenen, ursprünglich für die Messung ausgewählten Stromstärken und Spannungen gemäß dem Theorem von Blondel ausgewählt sein können oder nicht. Weiterhin kann gemäß der Erfindung die Messung der Größe kWh als Realzeit-Operation oder als indirekte (off-line) Operation ausgeführt werden.

Weitere Aufgaben und weitere Gesichtspunkte der Erfindung sind ersichtlich aus der nachstehenden Offenbarung einer Ausführungsform des Verfahrens und des Gerätes zur Messung aktiver elektrischer Energie im Zusammenhang mit den Abbildungen.

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Figur 1 ist ein Blockschaltbild und zeigt in schema tischer Darstellung verschiedene Komponenten einschließlich eines Gerätes zur Messung aktiver elektrischer Energie in einem elektrischen System mit drei Phasen, drei Leitungen und einer Frequenz von 60 Hz, an welches eine elektrische Last oder ein elektrischer Verbraucher mit drei Phasen und Delta- oder Dreieckschaltung gekoppelt ist.

Figur 2 ist ein Phasenzeiger-Diagramm (Vektor-Diagramm) und zeigt verschiedene Phasenzeiger für Stromstärke und Spannung und ihre relative Winkelversetzung gegeneinander für den Verbraucher mit Dreieck-Schaltung gemäß Figur 3. ,

Figur 3 zeigt den elektrischen Verbraucher nach Figur 1 in Dreieckschaltung und die verschiedenen Leitungs- und Phasenströme und -spannungen desselben.

Figur 4 zeigt die Sinuswellenform einer Spannung ν Leitung zu Leitung und die momentane Amplitude dieser Spannung als Funktion der Zeit t zwischen zwei Leitungen, und zwar den Leitungen 1 und 2 für das elektrische System mit drei Phasen, drei Leitungen und der Frequenz f_T Hz gemäß Figur 1.

Figur 5 ist eine Sinuswellenform eines Leitungsstromes i- und zeigt den Momentanwert der Stromamplitude der Leitung als Funktion der Zeit; die Stromstärke i ist dabei die Stromstärke in einer der Leitungen, hier der Leitung 1, des elektrischen Wechselstromsystems naca Figur 1.

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Figur 6 zeigt eine Sinuswellenform einer weiteren Spannung v„₂ Leitung zu Leitung und zeigt den Momentanwert der Spannungsamplitude als Funktion der Zeit zwischen den Leitungen 3 und 2 des elektrischen Systems nach Figur 1.

Figur 7 zeigt eine sinusförmige Wellenform·eines weiteren Leitungsstroms i„ und den Momentanwert der Stromamplitude derselben als Funktion der Zeit; die Stromstärke i_ ist dabei die Stromstärke in einer der Leitungen, hier der Leitung 3 des elektrischen Systems nach Figur 1.

Figur 8 ist eine Kurvendarstellung und zeigt den Momentanwert der Leistung ρ in dem gesamten System als Funktion der Zeit.

Figur 9 ist eine weitere Kurvendarstellung und zeigt den Mittelwert der aktiven Leistung P in dem gesamten System als Funktion der Zeit t, d.h. P - i /pdt.

Figur IO ist eine weitere Kurvendarstellung und zeigt eine Sägezahnwellenf orm, welche die Energie W =» /Pdt als Funktion der Zeit t darstellt.

Figur 11 ist eine weitere Kurvendarstellung und zeigt die quantisierten Ausgangsimpulse als Funktion der Zeit, wobei jeder Ausgangsimpuls einen quantisierten oder konstanten Energiebetrag W darstellt und diese quantisierten Ausgangsimpulse als Ausgangssignale von einem Analog-nach-Impulsfolgefrequenz-Umsetzer (A/PR) in dem System nach Figur 1 geliefert werden.

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Figur 12 ist ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung des grundlegenden Arbeitsprinzips des Multiplikatornetzwerkes PWA für Vierquadranten und Zeitteilung, welches verwendet wird, um Paare von mit Vorzeichen versehenen Analogsignalen in eine Folge von bezüglich der Breite und der Amplitude modulierten Impulsen umzuwandeln, welche jeweils einen Momentanwert der Leistung darstellen.

Figur 13 ist eine Kurvendarstellung und zeigt eine Wellenform eines Ausgangsimpulssignals, das an einem PWA-MuI-tiplikator erzeugt wird, beispielsweise an einem PWA-Multiplikator nach Figur 12.

Figur 14 ist eine weitere Schaltzeichnung und zeigt mit näheren Einzelheiten das Multiplikatornetzwerk der Figur 12.

Figur 15 zeigt eine sinusförmige Wellenform, welche eine Signa lspannurg V darstellt, die dem Eingang des PWA-Multiplikatornetzwerkes nach Figur 14 zugeführt wird.

Figur 16 ist eine bipolare periodische Impulswellenform einer Signalspannung V_Q, die am Ausgang einer Komparatoreinheit erzeugt wird, die in den PWA-Multiplikatoren bei einem Meßgerät nach der Erfindung enthalten ist.

Figur 17 ist eine bipolare periodische Impulswellenform der Signalspannung V_Q in der Impulsbreiten-modulierten Form nach der Durchführung der Impulsbreiten-Modulation.

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Figur 18 zeigt die sinusförmige Wellenform von Signalspannungen +Vy und -Vy mit einer gegenseitigen Phasenverschiebung von 180°.

Figur 19 zeigt eine Wellenform einer Impulsbreiten- und Amplituden-modulierten Signalspannung V„, welche am Ausgang eines PWA-Multiplikators abgegeben wird. Dabei ist die Signalspannung V„ proportional dem Momentanwert des Produktes der Signale ν_χ und Vy.

Figur 20 ist eine Schaltzeichnung, welche die Kombination eines Vierquadranten-Multiplikators, eines Konverters oder Umsetzers I/V, eines Inverters und eines LP-Filters (Tiefpaß-Filter) zeigt.

Figur 21 ist eine Kurvendarstellung und zeigt die aktive Systemleistung P als Funktion der Zeit.

Figur 22 ist eine Kurvendarstellung und zeigt die Änderung des AusgangsspannungssignaIs V„, welches am Ausgang des vorstehend genannten Tiefpaß-Filters abgegeben wird.

Figur 23 ist eine Kurvendarstellung und zeigt die Änderung des Sägezahnausgangssignals als Funktion der Zeit in dem Integratorabschnitt des A/PR-Konverters oder Umsetzers.

Figur 24 ist eine Kurvendarstellung und zeigt entsprechende quantisierte Ausgangsimpulse als Funktion der Zeit, wie sie von dem A/PR-Konverter erzeugt werden.

Figur 25 ist eine weitere Kurvendarstellung und zeigt entsprechende Ausgangsimpulse als Funktion der Zeit, welche

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mit einer geteilten Folgefrequenz durch den A/PR-Konverter geliefert werden.

Figur 26 ist eine Kurvendarstellung und zeigt eine Dreieckswellenform, welche eine Signalspannung V₀ darstellt, die an einem Integrationsabschnitt in dem A/PR-Konverter geliefert wird.

Figur 27 ist ein Blockschaltbild eines A/PR-Konverters, der bei einem Meßinstrument gemäß der Erfindung verwendet werden kann, um eine Folge von quantisierten Ausgangssignalimpulsen zu liefern, die jeweils eine vorgegebene konstante Energiemenge W darstellen.

l?igur 28 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Impulsfiltereinheit mit niedrigem Abschneidungspunkt oder Eckpunkt, die für das Meßgerät Verwendung findet.

Figur 29 zeigt eine Kurvendarstellung der Impulsfolgefrequenz der Ausgangsimpulse welche durch den A/PR-Umsetzer als Funktion der Leistung P zum Verbraucher geliefert werden, wobei die Minimalwerte und Maximalwerte der Impulsfolgefrequenz und der Leistungsbereiche angedeutet sind.

Figur 30 ist ein ausführlicheres Blockschaltbild einschließlich schaltungsmäßiger Einzelheiten für das Impulsfilter mit niedrigem Abschneidungspunkt (low cut-off) gemäß Figur 28.

Figur 31 zeigt eine Schaltzeichnung eines Festkörper-Abruf-Schalternetzwerkes, welches für das Energiemeßgerät gemäß der Erfindung Verwendung findet.

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Figur 32 ist ein weiteres Schaltbild und zeigt unter anderem . eine Ausgangsimpulsverstärkereinheit in Festkörperbpuweise. welche für das Meßgerät gemäß der Erfindung verwendet wird.

Figur 33 ist ein Schaltbild,welches zeigt, wie die Figuren 34A. und 34B Seite an Seite aneinander zu legen sind zur Bildung eines vollständigen elektrischen Schaltbildes des Meßgerätes gemäß der Erfindung.

Figur 34A und 34B ergeben bei der Aneinanderfügung Seite an Seite gemäß Figur 33 ein vollständiges elektrisches Schaltbild des Meßgerätes für elektrische Energie gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung.

Figur 35 ist eine Schaltzeichnung und zeigt eine alternative Form der Kopplung der Stromtransformatoren mit der Übertragungsleitung oder den Ubertragungsleitungen und den entsprechenden Multiplikatoren.

In dem vereinfachten Schaltbild nach Figur 1 führen die drei Kraftleitungen 1, 2 und 3 eines elektrischen Systems mit drei Phasen für 60 Hz momentane Leitungsströme i.., i„ und i„ einem mehrfachen elektrischen Verbraucher in Dreieckschaltung zu. Über den drei Zweigen des elektrischen Verbrauchers werden drei momentane Werte für die Spannungen Leitung zu Leitung V₁₂, V₃₂ und V₃₁ aufgeprägt. Zwei Stromtransformatoren CT₁ und CT₃ und zwei Potentialtransformatoren PT₁₂ und PT₃₂ sind elektrisch mit den Übertragungsleitungen 1, 2 und 3 gemäß Figur 1 gekoppelt. Die vorgenannten Transformatoren (oder Meßtransformatoren) sind mit den Ubertragungsleitungen gemäß der Lehre des bekannten Theorems von Blondel gekoppelt. Daher wurde die Leitung 2

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willkürlich als Massepunkt oder Masseleitung ausgewählt, um die Leistungs- und Energiemessung gemäß dem vorgenannten Theorem auszuführen. Der Stromtransformator CT liefert ein ausgangsseitiges Analogsignal, das repräsentativ ist für den momentanen Leitungsstrom i-, . Der Stromtransformator CT_ liefert ein ausgangsseitiges Analogsignal, das repräsentativ ist für den momentanen Leitungsstrom i„. Der Potentialtransformator PT₁₂ liefert ein ausgangsseitiges Analogsignal, das repräsentativ ist für die momentane Leitungsspannung V₁₂. Der Potentialtransformator PT₃₂ liefert ein ausgangsseitiges Analogsignal, das repräsentativ ist für die momentane Leitungsspannung ν,«. Die Analogsignale für i-, und V₁₀ werden dem Eingang eines Multiplikators M₁₂ zugeführt. In ähnlicher Weise werden die Analogsignale für i„ und v„₂ dem Eingang eines weiteren Multiplikators M^₂ zugeführt. Der Multiplikator M₁₂ multipliziert in der Endauswirkung die Signale für X₁ und V₁₂ und erzeugt am Ausgang des Multiplikators ein Signal ν ₁₂, welches proportional ist dem Produkt p₁₂ = X₁ V₁₂. Der Multiplikator Mß₂ multipliziert in der Endauswirkung die Signale für X₃ und V₃₂ und erzeugt am Ausgang des Multiplikators ein weiteres Signal ν ₃₂, das proportional ist dem Produkt p_QO = i,, v,«. Wie in Figur 1 angedeutet, stellen die Ausgangssignale ν ₁₂ und ν ₃₂ jeweils momentane Teilleistungen p_io und Pp_O dar und werden an einem Summierungspunkt 40 summiert um ein weiteres Signal zu erhalten, welches den Momentanwert der Gesamtleistung ρ des Systems darstellt, wobei gilt:

