DE2900976C2 - Schaltungsanordnung zum Steuern des Drehmoments eines Dreiphasen-Induktionsmotors - Google Patents

Description

weisenden Konstanten

) enthält,

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einen ersten Addierer (107) zum Addieren des Ausgangssignals des Akkumulator-Registers (106) zu dem Drehwinkel Θ, um einen Magnetflußwinkel Φ S5 des Motors zu bilden,

einen Funktionsgenerator (110), der in Abhängigkeit von dem durch den ersten Addierer (107) gelieferten Magnetflußwinkel Φ ein erstes und ein zweites Paar trigonometrischer Funktionen:

in Φ, cos Φ und sin f Φ - — π ], cos ( Φ - — π J

bildet,

eine Koeffizientenschaltung (103) zum Bilden eines Produkts aus dem Drehmomentbefehl T₁, und einer

zweiten Konstanten \j^)\

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30 einen zweiten Addierer (108) zum Addieren einer ersten Phasenrichtungskomponente ((<f>o/A/)sin Φ) eines ersten Vektors mit einer definierten Größe (Φο/Αί) und einer Richtung entsprechend dem Magnetflußwinkel φ zu einer ersten Phasenrichtusgskomponente (TJJL₁IΦύ cos Φ) eines zweiten Vektors, der senkrecht zu dem ersten Vektor steht und eine Größe aufweist, die gleich dem Produkt des Drehmomentbefehls T₁ und dem zweiten durcn die Koeffizientenschaltung (103) addierten Koeffizienten (L/ΜΦο) ist, um einen Strombefehl /,„ für die erste Phase zu erhalten;

einen dritten Addierer (109) zum Addieren einer zweiten Phasenrichtungskomponente

sin

φ - j*)]

des ersten Vektors und einer zweiten Phasenrichtungskomponente

cos

des zweiten Vektors, um einen Strombefehl für die zweite Phase Z_{1 b} zu bilden; und einen Schalter (113) zum abwechselnden Zuführen der Ausgangssignale des zweiten und des dritten Addierers (iö8 und 109) zu dem Digital/Analog-Umsetzer (12).

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Steuern des Drehmoments eines Dreiphasen-Induktionsmotors nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs.

In Schaltungsanordnungen zur Positionssteuerung und zur Geschwindigkeitssteuerung, bei denen ein rasches Ansprechen erforderlich ist, werden im allgemeinen Nebenschlußgleichstrommotoren verwendet. Da das Ausgangsdrehmoment des Nebenschlußmotors theoretisch proportional dem Ankerstrom ist, kann die Steuerschaltung theoretisch als lineare selbsttätige Steuerung (P-Regler) mit schneller Ansprechcharakteristik ausgebildet werden.

Wenn es möglich wäre, einen Induktionsmotor durch eine solche Steuerungsschaltung mit konstanter Drehzahl zu betreiben, würde man die folgenden Vorteile gegenüber einem Gleichstrommotor erhalten:

Es entfällt ein Kommutator, so daß der Motor leicht zu warten und frei von Funkenbildung und Störgeräuschen ist. Es entfallen Kommutierungsschwierigkeiten, so daß der Motor mit hohen Strömen und hoher Drehzahl betreibbar ist. Außerdem bieten Induktionsmotoren eine hohe Staub- und Explosionssicherheit. Ferner sind sie einfach und mit kleinen Abmessungen herstellbar.

Zu den bekannten Schaltungsanordnungen zur Steuerung von Induktionsmotoren gehören die mit der sogenannten {//^-Steuerung, bei der die Betriebsspannung U des Motors und seine Primärfrequenz / so gesteuert werden, daß sie proportional zur Drehzahl des Motors sind. Hierbei ist es nicht möglich, die Spannung U und die Frequenz / direkt zu messen, die ein Drehmoment erzeugen können, dessen Wert durch die Steuerschaltung vorgegeben wird, so daß es nicht möglich ist, ein Drehmoment entsprechend der theoretischen linearen

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selbsttätigen Steuerung zu erzeugen.