ρ - X₁-V₁₀ + io-Vo« ' (Gl. 4.1.5)

Das in dem Ausführungsbeispiel (Figuren 1, 34A und 34B) verwendete Meßprinzip beruht auf der Verwendung des Theorems von Blondel, das eine Leistungsmessung beispielsweise in einem

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elektrischen System mit drei Phasen gestattet, hierzu jedoch lediglich zwei Multiplikationskanäle verwendet. Gemäß dem Theorem kann die Leistung in einem System von N-Leitungen gemessen werden durch (N-I) Wattmeter-Elemente, die so angeordnet werden, daß jede der (N-I) Leitungen ein Strommeßelement enthält, wobei noch ein entsprechendes Potentialmeßelement.zwischen jede der Leitungen und einen Massepunkt geschaltet ist. Für den Fall, daß der Massepunkt eine der Leitungen ist (beispielsweise die Leitung 2 in Figur 1), kann die Leistung durch (N-I) Elemente gemessen werden. Daher beträgt in dem Dreileitersystem der Figur 1 (und der Figuren 34A und 34B) der Momentsnwert der gesamten dem Verbraucher zugeführten Leistung p:

^ν23*23

und V₃₁ =■ V₃₂ + V₂₁ (Gl. 4.1.2)

Daher ist: ρ = V₁₂I₁₂ + V₃₃I₂₃ + V₃₃I₃₁ + V₂₁Ij₁

und noch: ρ - v₁₂ (i₁₂ - i₃₁) + V₃₂ U₃₁ - I₂₃). (Gl. 4.1.3)

da gilt: I₁ - i₁₂ + i_l3 - I₁₂ - I₃₁ und

h ⁼ *32 ^{+ 1}Sl " ¹Sl - *23

wobei sich der Momentanwert der Gesamtleistung ρ aus den vor stehenden Gleichungen ergibt zu:

ⁱl^v12 ⁺ *3^ν32 " P12 ^{+ p}

32

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Dabei sind v-₂ und V₃₂ momentane Leitungsspannungen und I₁ und i„ sind momentane Leitungsströme. Ebenso sind die Größen p₁₂ und p_oo momentane Teilleistungen.

a/i

In der Figur 1 werden die Signale ν -₂ und ν ₃„ für die vorgenannten Teilleistungen p₁₂ und P₃₂ an dem Summierungspunkt summiert und einem Eingang eines Summierungs-Tiefpaßfilters zugeführt. Das Filter 42 summiert oder integriert die vorgenannten Signale für die Teilleistungen p₁₂ und P₃₂ unter Mittelwertbildung zur Erzeugung eines Signals V_, am Ausgang des Filters, welches proportional ist dem Mittelwert der aktiven Gesamtleistung P des Systems. In der Endauswirkung führt das Filter 42 die Funktion der Integration und Mittelwertbildung gemäß den folgenden Beziehungen aus:

V12 ^{dt +} i I V32 ^dt

T
oder P - m / p₁₂ dt + ψ f P₃₂ dt

wobei:

Daher ist P - Ρ_χ2 + P₃₂ (Gl. 4.1.7)

Dabei sind P₁₂ und P₃₂ die mittleren Teilleistungen und P ist die mittlere oder durchschnittliche Gesamtleistung.

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2Λ17503

Ebenso ergibt sich aus dem Zeigerdiagramm in Figur 2:

P₁₂ - V₁₂ I₁ cos (ψ ₁₂ + O₁) (Gl. 4.1.8)

^P32 * ^V32 ¹S ^COS ^ 32

P₁₂ - V₁₂ I₁ (COs¹F₁₂ . cos θ_χ - SInY₁₂ . sin Q_±) (Gl. 4.1.10) P₃₂ - V₃₂ I₃ (COS^₃₂ . cos O₃ + 8ΐηΨ₃₂ . sin Q₃) (Gl. 4.1.11)

Dabei bedeuten die Größen V und I die Effektivwerte der Spannung und der Stromstärke, θ ist der Phasenwinkel der Verbraucherimpedanz und ψ ist der Winkel zwischen dem Phasenstrom und dem Leitungsstrom.

Für den Fall eines abgeglichenen (symmetrischen) Verbrauchers gilt:

V 12 - V 32 * ³⁰°> ^Q ' ^Ql - °3 " °'> ^V12 - ^Y> ¹I - ¹S * ^X

Aus den Gleichungen (4.1.10) und (4.1.11) kann gezeigt werden, daß sich der Mittelwert der Mehrphasenleistung P wie folgt ergibt:

P -TT V I cos 0 (Gl. 4.1.12)

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Dabei bedeutet V die effektive.Leitungsspannung und I bedeutet den effektiven Leitungsstrom. P ist der wahre Mittelwert der aktiven Leistung bei einem Mehrphasenverbraucher und O ist der Phasenwinkel gemäß der Darstellung in Figur 2.

Das Ausgangssignal V^ am Ausgang des Filters 42 wird gemäß Figur 1 dem Eingang eines Konverters oder Umsetzers von Analogwerten auf Impulsfolgefrequenz oder A/PR-Konverter 44 zugeführt, der eine Umwandlung des Signals Vp (dieses ist proportional der Größe P) in die Systemenergie W gemäß der folgenden Beziehung ausführt:

W= JP dt

Wenn jedoch die Zeitdauer T=T ist (d.h. die angedeutete Integration erfolgt in dem A/PR-Konverter 44 während einer begrenzten Zeitdauer T )_; dann erfolgt in dem Konverter jeweils eine Aufspeicherung der Energie W auf eine Größe W gemäß folgender Beziehung:

W= /P dt (Gl. 4.1.13)

Am Ausgang des A/PR-Konverters 44 wird ein Ausgangssignalimpuls V_n abgegeben, der eine vorgegebene Menge der elektrischen Energie W darstellt. Beispielsweise ist in der dargestellten bestimmten Ausführungsform jeder Ausgangssignalimpuls V_n repräsentativ für die quantisierte elektrische Energie W =1,2 Wattstunden (Wh). Daher liefert der A/PR-Konverter 44 eine Folge von Impulsen V_n an seinem Ausgang. Die angesammtelte Zahl von Ausgangsimpulsen V_n stellt dabei die elektrische Gesamtenergie W des Systems dar. Diese vorgenannte Folge von

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Impulsen V_n besitzt eine variable Impulsfolgefrequenz f, die dem Mittelwert der Gesamtleistung P des Systems proportional ist. Wie in Figur 1 angedeutet, werden die Ausgangsimpulse V_n dem Eingang eines Impulsverstärkers 46 zugeführt, dessen verstärktes Ausganges ignal einen Schrittschaltmotor Coder Schrittmotor^ SM antreibt. Dieser Schrittmotor SM betätigt seinerseits einen elektromechanischen Anzeigezähler 48, der in Kilowattstunden geeicht ist und in Dezimalziffern die angesammelte Energie in Kilowattstunden anzeigt. In Figur 1 ist dabei ein konventioneller Schrittmotor SM und ein elektromechanischer Zähler 48 dargestellt. Selbstverständlich ist dieser Schrittmotor SM und der Zähler 48 lediglich in Form eines Veranschaulichungsbeispiels wiedergegeben. Das elektrische Energiemeßinstrument gemäß der vorliegenden Erfindung kann statt des vorgenannten Schrittmotors und des elektromechanischen Zählers auch eine Anzeigeeinrichtung mit lichtaussendenden Dioden (LED display) oder einem flüssigen Kristall verwenden, welche mit einem elektronischen Gedächtnisspeicherelement (non-volatile memory element) gekoppelt sind und durch logische Schaltkreise angesteuert werden.

Es wird erneut Bezug genommen auf die Arbeitsweise des A/PR-Umsetzers 44. Der Mittelwert der Leistung P in der Gleichung (4.1.13) ist konstant gemäß der Kurvendarstellung nach Figur 9 und es gilt:

W - PT ,- konstant (Gl. 4.1.14)

Dabei entspricht W der konstanten quantisierten Energie jedes der ausgangsseitigen Signalimpulse V_n und die Größe W wird als Wattstundenkonstante bezeichnet. D.h. W ist konstant und unabhängig von dem Produkt PT . Dabei ist T umgekehrt proportional der Größe P infolge der Funktionsweise des A/PR-Konverters 44

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und die Ausgangsimpulsfolgefrequenz f des A/PR-Konverters 44 beträgt:

f - l/T - P/W - P/Wattstundenkonstante (Gl. 4.1.15)

Daher ist die Frequenz f oder die Ausgangsimpulsfolgefrequenz des A/PR-Konverters 44 proportional zu der aktiven durchschnittlichen Leistung P in dem Mehrphasenverbraucher.

Das Zeitintervall T in Sekunden zwischen den Ausgangsimpulsen V_n- ergibt sich aus Gleichung 4.1.14 wie folgt:

T-W /36OOP (Sekunden) (Gl. 4.1.16)

^q q

Dabei ist T in Sekunden, W in Wattstunden und P in Watt an-

q q

gegeben.

Ebenso kann das Zeitintervall T der Gleichung (4.1.14) ausgedrückt werden durch:

T_q - K_C/V_F (Gl. 4.1.17)

Dabei ist K_c ein Umwandlungsfaktor in Voltsekunden und V_F ist das vorgenannte analoge Eingangssignal, das am Eingang des A/PR-Konverters 44 zugeführt wird. Die Größe Vy kann ebenfalls folgendermaßen ausgedrückt werden:

(Gl. 4.1.18)

Dabei ist K_M ein Multiplikationsfaktor der Multiplikatoren in 1/Amp und P ist die Leistung des Verbrauchers in Watt.

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Durch Korabination der Gleichungen (4.1.14), (4.1.17) und (4.1.18) ergibt sich die Wattstundenkonstante W zu:

W - ^K(/^K _M (Gl. 4.1.19)

Die Wattstundenkonstante W ist daher eine Größe, welche vollständig durch die Parameter der Schaltung und des Systems bestimmt ist. Daher ergibt die Erfindung ein Energiemeßinstrument, bei dem die Werte K-, und K.. lediglich von den Werten der Wider-

vs JVL

stände, den Bezugsspannungen und den Verhältnissen V_ßg (Basis-Emitter-Spannung) für die Transistoren abhängen und nicht von irgendwelchen Absolutwerten der Spannung,

Jeder der beiden Multiplikatoren M₁₂ und M₃₃ ist ein Vierquadrantenmultiplikator mit Zeitteilung, d.h. ein solcher Multiplikator des Typs mit Impulsbreiten-Amplitude oder abgekürzt PWA. Solche Multiplikatoren sind an sich bekannt. Es wird hier beispielsweise auf die Arbeit "A Transistorized Four-Quadrant Time-Division Multiplier with an Accuracy of 0,1 Per Cent" von Hermann Schmid, IRE Transactions über Electronic Computers, März 1958 verwiesen. Ebenso wird verwiesen auf die Arbeit ¹¹A High-Accurac Time-Division Multiplier" von Edwin A.Goldberg, RCA Review, September 1952. Die Figuren 12 und 13 zeigen das grundlegende Funktionsprinzip eines PWA-Multiplikators. Wie in Figur 12 gezeigt, verwendet ein grundlegender PWA-MuItiplikator einen Impulsbreiten-Modulator und einen Analogschalter. Der Schalter und der Modulator nach Figur 12 arbeiten so, daß sie die Eingangssignalspannungen V_v und Vy (welche im vorliegenden Fall proportional einem Momentanwert des Leitungsstroms i und dem Momentanwert der Leitungsspannung ν sind) multiplizieren, um auf diese Weise eine ausgangsseitige Signalspannung Y„ zu

ti

erzeugen, die proportional ist dem Produkt der Eingangssignalspannungen Vy und ν_χ. Wie nachstehend noch im einzelnen unter

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Bezugnahme auf die Figuren 14 bis 20 erläutert, wird die ankommende analoge Signalspannung ν_χ (Figur 15) mit einer konstanten Bezugsspannung V_R (die Polarität dieser Spannung ist als positiv oder negativ wählbar) mit der Meßwertentnahmefrequenz (sampling frequency) von f_o = 1/T_O kombiniert. Dabei ist diese Meßwertentnahmefrequenz die Frequenz der Signalspannung V_mn mit dreieckförmiger Wellenform, welche in den Figuren 12, 14 und 20 gezeigt ist. In der beispielhaften Ausführungsform beträgt der Wert f„ = 10 kHz; dieser Wert ist bedeutend größer als die Leitungsfrequenz (oder Netzfrequenz) f.. Wie in Figur 12 gezeigt, erzeugt der Modulator oder PWM eine Ausgangssignalspannung V_Q. In der Endauswirkung wird das Signal ν_χ (Figur 15)" in das Impulsbreiten-modulierte Signal V_Q (Figuren 16 und 17) umgewandelt. Anschließend steuert das Signal V_Q, wie in den Figuren 16 und 17 gezeigt, den Analogschalter, welcher in der Endauswirkung die ankommende Signalspannung V„ (Figur 18) durch den Schalter während einer Zeitdauer T. durchläßt, welche proportional ist dem Zeitverhältnis T_A/Tg. Dabei gilt:

T_A/Tg - 1/2(1 - V_X/V_R) (Gl. 7.2.1)

Mit anderen Worten besitzt die in den Figuren 13 und 19 gezeigte Ausgangssignalspannung V„ eine Wellenform, deren Amplitude proportional ist der variablen Signalspannung V_v (welche proportional ist dem Momentanwert des Leitungsstroms i) und deren Breitenverhältnis oder Zeitintervallverhältnis T-VTg proportional ist der variablen Signalspannung ν_χ (diese ist proportional dem Momentanwert der Leitungsspannung v). Wenn das Signal V_Q aus symmetrischen Impulsen besteht,, läßt der oder die Analogschalter die Spannungen V_v und -V_v (Figur 18) zum Ausgang des Schalters in einer solchen Weise durch, daft gilt V„ - 0. Wenn das Signal V_Q aus nichtsymmetrischen Impulsen

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besteht, dann ist der Wert für V„ größer sis O. Mathematisch

Zt

kann dies folgendermaßen ausgedrückt werden:

V₇ = V_V(2T_Ä/T„ - 1) (Gl. 7.2.2)

und durch Kombination der Gleichungen (7.2.1) und (7.2.2) ergibt sich:

^VZ ⁼ ~^VX^VY^/VR ^(G1· ⁷·²·³⁾

dabei gilt noch R- = R_ß-(s.Figur 14).

Daher ist der in Figur 13 gezeigte Mittelwert von V„ proportional dem Produkt von V_v und V_v und umgekehrt proportional zu V„.

Die Figur 14 zeigt einen Vierquadranten-Zeitteilungsmultiplikator M₁₂ in weiteren Einzelheiten. Der Multiplikator M„„ ist ähnlich und arbeitet in ähnlicher Weise. Die Wellenformen der Figuren 15 bis 19 dienen zur Veranschaulichung der Arbeitsweise der Multiplikatoren. In Figur 14 wird eine analoge Spannung ν_χ proportional der Leitungsspannung V_1o einem Summierungspunkt 50 zugeführt, welcher an der Verbindung von zwei gleich großen Widerständen Rl und R6 gebildet ist. Der Summierungspunkt 50 ist mit dem umkehrenden Eingangs?nschluß eines Operatorverstärkers Al verbunden, dessen nicht-umkehrender Eingangsanschluß,, wie angedeutet, mit einer Signal-Erde oder einem Bezugspunkt verbunden ist. Ein Kondensator Cl ist zwischen den Summierungspunkt 50 und den Ausgsngsanschluß des Verstärkers Al geschaltet. Der nicht-umkehrende Eingangsanschluß eines weiteren Operatorverstärkers A2 ist mit dem Ausgangsanschluß des Verstärkers Al verbunden. Der Verstärker A2 arbeitet als Komparator und der Verstärker Al und der Kondensator Cl arbeiten als Integrator. Ein dreieckförmiges Signal V_TR mit einer Meßwertentnahmefrequenz fg von 10 kHz wird über ein Widerstandselement dem umkehrenden Eingangsanschluß des Verstärkers A2 zugeführt und dient

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"" *» Jp

dazu, den Meßwert des Analogsignals ν_χ (welcher die Spannung V₁ darstellt) während der Zeitdauer l/fr = T_L k-mal zu entnehmen. Da f_o = 10.000 und f_T =60 beträgt, ist die Größe angenähert

ο L·

k - fg/ir ^β 167. Wie in Figur 14 angezeigt, ist der AusgangsanschluS des Operatorverstärkers A2 mit zwei Analogschaltern Sl und S2 gekoppelt. Die Analogsch?lter Sl und S2 sind hier als einpolige Doppelschalter (single pole, double throw) abgebildet. Sie sind jedoch elektronische Schalter, welche durch das Signal V₀ mit sehr hohen Geschwindigkeiten durchgeschaltet werden. Der Analogschalter Sl schaltet die Bezugsspannung +V_R und. auch die Bezugsspannung -V₁, an den Summierungspunkt 50 über

rC

das Widerstandselement R6. Der Analogschalter S2 schaltet die Analogsignale +ν_γ und -ν_γ. Vorteilhafterweise können die Analogschalter Sl und S2 aus komplementären MOS-Transistoren bestehen (Metalloxyd-Halbleiter). Wie in Figur 14 angedeutet ist ein Inverter 52 vorgesehen zur Umkehrung des Analogsignals +Vy in das analoge Signal -Vy gemäß Figur 18.

Der in Figur 14 gezeigte Multiplikator M verwendet ein Integrationsprinzip mit Rückkopplung. Das dreieckförmige Signal V_TR mit der Meßwertentnahmefrequenz f_g, welche wesentlich größer ist als f_L, wird dem Verstärker A2 (Komparator) zugeführt. Wenn das analoge Signal ν_χ Null ist, dann besteht das Ausgangssignal Vq vom Verstärker A2 aus einer Folge symmetrischer Impulse, welche bei Figur 16 gezeigt sind und eine Frequenz von etwa 10 kHz besitzen. Diese Folge von Impulsen V^ dient zur Ansteuerung des Analogschalters Sl und schaltet abwechselnd den Widerstand R6 an die Bezugsspannungen +V₀ und

ti

-V_R und führt hierdurch dem Summierungspunkt 50 während der positiven und der negativen Teile von ν_Λ Ströme der gleichen Amplitude V_R/R6 zu. Daher wird der Kondensator Cl durch Ströme gleicher Amplitude aufgeladen und entladen, so daß der Mittelwert oder der durchschnittliche Wert von V_c am Ausgangsanschluß des Operatorverstärkers Al Null wird. Wenn ν_χ größer

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— ΔΔ —

ist als Null, dann wird der vorgenannte abgeglichene Zustand insofern abgeändert, daß der Kondensator Cl nicht mit Strömen gleicher Amplitude aufgeladen und entladen wird. Daher ist das Signal V nicht mehr langer gleich Null. Infolge der Unsymmetrie der Aufladeströme und Entladeströme am Kondensator Cl und wegen des Vorhandenseins der Rückkopplungsschleife besteht das Signal V-. .letzt nicht mehr aus den symmetrischen Impulsen, welche erforderlich sind, um den Summierungspunkt 50 praktisch auf dem Potential Null zu halten. Daher wird das Tastverhältnis oder das Zeitverhältnis T./T„ der Ausgangsspannung V_ durch die Gleichung (7.2.1) für die Bedingung Rl = R6 definiert. Im Endergebnis erzeugt das analoge Signal V_v ein Signal V_n, welches

λ H

Impulsbreiten-moduliert ist. Durch Zuführung des Signals V_Q zur Steuerung des analogen Schalters S2 ergibt sich in der Endauswirkung eine Amplitudenmodulation.

Wenn das Signal V-. aus symmetrischen Impulsen besteht (Figur 16), dann schaltet der analoge Schalter S2 die Größen Vy und -Vy (Figur 18) so auf den Ausgang des analogen Schalters S2, daß V_z = O wird. Wenn jedoch V_Q aus nicht-symmetrischen Impulsen besteht, dann wird V₂ größer als Null. Mathematisch kann die Größe V„ durch die Gleichungen (7.2.2) und (7.2.3) definiert werden. Demgemäß ist die Ausgangsspannung V₂ vom Multiplikator M-₂ direkt proportional dem Produkt von V-. und V„, wenn Rl = R6 ist und V_R eine konstante Bezugsspannung ist. In der Figur 19 ist das Ausgangssignal V als eine Folge von Impulsen gezeigt, welche Impulsbreiten-moduliert und Amplituden-moduliert sind. Die Figuren 15 - 19 zeigen die Verhältnisse, wenn die Breite der Impulse mit der Meßwertentnahmefrequenz (f_g) von 10 kHz durch das Signal V moduliert wird, welches proportional ist der Leitungsspannung v-₂, und die Amplitude durch die um 180° phasenversetzten Signale +Vy und -Vy moduliert wird, welche proportional sind zu dem Leitungsstrom i-. Das Ausgangs-

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signal V nach Figur 19 ist proportional dem Momentanwert des

Zl

Produktes von V„ und Y .

Bei dem Multiplikator nach Figur 14, einer Frequenz f„ von 10.000 und f. von 60 und damit einem Verhältnis k = fg/fr von etwa k = 16T₇ erreicht man eine Meßv/ertentnahme und eine Multiplikation der Momentanwerte der Leitungsspannung und des Leitungsstroms. Da der Multiplikator M_QO ähnlich ist dem Multiplikator M₁₂ nach Figur 14, entnimmt der Multiplikator M Meßwerte und multipliziert die Momentanwerte der Leitungsspannung V₃₂ und des Leitungsstroms i„ etwa k-oder 167-mal.

Der vorstehend im Zusammenhang mit den Figuren 14 - 19 erörterte Multiplikator IL„ ist in Figur 20 in dem gestrichelten Kasten gezeigt in Kombination mit dem Inverter 52, dem I/V-Konverter 54, CT₁, PT und dem Tiefpaßfilter 42. Der Konverter 54 besteht aus einem Operatorverstärker 01, mit dem ein Rückkopplungswiders ta nd R2 und eine Impedanz Fl₁ wie gezeigt, verbunden sind. Die Impedanz Fl dient als Element zur Phasenkompensation oder Phasenkorrektur. Die Sekundärwicklung des Stromtransformators CT₁ ist über den umkehrenden und den nicht-umkehrenden Eingangsanschluß des Operatorverstärkers 01 geschaltet und ist praktisch mit einem Kurzschlußzustand abgeschlossen. Am Ausgang des Operatorverstärkers 01 wird eine analoge Signalspannung erzeugt, die proportional ist zur Stromstärke i in der Sekundärwicklung von CT₁. Die vorstehend erwähnte analoge Spannung wird über den Widerstand R3 dem Inverter 52 zugeführt, welcher ein Gegen-Wirkwiderstands-Verstärker (transresistance amplifier) ist und aus dem Operatorverstärker 02 und dem Rückkopplungswiderstand R5 besteht.

Obwohl das zu V₁₂ proportionale Signal ν_χ gemäß der vorstehenden Beschreibung (und gemäß der Abbildung in den Figuren 13 und 14) zur Umwandlung von V_n in ein Impulsbreiten-moduliertes

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Signal verwendet wird, könnte selbstverständlich auch das zu iproportionale Signal V_v statt dessen verwendet werden. Mit anderen Worten könnte das Signal in Figur 13 anstatt der gezeigten Form durch das Signal ν_χ Amplituden-moduliert und durch dae Signal ν_γ breitenmoduliert sein anstelle der gegeigten Amplitudenmodulation durch das Signal Vy und der Breitenmodulation durch das Signal V^.

Der Multiplikator M^₂ kann daher zur Ausführung der vorstehend erwähnten Modulationen und zur letetendlichen Ausführung 4er erforderlichen Multiplikation von I^ und v^~ eingerichtet werden. In ähnlicher Weise kann der Multiplikator M₃₃ elhf«richtet werden zur Autführung ähnlicher Modulationen und ilir tttitendliehen Durchführung der erforderlichen Multiplikation von V₃₈ und ig.

Der Multiplikator M₃₂ 1st in ähnlich·*· Weis· mit eine* t/V-Konverter und einem weiteren Inverter kombiniert. Ibento die Meßtraneforaatoren CT₃ und PT_g2 in ähnlicher Wti·· ti* die entsprechenden Elemente für den Multiplikator M₁₂ fc*t*äft figur 20 verwendet.

Die Ausgangsspannung V_Q vom Multiplikator M₁^ wird Über den Widerstand R20 einem Tiefpaßfilter 42 zugeführt. Ifi ähnlicher Weise wird eine Andere Ausgangespännuhg vom Multiplikator U₃₃ ebenfalls über einen Widerstand R19 dem Tiefpaßfilter 42 tugeführt. Wie in der Figur 20 gezeigt» ilrid die Enden der Widerstände Rl9 und R2O gemeinsam mit dem umkehrenden Eingang«nschluß eines OperatorVerstärkers 07 verbunden. Der nicht-umkehrende Eingangsanschluß des Verstärkers 07 ist mit Signalerde oder Masse verbunden. Wie in Figur 20 ersichtlich, sind zwischen den Ausgangsanschluß und den umkehrenden Eingänge·nschluß des Operatorverstärkers 07 ein Kondensator C* und ein paralleler

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Rückkopplungswiderstand R21 geschaltet. Die Kombination des Verstärkers 07, des Widerstandes R21 und des Kondensators C. bildet ein aktives Filter. Das aktive Filter 42 beseitigt die Gleichspannungskomponente durch Mittelwertbildung aus den summierten Ausgangssignalen, welche am Summierungspunkt 40 von den Multiplikatoren JL« und M„₂ zugeführt werden. In der Ausführungsform nach Figur 20 ist R19 =* R20. Die Werte von R19, R2O, R21 und C₄ bestimmen die Eckenfrequenz (cut-off frequency) oder Abschneidfrequenz des aktiven Filters 42. In der Ausführungsform nach Figur 20 und- den Figuren 34A und 34B kann die Eckenfrequenz beispielsweise bei 3,18 Hz liegen. Wie angedeutet, wird am Ausgangsanschluß des Operatorverstärkers 07 ein Spannungssignal V_F erzeugt, welches repräsentativ ist für den Mittelwert der Leistung in dem gesamten System (s.hierzu auch die Figuren 9, 21 und 22).

Der A/PR-Konverter 44 ist in Figur 27 im einzelnen dargestellt. Der Zweck dieses Konverters 44 besteht in der Umwandlung des vom aktiven Filter 42 erzeugten Gleichspannungssignals V_ in eine Folge von quantisierten Impulsen, die jeweils einen quantisierten oder konstanten Betrag der aktiven Energie darstellen. Wie in Figur 27 gezeigt, enthält der Konverter 44 einen Operatorverstärker 08 mit einem umkehrenden und mit einem nichtumkehrenden Eingangsanschluß und mit einem Ausgangsanschluß.

Das Gleichspannungssignal V„ wird über den Widerstand R23 auf

Jc

den nicht-umkehrenden Eingangsanschluß des Operatorverstärkers 08 gekoppelt. Der nicht-umkehrende Eingangsanschluß ist über einen Widerstand R24 an den Signalbezugspunkt oder Masse gekoppelt. Ein Kondensat.or C- ist zwischen den umkehrenden Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß des Verstärkers 08 gekoppelt. Der Ausgang des Operatorverstärkers 08 ist an einen Schwellwert-Flip-Flop 56 (Verzögerung) gekoppelt. Ein Bezugsoszillator 58 mit Festfrequenz (Kristall) und eine Frequenzteilereinheit 60 sind ebenfalls vorgesehen. Weiterhin ist noch

4Q9849/07QQ

24Ί7503

eine Impulshöhenbezugseinheit 62 für Rückkopplung vorgesehen. Wie angedeutet, wird die Bezugseinheit 62 durch zwei Eingangssignale angesteuert und zwar durch eine Bezugsspannung V_R3 und die Spannung V_n. Die Bezugseinheit 62 liefert einen ausgangsseitigen Stromimpuls I_R mit einer Impulsbreite oder Zeitdauer T_R an den umkehrenden Eingangsanschluß des Operatorverstärkers 08 (s.Figur 27) .

Die Figuren 21 - 27 dienen zur Veranschaulichung der Arbeitsweise des Konverters 44 nach Figur 27. Jeder Impuls in der Folge von Impulsen, die am Ausgang des Konverters 44 abgegeben werden, stellt einen quantisierten vorgegebenen Betrag der aktiven elektrischen Energie von beispielsweise 1,2 Wattstunden dar. Während der maximalen Leistung im System nach Figur 21 erscheint am Ausgang der binären Teilereinheit 78 alle 2,078 Sekunden ein quantisierter Impuls, welcher 1,2 Wh darstellt. Letztendlich wird jeder quantisierte Impuls zur Ansteuerung eines Schrittmotors SM verwendet. In ähnlicher Weise erscheint bei Minimalleistung in dem System ein quantisierter Impuls am Ausgang der binären Teilereinheit 78 alle 166,28 Sekunden und stellt ebenfalls jeweils einen Wert von 1,2 Wh dar. Im Hinblick auf diese sehr langen Zeitperioden besteht der Impulsfolgefrequenz-Konverter 44 aus einem integrierenden Abschnitt (Operatorverstärker 08 und Kondensator C₁.) und einem Impulsfrequenzteilerabschnitt mit den Einheiten 58, 60, 56 und 62. Durch Verwendung einer Impulsfrequenzteilung wird erreicht, daß der Kondensator C,. nicht unzulässig groß sein muß. Durch die Impulsfrequenzunterteilung liefert die binäre Teilereinheit 78 eine Ausgangsimpulsfrequenz von 1/166,28 Sekunden für den Zustand des Mehrphasensystems mit minimaler Leistung (s. Figuren 21 und 22).

In Figur 27 liegt der Summierungspunkt 64 praktisch auf dem Potential Null infolge des hohen Verstärkungsgrades für eine unterbrochene (oder offene) Schleife für den Operatorverstärker 08

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und infolge der Rückkopplungswirkung von CL. Der Eingangstttrom I„ ist eine Funktion der Eingangsspannung V- und des Widerstandes R23. Wenn die Spannung am Kondensator C- einen beet immten Wert erreicht, dann wird der Vereögerunga-Flip-Flop 56 während eines genaueh ZeitIntervalls T_R gescheltet. Während des ZeltIntervalls T_R wird ein analoger Schalter in der Impulshöhenbeeugseinheit 62 für Rückkopplung betätigt und bewirkt, daß ein fitrom I_R erfceugt wird zur Entladung von C_p. Zuvor wurde gemäfl der Darstellung in Figur 26 der Kondensator C- durch den Eingingestrom 1„ gemäß der nachstehenden Beziehung aufgeladen t

■f

Q_p(t) - J I_F dt (Gl. 7.4.1)

Dabei let Qp die Ladung auf dem Kondensator C-.

Die Entlidung des Kondensη tore C_p erfolgt in ähnlicher Welse nach den Beziehungent

Qo(t) - I U_R - I_F) dt (Gl. 7.4.2)

Da Q_E(t) - Q_R(t) und

^TF ^+TR

I_pdt -·■ J (I_R - I_F) dt, (Gl. 7.4.3)

Die Impulsfolgefrequenz ist daher:

f - - J- ir- (Gl. 7.4.4)

¹F ^{+ 1}R ¹R ¹R

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Ebenso gilt:

V V

'no ""p

T - TK, Ip - b^ , I« - -fr- (Gl. 7.4.5)

R ο ο R R₂₈ F R₂₃

Die Impulsfrequenz ergibt sich damit aus Gl (7.4.4) zu:

¹A ^R23 ^VR3 ^To ο ^KA

Dabei ist

K. der analoge Umwandlungsfaktor in Voltsekunden

T die Periodendauer des Kristalloszillators

° (T₀- Ut _Q)

K ist der Teilerfaktor des Oszillators (K - 64) ο ο

Ebenso gilt noch:

^VR3 ^To^Ko (Gl. 7.4.7)

Die Ausgangsimpulsfrequenz in Gleichung (7.4.6) ist direkt proportional der Eingangsspannung Vp, (oder der Stromstärke I„). Da I„ und T_R und auch R_2g und R₃₃ konstant sind, wird eine genaue analoge Umwandlung erreicht. Die Bezugszeit T_R wird erzeugt durch Verwendung eines Kristalloszillators 58, der beispielsweise mit einer Frequenz von 400 kHz schwingt. Ein Binärteiler 60 für 6 Bits wandelt die Oszillatorfrequenz von 400 kHz auf einen

Wert von f„ - — "^= 6250 Hz um. Dabei ist T_, die Bezugszeit

und wird bestimmt durch die Abwärtsintegrationszeit (down integration time) des A/PR-Konverters 44. Der Impulsstrom I_R

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wird bestimmt durch eine konstante Bezugsspannung V_R3 und den Wert des Widerstandes R_no. Diese Stromstärke wird durch einen

•«so

genauen Analogschalter ein- und ausgeschaltet, welcher in der Abwärtsintegrationsschleife des A/PR-Konverters enthalten ist. Die Figuren 23, 24 und 25 zeigen die AusgangssignaIe_; welche an den verschiedenen Stellen des A/PR-Konverters 44 auftreten.

Eine ausführlichere Beschreibung des A/PR-Konverters 44 der Figur 27 erfolgt anschließend unter Bezugnahme auf die Figuren 34A und 34B.

In Figur 28 ist ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Impulsfiltereinheit 66 mit niedrigem Abschneidpunkt oder Eckpunkt dargestellt, die im Zusammenhang mit dem Konverter 44 verwendet wird. Diese Impulsfiltereinheit 66 mit niedrigem Abschneidpunkt oder Eckpunkt ist in Figur 28 innerhalb der gestrichelten Linien angeordnet und besteht aus einem Konverter 68 für die Umwandlung von Impulsfolgefrequenz in Spannung und einer Schwellwertdetektor- und Gattersteuerungseinheit 70 und aus einem NAND-Gatter oder NAND-Verknüpfungsglied 72. Die Einzelheiten der Impulsfiltereinheit 66 mit niedrigem Eckpunkt sind in Figur 30 gezeigt und die grundsätzliche Arbeitsweise derselben ist in Kurvenform in Figur 29 dargestellt. Der Zweck dieser Impulsfiltereinheit 66 mit niedriger Eckfrequenz besteht darin, zu verhindern, daß Impulseunterhalb einer vorgewählten Mindestimpulsfolgefrequenz, die repräsentativ ist für einen vorgewählten Mindestleistungspegel im Verbraucher, durchgelassen werden und letztendlich an dem Anzeigezähler 48 gezählt werden. In Figur 30 können die Impulse von dem Konverter 44 nur dann zu einer binären Teilereinheit für 11 Bits (s.Figur 34A und 34B) durchlaufen, wenn das Ausgangssignal am Gatter oder Verknüpfungsglied G3 auf einer logischen "1" ist oder wenn der Kollektor des Transistors T4 auf etwa Null Volt ist. Dies ist dann der Fall, wenn über dem Integrationskondensator C6 eine Spannung von etwa 0,6 Volt aufgespeichert ist

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zur Aktivierung des Transistors T4. Die Eckfrequenz oder Abschneidefrequenz der Einheit 66 kpnn auf einen erforderlichen vorgewählten Wert dadurch eingestellt werden^ daß der Widerstand R3O und der Kondensator C6 verändert werden. Bei einer zu niedrigen Impulsfrequenz ist die Spannung über dem Kondensator C6 zu gering_; um den Transistor T4 zu aktivieren, und als Ergebnis ist der Eingang des Gatters G3 auf einer logischen "1" und daher befindet sich der Ausgang des Gatters G3 auf einer logischen "0". Daher können keine Impulse zu dem Gatter G2 durchlaufen.

Die nachstehend erörterten Figuren 34A und 34B zeigen wie die Impulsfiltereinheit 66 mit niedrigem Eckpunkt mit anderen Schaltungen und Netzwerken zusammengefügt ist, welche das elektrische Energiemeßgerät der Erfindung bilden.

Die Figur 31 ist eine schematische Darstellung eines Abrufschalternetzwerkes 74 in Festkörperausführung, das zusammen mit dem Meßgerät der Erfindung verwendet wird, um eine Möglichkeit einer Funktion zum Abruf der Meßwertentnähme zu schaffen. D.h. es werden quantisierte Impulse von dem A/PR-Konverter zu einer Fernstation übermittelt, so daß die für diese Impulse repräsentativen Signale auf irgendeiner Abrufsaufzeichnungseinrichtung unter anderem zur weiteren "Verarbeitung (off-line processing) gespeichert werden können, beispielsweise auf einem Tonbandaufzeichnungsgerät. Das Netzwerk gemäß Figur 31 ist effektiv ein C-Schalter (form C-switch). Das Netzwerk 74 besteht im wesentlichen aus zwei dreistufigen Schalt- und Verstärkungskanälen. Jedesmal, wenn einer der Transistoren T14 oder T9 stromdurchlässig oder eingeschaltet ist, wird ein Kondensator in einem äußeren Netzwerk an dem Fernmeßplatz schnell auf etwa 50 Volt aufgeladen, wobei vorübergehend eine Stromstärke von etwa 200 mA vorhanden ist. Nach dem Intervall für.dieses vorübergehende Signal nähert sich der Strom einem

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stationären Wert von etwa 35 mA. Wenn T14 oder T9 in den nichtleitenden oder gesperrten Zustand umschaltet, dann steigt die Spannung über den Ausgangsanschlüssen auf etwa 50 Volt an. Die Figuren 34A und 34B zeigen, wie dps Abrufschalternetzwerk 74 in das Energiemeßgerät gemäß der Erfindung eingefügt ist.

Die Figur 32 ist eine SchaItzeichnung und zeigt einen Ausgangsimpulsverstärker 76 zur Ansteuerung des Schrittmotors SM, der seinerseits einen Anzeigezähler 4R betätigt. Der Impulsverstärker 76 liefert Stromimpulse mit einem Spitzenwert von etwa 120 mA während einer Dauer von 150 Millisekunden an den Schrittmotor SM, welcher den Zähler 48 antreibt. Der Verstärker 76 besitzt^ wie gezeigt, drei Verstärkungsstufen und eine Schutzdiode D16 zum Schutz vor vorübergehenden Impulsen mit entgegengesetzter Polarität. Der Impulsverstärker 76 wird auch in den Figuren 34A und 34B gezeigt.

Die Figuren 34A und 34B sind gemäß den Anweisungen der Figur aneinanderzufügen zur Bildung einer vollständigen elektrischen Schaltzeichnung des Meßgerätes für elektrische Energie gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung. Beim Betrieb wird der Strom in der Leitung 1 und in der Leitung 3 mit den Meßstromtransformatoren CT₁ bzw. CT_ gemessen. Ebenso wird die Spannung zwischen der Leitung 1 und der Leitung 2 durch den Meßpotent ia !transformator PT₁₀ gemessen. In ähnlicher Weise wird die Spannung zwischen der Leitung 3 und der Leitung 2 durch den Potentialtransformator PT₃₂ gemessen. Die Primärwicklungen beider Transformatoren PT₁₂ und PT₃₂ enthalten in Reihe geschaltete Widerstände R_g gemäß Figur 34A_; um eine Phasenkorrektur oder Phasenkompensation zu schaffen. Die erwähnten Stromtransformatoren und Potentia!transformatoren sind_/wie in Figur 1 gezeigt, mit den Kraftleitungen 1, 2 und 3 gemäß dem Verfahren nach dem Theorem von Blondel verbunden, das bereits zuvor erläutert wurde. Ein I/V-Konverter 54 besteht aus dem Operatorverstärker 01, dem

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Widerstand R2 und der Impedanz Ft zur Phasenkorrektur oder -kompensation und liefert am Ausgang des Operatorverstärkers Ol eine erste analoge Signalspannung mit der Frequenz f. von 60 Hz bei Vorhandensein des von CT^ in der Leitung 1 gemessenen Stroms, die repräsentativ für diesen Strom ist. Wie angedeutet, ist der Ausgangs?nschluß des Operatorverstärkers Ol unmittelbar als Eingang mit dem Multiplikator M₁₂ verbunden. Ebenso wird eine erste analoge Signa!spannung mit einer Phasenumkehr von 180° und der Frequenz f_T von 60 Hz durch den Inverter 52 er- zeugt _} welcher aus dem Operatorverstärker 02 und dem Rückkopplungswiderstand RP besteht. Diese genannte umgekehrte erste analoge Signalsppnnung wird erzeugt bei Vorhandensein des am Ausgangsanschluß des Operatorverstärkers 01 erzeugten analogen Signals. Die umgekehrte Ausgangssignalspannung vom Operatorverstärker 02 wird ebenfalls als ein Eingangssignal dem Multiplikator M₁₂ zugeführt. Der Konverter 54 und der Inverter 52 sind in Figur 20 gezeigt und beschrieben und sind auch in den zuvor genannten Patentschriften erläutert. Ebenso sind dort die entgegengesetzt gepolten Dioden Dl und D2 und ihr Zweck beschrieben. In ähnlicher Weise werden mit den Potentialtransformatoren gemäß Figur 34A entgegengesetzt gepolte Dioden verwendet. Eine zweite analoge Signa.lspannung mit der Frequenz f. von 60 Hz wird durch den Potentia!transformator PT₁₂ erzeugt und ist repräsentativ für die Spannung zwischen den Leitungen 1 und 2. Wie angezeigt ist ein Ende der Sekundärwicklung des Potentialtransformators PT₁₂ ^{über den} Widerstand Rl mit dem Multiplikator M₁₀ verbunden. Weiterhin ist ein Ende des Widerstandes Rl mit einem Ende des Widerstandes R6 und des Kondensators C- verbunden. Ein Blick auf die Figur 20 zeigt, daß der Widerstand Rl der Eingangswiderstand ist, welcher an den Summierungspunkt 50 gekoppelt ist und auf dem gleichen Potential liegt wie der umkehrende Eingangsanschluß des Operatorverstärkers Al in dem Multiplikator M₁₂. Der Kondensator C- und der Widerstand R6 sind in Figur 34A so gezeigt, daß

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sie außen an dem Multiplikator M-_ angeschlossen sind. Sie bilden jedoch trotzdem einen Teil des Multiplikators M₁₃, wie dies deutlicher aus der Figur 20 sichtbar ist. Ebenfalls sind mit dem Multiplikator M₁₀ die Quellen für die verschiedenen Spannungen verbunden, beispielsweise +V₁, -Vg, +VR₃ und -VR₁.

In den Figuren 34A und 34B ist auch ein Generatorabschnitt für die Dreiecksspannung V_TR gezeigt, welcher die Frequenz fg für die Meßwertentnahme von beispielsweise 10 kHz liefert. Wie angezeigt, ist dieser Generatorabschnitt für die dreieckförmige Spannung aufgebaut aus den Verstärkern 05 und 06, den Widerständen R15, R16, R17, R18, dem Kondensator C₃ und den fünf Dioden D5, D6, D7, D3 und Ώ4. Die dreieckförmige Ausgangsspannung V^ mit der Frequenz f_g von 10.000 Hz wird vom Ausgang des Verstärkers an den Multiplikator M₁₃ geliefert.

Der Stromtransformator CT₃ liefert in Verbindung mit einem I/V-Konverter, welcher den Operatorverstärker 03 enthält, eine dritte analoge Signalspannung mit der Frequenz f_T von 60 Hz bei Vorhandensein des auf Leitung 3 des elektrischen Mehrphasensystems gemessenen Stroms, welche für diesen Strom repräsentativ ist. In ähnlicher Weise dient ein Inverter mit dem Operatorverstärker 04 zusammen mit CT₃ und dem vorgenannten I/V-Konverter mit dem Verstärker 03 zur Erzeugung eines um 180° phasenverschobenen dritten Analogsignals, welches repräsentativ ist für den auf der Leitung 3 gemessenen Strom. Dieses genannte dritte analoge Spannungssignal und das umgekehrte dritte analoge Signal werden wie angedeutet dem Multiplikator M₃₂ zugeführt.

Weiterhin wird eine vierte analoge Signalspannung mit der Frequenz f. von 60 Hz durch den Potentialtransformator PTqo bei Vorhandensein der Spannung zwischen der Leitung 3 und der Leitung 2 des elektrischen Mehrphasensystems nach Figur 1 erzeugt

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und ist für diese Spannung repräsentativ. Die genannte vierte analoge Signalspannung wird durch einen Widerstand R8 dem Multiplikator M₃₂ und dem Verbindungspunkt eines Endes der Elemente R13 und C₂ zugeführt. Die anderen Eingänge zum Multiplikator M₃₂ sind die Spannungen +V₁, -V₂,- +VRg und -VR₁. Weiterhin wird die dreieckförmige Spannung V„,_R mit der Meßwertentnahmefrequenz fg von 10 kHz ebenfalls als ein Eingangssignal der Multxplikatoreinheit M₃₂ zugeführt.

Jeder der Multiplikatoren M₁₀ und M₀₀ erzeugt ein Signal, das eine Folge von Impulsen nach Figur 16 enthält. Insbesondere wird in Figur 16 gezeigt, daß eine Folge von bipolaren Impulssignalen erzeugt wird, die konstante positive und negative Signalamplituden und eine Impulsfolgefrequenz f_g von 10 kHz besitzen, wobei diese Folge eine Vielzahl k = fg/f_L von solchen bipolaren Signalen enthält, welche nacheinander die Zeitperiode Τ, = l/fr einnehmen. Diese Folge von bipolaren Impulssignalen werden bequemerweise ?ls das erste bis k-te bipolare Impulssignal bezeichnet. In jedem der Multiplikatoren M₁₂ und M₃₂ werden die entsprechenden analogen Spannungssignale, welche die Spannungen Leitung zu Leitung darstellen, zur Impulsbreiten-Modulation der vorgenannten Folge von bipolaren Impulssignalen gemäß Figur 16 benutzt. Das Ergebnis hiervon ist eine weitere Folge von bipolaren Impulssignalen, wie sie in Figur gezeigt sind. Figur 17 zeigt ein moduliertes Signal, welches aus einer Folge von aufeinanderfolgenden bipolaren Impulssignalen eines ersten bis k-ten Signals mit Impulsbreiten-Modulation besteht, wobei jeder dieser Impulse die Periodendauer T_e = l/f_o besitzt. Jedes der Impulsbreiten-modulierten bipolaren Impulssignale besitzt einen positiven Signalteil mit einer solchen Zeitdauer TA, daß das Verhältnis T^/T_g für jedes Impulsbreitenmodulierte bipolare Impulssignal repräsentativ ist für eine entsprechende erste bis k-te Meßwertamplitude von beispielsweise dem zweiten analogen Spannungssignal, welches die Spannung

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zwischen den Leitungen 1 und 2 darstellt. Der Multiplikator M₃₂ liefert eine aufeinanderfolgende Reihe von Signalen, welche repräsentativ sind für erste bis k-te Amplituden des vierten Analogsignals, welches die Spannung zwischen den Leitungen 3 und 2 darstellt. Die Meßwertentnähme und die Erzeugung der ersten bis k-ten Signale geschieht während der Zeitperiode T_L = l/f_LJwie dies in den Figuren 15 bis 17 angedeutet ist. Für den Multiplikator M-₂ werden die in Figur 17 gezeigten positiven Signalteile jeder der aufeinanderfolgenden Impulsbreiten-modulierten bipolarenSignale verwendet, um die Einschaltung während der Perioden entsprechend der Zeitdauer T^ zu erhalten, welche ersten bis k-ten aufeinanderfolgenden Teilen des ersten analogen Spannungssignals entsprechen, das die Stromstärke in der Leitung 1 darstellt. Ebenso werden die negativen Signalteile der aufeinanderfolgenden Impulsbreiten-modulierten bipolaren Impulssignale der Figur 17 verwendet zur Einschaltung der Perioden der entsprechenden Zeitdauer (T_g - T.) entsprechend ersten bis k-ten aufeinanderfolgenden Teilen der umgekehrten ersten analogen Signalspannung, welche den phasenumgekehrten Leitungsstrom in der Leitung darstellt, um das in Figur 19 gezeigte Signal zu erzeugen. Der Multiplikator M₃₂ führt die gleiche Vierquadrantenmultiplikation mit Zeitteilung für analoge Signale aus, welche die Spannung zwischen den Leitungen 3 und 2 darstellen, und für die Analogsignale entsprechend der Stromstärke in der Leitung 3 und die analogen phasenumgekehrten Signale entsprechend der Stromstärke in der Leitung 3. Der Ausgang vom Multiplikator M₃₂ besteht in einer Folge von Impulsbreiten-modulierten und Amplituden-modulierten Signalen ähnlich den in Figur 19 gezeigten Signalen.

Die Impulsbreiten-modulierten und Amplituden-modulierten Signale ähnlich den Signalen in Figur 19 werden einem Summierungspunkt über die Widerstände R2O und R19 vom Multiplikator M^₂ und vom Multiplikator M₃₂ zugeführt. Am Summierungspunkt 40 werden die

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Impulsbreiten-modulierten und Amplituden-modulierten Signale von den Multiplikatoren so summiert, daß in jeder Folge von ersten bis k-ten modulierten Impulsen entsprechende Impulse miteinander algebraisch addiert werden. Beispielsweise wird der erste Impuls in der vom Multiplikator M₁₂ gelieferten Folge algebraisch zu dem ersten Impuls in der Folge addiert, welche vom Multiplikator M₃₂ geliefert wird. Der zweite vom Multiplikator M-„ gelieferte Impuls wird zu dem zweiten Impuls vom Multiplikator M₃₂ addiert usw. Am Summierungspunkt 40 erscheint daher eine Folge von ersten bis k-ten Signalen mit Impulsbreitenmodulation und Amplitudenmodulation, welche in ihrem Aussehen ähnlich sind, wie die Signale nach Figur 19. In Wirklichkeit stellen sie jedoch die Summierung des Reihenausganges von beiden Multiplikatoren dar, wobei jeder Impuls repräsentativ ist für die momentane Leistung im gesamten System. Der Summierungspunkt 40 ist direkt verbunden mit einem Eingang eines Opera torVerstärkers 07, welcher zusammen mit dem Kondensator C4 und dem Widerstand R21 das Tiefpaßfilter 42 für die Summierung bildet.

Das Tiefpaßfilter 42 für die Summierung integriert und mittelt in der Endauswirkung die Folge von Signalen mit Impulsbreitenmodulation und Amplitudenmodulation, welche vom Summierungspunkt 40 empfangen werden. Am Summierungspunkt 40 stellen die Signale mit Impulsbreitenmodulation und Amplitudenmodulation (ähnlich in ihrer Wellenform den Signalen nach Figur 19) die momentane Leistung im Gesamtsystem dar. Das Tiefpaßfilter 42 für die Summenbildung erzeugt jedoch an seinem Ausgang eine Spannung V-,, welche ein .Gleichspannungssignal ist (s.Figur 9) und den Mittelwert der Leistung im gesamten System darstellt. Wie gezeigt, wird das Gleichspannungssignal V_, über den Widerstand R23 auf einen Eingangsanschluß des Operatorverstärkers 08 gekoppelt, der zusammen mit dem Kondensator C_, dem

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Oszillator PS, dem binären Teiler 60, dem Flip-Flop 56, dem Gatter 72 und dem Transistor Tl einen Teil des A/PR-Konverters bildet. Weiterhin bilden die Transistoren T2 und T3 zusammen mit den zugeordneten gezeigten Schalungselementen die Impulshöhen-Bezugseinheit 62 für die Rückkopplung (Figur 27). Die Impulshöhen-Bezugseinheit 62 für die Rückkopplung ist ebenfalls ein Teil des A/PR-Konverters 44. Das Ausgangssignal V_n vom Flip-Flop 56 wird, wie angedeutet dem Impulsfilter 66 mit niedrigem Eckpunkt zugeführt, welches gemäß der Darstellung in den Figuren 34A und 34B eine binäre Teilereinheit 78 für 11 Bits besitzt, die mit dem Ausgang eines Gatters G2 verbunden ist. Die binäre Teilereinheit 78 wandelt effektiv die Impulsfolgefrequenz der vom Konverter 44 ausgehenden Signale in eine niedrigere Impulsfolgefrequenz um. Wenn beispielsweise die Impulsfolgefrequenz des A/PR-Konverters 44 im Bereich von 12,31 Hz-985 Hz liegt, dann wandelt die binäre Teilereinheit 78 diesen Impulsfrequenzbereich in den Bereich von 0,006-Hz-0,481 Hz um. Diese Umwandlung entspricht Zeitintervallen für die Ausgangsimpulse von 166,28 Sekunden bis 2,078 Sekunden. Daher beträgt der Teilfaktor der binären Teilereinheit 78 KL· - 2048. Durch Änderung von K-von 2048 auf 1024 oder 4096 kann die Wattstundenkonstante W des Meßinstrumentes von 1,2 Wattstunden auf 0,6 Wattstunden oder 2.4 Wattstunden abgeändert werden. Die Ausgangsimpulse von der binären Teilereinheit 78 für 11 Bits werden unmittelbar dem Eingangskondensator C der Impulsverstärkereinheit 76 zugeführt. Von dem Ausgang des ImpulsVerstärkers am Transistor T_ig werden die quantisierten Impulse einem LED-Signalanzeigegerät (Lichtemittierende-Diode) und der Feldwicklung des Schrittmotors SM zugeführt, welcher den Zähler 48 antreibt und in der Endauswirkung die Ausgangsimpulse sammelt. Die gesammelten oder gezählten Impulse stellen elektrische Energie dar.

Obwohl die binäre Teilereinheit 78 die Impulsfolgefrequenz des Ausgangssignals des Konverters 44 für die vorstehend offenbarten

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Zwecke in eine kleinere Impulsfrequenz umsetzt, kann selbstverständlich auch die höhere Impulsfolgefrequenz (vor der Teilung durch die Teilereinheit 7R) für Fernmeßzwecke und Fernüberwachungszwecke verwendet werden. Beispielsweise können die Ausgangsimpulse mit dieser höheren Impulsfrequenz zu einem entfernt angeordneten Meßplatz übertragen oder ferngemessen werden.

Ebenso kann die binäre Teilereinheit 78 eine solche Einheit sein, welche eine Pufferspeicherfähigkeit im Falle eines Leistungsausfalles liefert, wodurch die dort enthaltene Information während der Ausfallzeit sicher gespeichert und nach der Wiederherstellung der Leistungszufuhr weiter verarbeitet werden kann.

Alternativ wird das Ausgangssignal von der binären Teilereinheit 78 für 11 Bits über den Widerstand R37 und das Gatter G3 dem AbrufSchalternetzwerk 74 zugeführt. Das Abrufschalternetzwerk 74 kann durch ein Betätigungssignal oder durch Betätigungssignale von einer entfernt angeordneten Meßstation aktiviert werden, wozu solche Betätigungssignale den gezeigten Anschlüssen L, M und N zugeführt werden. Nach dieser Aktivierung werden die Impulse von der binären Teilereinheit 78 an diesen Anschlüssen zur.Übertragung auf die entfernt angeordnete Meßstation abgegeben.

Die geregelten Spannungen für das Meßgerät werden an verschiedenen Ausgangsklemmen von den Spannungsreglern 81 und 83 entnommen. Diese Spannungsregler erhalten letztendlich ihre Leistung aus den Potentialtransformatoren TRl und TR2. An die Transformatoren TRl und TR2 sind zwei Vollweg-Brückengleichrichter 85 und 87 gekoppelt. Die drei aktiven Elemente in Form der Operatorverstärker Ox, Oy und Oz ergeben ebenfalls eine genaue Spannungsregelung.

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Obwohl in der Ausführungsform der Figuren 34A und 34B infolge der vorteilhaften Verwendung des Theorems von Blondel zwei Multiplikatoren M₁₀ und M₀₀ verwendet werden, können selbstverständ-

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lieh auch drei Multiplikatoren (ein Multiplikator für jede Phase) in Kombination mit drei Stromtransformatoren und drei Potentialtransformatoren verwendet werden.

Das Meßgerät gemäß der Erfindung ist besonders geeignet zur Ausführung einer Summenbildungs- oder Gesamtwertbildungsfunktion. Beispielsweise könnten weitere Mehrphasensysteme mit eigenen Multiplikatoren und zugeordneten Strom- und Potentialtransformatoren dadurch an das Meßsystem nach Figur 1 gekoppelt werden, daß die Ausgänge der zusätzlichen Multiplikatoren mit dem Summierungspunkt 40 verbunden werden. In einem solchen Falle v/ären das Filter 42, der Konverter 44, der Verstärker 46, der Schrittmotor SM und der Anzeigezähler 48 nach Figur 1 allen Mehrphasensystemen gemeinsam und die Energie in allen Systemen würde daher zusammengefaßt und auf dem Zähler 48 angezeigt.

Die Figur 35 zeigt eine alternative Verwendungsweise von CT- und CT_P. Anstelle der Belastung der Sekundärwicklungen von CT₁ und CT„ durch die Schaltungselemente 0., Fl und O₀ und 0,, F2 und O₁ , können die Sekundärwicklungen von CT₃ und CT₁ mit einem niederohmigen Widerstandslement mit Mittenabgriff verbunden werden, so daß beispielsweise analoge Spannungen +V und -V zur Zuführung zum Multiplikator M-₂ erhalten werden können, welche um 180° phasenverschoben gegeneinander sind. Eine ähnliche Anordnung kann für den Multiplikator M„₂ und CT₃ vorgenommen werden.

Die in den Schaltzeichnungen der Figuren 34A und 34B gezeigten, für das Meßinstrument für aktive elektrische Energie verwendeten Operatorverstärker können beispielsweise solche Verstärker des Typs SSS/741B sein, v/ie sie von der Precision Monolithics Incorporated, Santa Clara, Kalifornien, U.S.A., hergestellt werden.

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Claims

Patentansprüche

Verfahren zur Messung aktiver elektrischer Energie in einem Mehrphasensystem mit N-Leitungen, dadurch gekennzeichnet , daß es umfaßt:

die Stromstärke wird in mindestens (N-I) der Leitungen gemessen und es werden mindestens (N-I) verschiedene Leitungsspannungen gemessen, es wird eine erste Vielzahl von mindestens (N-I) analogen Signalen erzeugt, welche, die in den (N-D Leitungen gemessenen Ströme darstellen, und es wird eine zweite Vielzahl von mindestens (N-I) analogen Signalen erzeugt, welche die verschiedenen (N-I) gemessenen Leitungsspannungen darstellen, verschiedene der analogen Stromsignale der ersten Vielzahl werden mit verschiedenen analogen Spannungssignalen der zweiten Vielzahl so paarweise zusammengefaßt, daß die verschiedenen (N-I) Paare repräsentativ sind für den Momentanwert der Leistung in verschiedenen Teilen des Mehrphasensystems, jedes der (N-I) Paare von analogen Signalen wird in eine von (N-I) Folgen von aufeinanderfolgenden Signalen umgewandelt, wobei jedes Signal in jeder der (N-I) Folgen die momentane Leistung in einem anderen Teil des Systems darstellt, alle Signale mit der gleichen Stellung in der Folge bei allen (N-I) Folgen werden summiert zur Erzeugung einer N-ten Folge von aufeinanderfolgenden Signalen, welche jeweils die Momentanleistung in dem Gesamtsystem darstellen, diese N-te Folge von Signalen wird in ein Signal umgewandelt, welches den Mittelwert der Leistung im gesamten System darstellt, das Signal für den Mittelwert oder Durchschnittswert der Leistung wird in eine weitere Folge von quantisierten Signalen umgewandelt, die jeweils einen konstanten Betrag aktiver elektrischer Energie darstellen.

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2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die quantisierten Signale gezählt werden.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß jedes der Signale, welches die momentane Leistung in einem anderen Teil des Systems darstellt, ein bipolarer Impuls mit der Gesamtimpulsbreite T₀ ist, wo-

bei aufeinanderfolgende Impulsteile einer ersten und zweiten Polarität Impulsbreiten T. bzw. (T„ - T.) besitzen und die Amplituden dieser Impulsteile repräsentativ sind für den Momentanwert des Leitungsstroms und das Verhältnis T./T_g repräsentativ ist für den Momentanwert der Leitungsspannung.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß das Mehrphasensystem mit einer Frequenz von f. Hz arbeitet und jede Folge aufeinanderfolgender Signale, welche die momentane Leistung in verschiedenen Teilen des Systems darstellen, aufeinanderfolgende erste bis k-te Signale enthält, welche mit der konstanten Signalfolgefrequenz fg auftreten und noch die Beziehung gilt k =» fg/fj-wobei f ^f_L und jedes der ersten bis k-ten Signale ein bipolarer Impuls mit der gesamten Impulsbreite Tg = 1/fg ist und jeder bipolarer Impuls Teile mit positiver und negativer Polarität mit den Impulsbreiten T_A bzw. (^Tg-"^T _A) besitzt, und das Verhältnis T^/T_g für jeden bipolaren Impuls repräsentativ ist für den Momentanwert der Leitungsspannung und der Mittelwert der Amplitude für die Impulsteile positiver und negativer'Polarität über die Zeitdauer T_g =■ 1/fg proportional ist dem mathematischen Produkt der momentanen Leitungsspannung und des momentanen Leitungsstroms.

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,. 42 -

5. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r *c h gekennzeichnet , daß die gemessenen (N-I) Leitungsströme und die (N-I) Leitungsspannungen gemäß dem Theorem von Blondel ausgewählt werden.

6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Folge von quantisierten Signalen eine variable Signalfolgefrequenz f besitzt, welche proportional ist dem Mittelwert der Leistung im Gesamtsystem, wobei noch f = l/T = P/W ist, wobei P die mittlere Lei-

q q

stung im gesamten System und W ein konstanter Betrag ak-

M.

tiver elektrischer Energie ist, welcher durch jedes quantisierte Signal dargestellt wird, und T die variable Zeitdauer zwischen dem Auftreten der genannten quantisierten Signale in der Folge ist.

•7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daßdie Variable T maximale und minimale Werte besitzt, und jeden Wert zwischen dem Maximum und dem Minimum einschließlich der Maximal- und Minimalwerte einnehmen kann, wobei das Verhältnis des Maximalwertes und des Minimalwertes ein vorbestimmter Wert unabhängig von W ist.

8. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß das Signal, welches den Mittelwert der Leistung im Gesamtsystem darstellt, ein kontinuierliches unipolares Signal mit variabler Amplitude ist.

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Verfahren nach Anspruch 8. dadurch gekennzeichnet , daß das System ein Dreiphasensystem ist und das kontinuierliche unipolare Signal mit variabler Amplitude zu jeder Zeit eine Amplitude besitzt, welche proportional ist dem Mittelwert der Leistung P in dem Gesamtsystem.

10. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeic hnet, daß weiterhin nur diejenigen quantisierten Signale gezählt werden, welche bei oder zwischen dem Maximalwert und dem Minimalwert von T auftreten, wobei diese Maximalwerte und Minimalwerte vorgewählt werden.

11. Verfahren naeh Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß das Mehrphasensystem bei einer Frequenz f_L arbeitet, wobei jede der (N-I) Folgen von aufeinanderfolgenden Signalen eine konstante SignaIfolgefrequenz f_g besitzt, wobei die N-te Folge die gleichekonstante Folgefrequenz f_g besitzt und die Folge quantisierter Signale eine variable Folgefrequenz f besitzt.

12. Verfahren nach Anspruch It, dadurch gekennzeichnet, daßf_o größer ist als f_T und f_T größer

O Jj Jj

ist als f.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß lediglich diejenigen quantisierten Signale gezählt werden, welche mit einer Folgefrequenz von f ^s f . oder einer größeren Folgefrequenz auftreten, wobei f . eine vorgewählte Mindests_J.gnalfolgefrequenz ist.

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14. Verfahren nsch Anspruch 11. dadurch gekenn zeichnet, daß die Folge von quantisierten Signalen noch unterteilt wird.

15. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet , daß es noch eine Unterteilung der Folge der quantisierten Signale mit der variablen Folgefrequenz f auf eine kleinere variable Folgefrequenz l/T umfaßt, wobei T das Zeitintervall zwischen quantisierten Signalen ist.

16. Gerät zur Messung aktiver elektrischer Energie in einem Mehrphasensystem mit N Leitern dadurch gekennzeichnet, daß es umfaßt:

Einrichtungen (CT₁, CT„) zur Messung des Stroms in mindestens (N-I) dieser Leiter, Einrichtungen (PT_1o, PT__O) zur Messung von mindestens (N-I) verschiedenen Leitungsspnnnungen, eine an die Strommeßeinrichtung (CT) gekoppelte Einrichtung zur Erzeugung einer ersteh Vielzahl von mindestens (N-I) analogen Signalen, welche die in den (N-I) Leitungen gemessenen Stromstärken (i-, i„) darstellen, an die Spannungsmeßeinrichtung (PT) gekoppelte Einrichtungen zur Erzeugung einer zweiten Vielzahl von mindestens (N-I) analogen Signalen, welche die verschiedenen (N-I) Leitungsspannungen (V₁₂, V₃₃) darstellen, Einrichtung zur Paarung der verschiedenen analogen Stromsignale der ersten Vielzahl mit verschiedenen analogen Spannungssignalen der zweiten Vielzahl in einer solchen Weise, daß die verschiedenen (N-I) Paare repräsentativ für die augenblickliche Leistung in verschiedenen Teilen des Mehrphasensystems sind, an die Paarbildungseinrichtung gekoppelte

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Einrichtungen zur Umwandlung jedes der (N-I) Paare von analogen Signalen in eine andere Folge von (N-I) Folgen von aufeinanderfolgenden Signalen, wobei jedes Signal in jeder der (N-I) Folgen die momentane Leistung in einem anderen Teil des Systems darstellt', an die Umwandlungseinrichtung oder Konvertereinrichtung gekoppelte Einrichtung (40) (42) zur Summierung aller Signale mit gleicher Stellung in der Folge in allen (N-I) Polgen zur Erzeugung einer N-ten Folge von aufeinanderfolgenden Signalen, welche"jeweils die momentane Leistung im Gesamtsystem darstellen, an die Summierungseinrichtung gekoppelte Konvertereinrichtung zur Umwandlung der N-ten Folge von Signalen in ein Signal, das den Mittelwert der Leistung im Gesamtsvstem darstellt, und eine an die Einrichtung zur Umwandlung der N-ten Folge gekoppelte Konvertereinrichtung (44) zur Umwandlung des Signals für den Mittelwert der Leistung in eine weitere Folge von quantisierten Signalen (V_n), die jeweils einen konstanten Betrag W aktiver elektrischer Energie darstellen.

17. Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß es noch eine Einrichtung (48) .zur Zählung der quantisierten Signale enthält und diese Zähleinrichtung (48) für die quantisierten Signale mit der Einrichtung zur Umwandlung des Signals für den Mittelwert der Leistung in eine weitere Folge von quantisierten Signalen gekoppelt ist.

18. Gerät nach Anspruch.16, dadurch gekennzeichnet , daß jedes der Signale, welches die momentane Leistung in einem anderen Teil des Systems darstellt, ein bipolarer Impuls mit der Gesamtimpulsbreite T_g ist, wobei aufeinanderfolgende Impulsteile einer ersten und zweiten Polarität Impulsbreiten T. bzw. (T„ - T^) besitzen und

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die Amplituden dieser Impulsteile repräsentativ sind für den Momentanwert des Leitungsstroms und das Verhältnis T_A/T repräsentativ ist für den Momentanwert der Leitungsspannung.

19. Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet , daß jedes der Signale, welches die momentane Leistung in einem anderen Teil des Systems darstellt, ein bipolarer Impuls mit der Gesamtimpulsbreite T_g ist, wobei aufeinanderfolgende Impulsteile einer ersten und zweiten Polarität die Impulsbreiten T bzw. (T_g - T.) besitzen und die Amplituden dieser Impulsteile repräsentativ sind für den Momentanwert der Leitungsspannung und das Verhältnis ^τ _Α/^τσ repräsentativ ist für den Momentanwert des Leitungsstroms.

20. Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Mehrphasensystem mit einer Frequenz von f_T Hz arbeitet und jede Folge aufeinander-

L·

folgender Signale, welche die momentane Leistung in verschiedenen Teilen des Systems darstellen, aufeinanderfolgende erste bis k-te Signale enthält, welche mit der konstanten Signalfolgefrequenz f_s auftreten und noch die Be-

~-s_oi,„_M„ ~4-n- v ■ -P /«ÄQbei ^größer als .f_T ist und jedes Ziehung gilt k - f_s/fiy ^ _der ersten fels k-ten Signale ein bipolarer Impuls mit der gesamten Impulsbreite T„ - l/f_Q ist und jeder bipolarer Impuls Teile mit positiver und negativer Polarität mit den Impulsbreiten T bzw. (Tg - T_A) besitzt, und das Verhältnis T_A/T_g für jeden bipolaren Impuls repräsentativ ist für den Momentanwert der Leitungsspannung und der Mittelwert der Amplitude für die Impulsteile positiver und negativer Polarität über die Zeitdauer T_g - ¹^g proportional ist dem mathematischen

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Produkt der momentanen Leitungsspannung und des momentanen Leitungsstroms.

21. Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet , daß die Strommeßeinrichtung und die Spannungsmeßeinrichtung mit dem N Leitungen enthaltenden System gemäß dem Theorem von Blondel gekoppelt sind.

22. Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daßdie Folge von quantisierten Signalen eine variable Signalf olgejfrequenz f besitzt, welche proportional ist dem Mittelwert der Leistung im Gesamtsystem, wobei noch f = l/T =■ P/W ist, wobei P die mittlere Leistung im gesamten System und W ein konstanter Betrag aktiver elektrischer Energie ist, welche durch jedes der quantisierten Signale dargestellt wird, und T die variable Zeitdauer zwischen dem Auftreten der quantisierten Signale in der Folge ist.

23. Gerät nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daßdie Variable T maximale und minimale Werte besitzt, und jeden Wert zwischen dem Maximum und dem Minimum einschließlich der Maximal- und Minimalwerte einnehmen kann, wobei das Verhältnis des Maximalwertes und des Minimalwertes ein vorbestimmter Wert unabhängig von W„ ist.

24. Gerät nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet , daß das Signal, welches den Mittelwert

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der Leistung (P) im Gessratsvstem darstellt_; ein kontinuierliches unipolares Signal variabler Amplitude ist.

25. Gerät nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, d?ß das kontinuierliche unipolare Signal mit variabler Amplitude eine momentane Amplitude besitzt, welche porportional ist dem Mittelwert der Leistung P in dem Gesamtsystem.

26. Gerät nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß es weiterhin eine Einrichtung (48) besitzt, durch die nur diejenigen quantisierten Signale gezählt werden, welche bei oder zwischen dem Maximalwert und dem Minimalwert von T auftreten, wobei diese Maximal· werte und Minimalwerte vorgewählt werden.

27. Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet , daß das System ein System mit drei Phasen, drei Leitern und einer Frequenz von f_ Hz ist.

28. Gerät n?ch Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß es noch entfernt angeordnete Einrichtungen zur Übertragung der quantisierten Signale auf eine Fernstation und Einrichtunf^zur Aufzeichnung dieser übertragenen quantisierten Signale enthält.

29. Gerät zur Messung der aktiven elektrischen Energie in einem elektrischen System mit drei Phasen und einer Frequenz von f_T Hz mit mindestens einer ersten, zweiten und dritten

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Leitung zur Kopplung einer Drei-Phasenspannungsquelle mit einem elektrischen Drei-Phasenverbraucher, dadurch gekennzeichnet, daß es umfaßt:

einen ersten Stromtransformator (CT₁), welcher mit der ersten Leitung (1) zur Erzeugung eines ersten Analogsignals i bei Vorhandensein eines Stroms in dieser ersten Leitung (1) entsprechend der Stromstärke gekoppelt ist,

eine mit dem ersten Stromtransformator (CT₁) gekoppelte Einrichtung zur Erzeugung eines umgekehrten ersten Analogsignals, einen zwischen der ersten und der zweiten Leitung (1, 2) gekoppelten ersten Potentialtransformator (PT₁₂) zur Erzeugung eines zweiten analogen Signals bei Vorhandensein und entsprechend der Spannung zwischen der ersten und zweiten Leitung,

einen zweiten Stromtransformator (CT₃), welcher mit der dritten Leitung (3) zur Erzeugung eines dritten Analogsignals bei Vorhandensein und entsprechend dem Strom in der dritten Leitung gekoppelt ist,

eine mit dem zweiten Stromtransformator (CT„) gekoppelte Einrichtung zur Erzeugung eines umgekehrten dritten Analogsignals,

einen zweiten Potentia!transformator (PT₃₃), welcher zwischen die dritte und zweite Leitung zur Erzeugung eines vierten analogen Signals bei Vorhandensein und entsprechend der Spannung zwischen der dritten und zweiten Leitung gekoppelt ist,

einen ersten Vierquadranten-Zeitteilermultiplikator welcher Eingangsanschlüsse zur Aufnahme des ersten Signals, des umgekehrten ersten Signals und der zweiten analogen Signale und einen Ausgangsanschluß zur Abgabe eines fünften

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Signals besitzt, das eine Folge von bipolaren Signalen mit im wesentlichen konstanter Signalfolgefrequenz f_g größer als f_T enthält, wobei jedes bipolare Signal in der Folge das mit Vorzeichen versehene Produkt des Moment»nwertes des Stroms (i-.) in der ersten Leitung während eines Meßintervalls l'/fg in der Periode l/i-, und der momentanen Spannung (V^₂) zwischen der ersten und der zweiten Leitung während des gleichen Meßintervalls darstellt_;

einen zweiten Vierquadranten-Zeitteilungsmultiplikator (M₃₂ der Eingangsanschlüsse zur Aufnahme des dritten Signals, des umgekehrten dritten und des vierten analogen Signals und einen Ausgangsanschluß zur Abgabe eines sechsten Signals besitzt, das eine Folge von bipolaren Signalen mit einer im wesentlichen konstanten Signalfolgefrequenz f_g größer als f, umfaßt, wobei jedes bipolare Signal in dieser Folge das mit Vorzeichen versehene Produkt des Momentanwertes der Stromstärke in der dritten Leitung während eines Meßintervalls l/f_c in der Periode l/f_T und der momentanen Spannung zwischen der dritten und zweiten Leitung während des Meßintervalls darstellt _}

ein Tiefpaßfilter (42) mit einem an die Ausgangsanschlüsse des ersten und zweiten Multiplikators (M₁₂, M₃₃) gekoppelten Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß, wobei der Eingahgsanschluß des Tiefpaßfilters (42) einen Summierungspunkt (40) bildet, an dem die fünften und sechsten Signale summierbar sind zur Erzeugung eines siebten Signals, bestehend aus einer Folge von bipolaren Signalen mit e-iner im wesentlichen konstanten Signalfolgefrequenz f_g, bei der jedes bipolare Signal die Summierung des Produktes des momentanen Stroms in der ersten Leitung und der momentanen Spannung zwischen der ersten und zweiten Leitung und des Produktes des momentanen Stroms in der dritten Leitung und der momentanen Spannung zwischen der dritten und zwei-

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ten Leitung während einem Meßintervall 1/fg in der Periode 1/f dar_stellt, und der Ausgangsanschluß' des Tiefpaßfil-

L·

ters (42) ein unipolares achtes Signal liefert mit einer Amplitude, die repräsentativ ist für den Mittelwert der Amplitude aller bipolarer Signale der Folgen des siebten Signals, und noch die Amplitude dieses achten Signals den Mittelwert der Leistung (P) im Gesamtsystem darstellt,

einen Konverter (44) für die Umwandlung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz mit einem Eingangsanschluß und einem Ausgangsanschluß, wobei der Eingangsanschluß mit dem Ausgangsanschluß des Tiefpaßfilters (42) gekoppelt ist und am Ausgangsanschluß ein neuntes Signal vorhanden ist, das aus einer FoIge/quantisierten unipolaren Signalen mit variabler Signalfolgefrequenz f besteht und jedes dieser quantisierten Signale einen konstanten Betrag (W ) elektrischer Energie darstellt und ihre Folgefrequenz f den Mittelwert der Leistung darstellt.

30. Gerät nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet , daß weiterhin mit der Zähleinrichtung (48) eine Einrichtung zur Anzeige einer Information gekoppelt ist, welche repräsentativ ist für die Anzahl der gezählten quantisierten Signale.

31. Gerät nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß der Konverter (44) für die Umwandlung von Analogwerten in Impulsfolgefrequenz aus einem Operatorverstärker (08) mit Eingangs- und Ausgangsanschluß besteht, wobei zwischen den Eingangsanschluß und den Ausgangsanschluß ein Kondensator (C5) gekoppelt ist und der Eingangsanschluß des Operatorverstärkers (08) an den Ausgangsanschluß des

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Tiefpaßfilters (42) gekoppelt ist, und weiterhin ein Flip-Flop (56) vorhanden ist mit einem Eingangs- und einem Ausgangsanschluß und der Eingpngsanschluß des Flip-Flops (56) an den .Ausgangsanschluß des Operatorverstärkers (08) gekoppelt ist, und eine Impulshöhenbezugseinheit (62) mit einem an den Ausgangsanschluß des Flip-Flops (56) gekoppelten Eingangsanschluß vorgesehen ist, wobei der Ausgangsanschluß dieser Einheit (62) mit dem Eingangsanschluß des OperatorVerstärkers (08) gekoppelt ist.

32. Gerät nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß es weiterhin einen in Reihe geschaltete Bezugsoszillator und Frequenzteilerschaltungir(P8, 60) enthält, welche mit dem Flip-Flop (56) zur Ansteuerung desselben gekoppelt ist.

33. Gerät nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet , daß eine Teilereinheit zur Unterteilung der Signalfolgefrequenz an den Ausgang des Flip-Flops (56) gekoppelt ist.

34. Gerät nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß das System ein Vielphasensystem mit N Leitern und einer Frequenz von f. Hz ist und umfaßt:

mindestens (N-I) Stromtransformatoren, die jeweils mit einer anderen der (N-I) Leitungen zur Erzeugung eines analogen Signals entsprechend dem Strom in der Leitung gekoppelt sind,

mindestens (N-I) Potentialtransformatoren, die jeweils zwischen ein anderes Paar von Leitungen unter den N Leitungen

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zur Erzeugung eines analogen Signals gekoppelt sind, welches die Spannung zwischen diesem Paar von Leitungen darstellt,

mindestens (N-I) Vierquadrantenmultiplikatoren mit Zeitteilung, die jeweils zur Verarbeitung eines der analogen Signale für die Stromstärke und eines der analogen Signale für die Spannung so eingerichtet sind, daß sie eine Folge von bipolaren Signalen erzeugen, welche jeweils Momentanwerte der Leistung in einem anderen Teil des elektrischen Systems darstellen, wobei jedes dieser bipolaren Signale die Periode l/fg besitzt und noch l/f_L größer ist als l/f_g,

Summierungseinrichtungen, welche an alle der mindestens (N-I) Multiplikatoren zur Summierung aller mindestens (N-I) Folgen von bipolaren Signalen und zur Erzeugung einer N-ten Folge von bipolaren Signalen gekoppelt sind, welche die Periode l/f_g besitzen und den Momentanwert der Leistung im Gesamtsystem darstellen, ein.Tiefpaßfilter zur Verarbeitung der N-ten Folge von bipolaren Signalen und zur Erzeugung eines unipolaren .Signals mit einer Amplitude repräsentativ für die durchschnittliche Leistung im Gesamtsystem, eine Einrichtung zur Umwandlung des unipolaren Signals in einer Folge von quantisierten Signalen, die jeweils einen konstanten Energiebetrag im Svstem darstellen, wobei diese Folge von quantisierten Signalen eine Folgefrequenz f proportional zur Amplitude des unipolaren Signals besitzt, und Einrichtungen zur Unterteilung der Folge von quantisierten Signalen und zur Erzeugung einer weiteren Folge von quantisierten Signalen mit einer Signalfolgefrequenz kleiner als f_f wobei diese Teilereinrichtung eine nicht-flüchtige 'Speicherfähigkeit (oder Dauer-Speicherfähigkeit) besitzt.

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