Bei der Schaltungsanordnung der gattungsgemäßen Art, die aus der DE-OS 28 55 734 mit älterem Zeitrang bekannt ist, wird die Größe des Drehfeldes als variabel angenommen. Da die zeitliche Ableitung dieser Größe s in die Berechnung der Strombefehle für die Statorwicklungen eingeht, ergibt sich eine aufwendige Schaltungsanordnung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der gattungsgemäßen Art anzugeben, bei der die Berechnung der Strombefehle für die Statorwicklungen mit einfacherem Schaltungsaufbau erreichbar ist.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch gekennzeichnet

Bei dieser Lösung wird die Größe des Drehfeldes als konstant angenommen. Demzufolge ist die zeitliche

Ableitung dieser Größe null M^" = OJ. Die zeitliche Ableitung dieser Größe geht daher nicht in die Berechnung der Strombefehle für die Statorwicklungen ein, so daß sich der Schaltungsaufbau für diese Berechnung entsprechend vereinfacht.

Ein Ausführungsbeispiel wird nachstehend anhand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 einen schematischen Schnitt durch einen Zweiphasen-Induktionsmotor zur Erläuterung des der Erfindung zugrundeliegenden Prinzips,

Fig. 2 ein Vektordiagramm der in dem Motor der Fig. 1 vorhandenen Magnetfelder,

Fig. 3a und 3 b zusammen ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und

F i g. 4 das Verbindungsschema der Statorwicklungen eines Dreiphasen-Induktionsmotors und die Beziehung zwischen deren Spannungen und Strömen.

Zunächst wird das Prinzip der erfindungsgemäßen Drehmomentsteuerung eines Induktionsmotors beschrieben.

Um die Beschreibung zu vereinfachen, wird das Prinzip anhand eines Zweiphasen-Induktionsmotors mit Käfigläufer erläutert, wie er in Fig. 1 dargestellt ist. Er hat eine erste Statorwicklung mit den Abschnitten 1 und 1' und eine zweite Statorwicklung mit Abschnitten 2 und 2', die senkrecht auf der ersten steht. Die Riehtung, die mit der Ebene der beiden Abschnitte 2 und 2' zusammenfällt, wird als rf-Achse bezeichnet, während die Richtung, d-^;e mit der Ebene der Abschnitte 1 und Γ zusammenfallt, als <?-Achse bezeichnet wird. Der Strom, der durch Statorwicklung 1-Γ fließt, sei i_is und der Strom, der durch die Statorwicklung 2-2' fließt, sei /,,,. Die Richtung der Ströme ist in der Zeichnung durch Punkte und Kreuze bezeichnet.

Durch die magnetische Induktion der Statorströme i_ds und i_qs fließt ein Strom in den Rotorwicklungen. Wenn ss man annimmt, daß die Rotorwicklungen eine Wicklung 3-3' in der q-Achse und eine andere Wicklung 4-4' in der rf-Achse aufweisen, dann hat der Rotorstrom eine Komponente i_dr, die durch die Rotor.vicklung 3-3' fließt, und eine Komponente i_q„ die durch die Rotorwicklung 4-4' fließt. Beide Komponenten stehen mithin senkrecht aufeinander.

Die durch die Wicklungen 1-Γ und 3-3' fließenden Ströme i_ds und i_dr erzeugen einen Magnetfluß Φ_άΓ im Rotor in Richtung der rf-Achse, wie aus Fig. 2 zu ersehen ist. Der Magnetfluß <Z>„_f in der ήΐ-Achse wird durch die Ströme /,,, und /,,,. in den Wicklungen 2-2' und 4-4' erzeugt. Die Magnetflüsse lassen sich durch die folgenden Gleichungen wiedergeben:
Φ*. =M ■ i_ds+L_r- i_dr\ <P_qr = M ■ i_QS + L, ■ ij

wobei

M die Gegeninduktivität zwischen der Statorwicklung

und der Rotorwicklung und
L_r die Selbstinduktion der Rotorwicklung ist

Wenn sich der Rotor mit einer Winkelgeschwindigkeit θ entgegen dem Uhrzeigersinn in Fig. 1 dreht und die Rotorwicklungen 3-3' und 4-4' kurzgeschlossen sind, gilt die folgende Gleichung:

wobei R, der ohmsche Widerstand der Rotorwicklung ist. _,_

Wenn der umlaufende Magnetfluß Φ einen konstanten Wert Φ_ο und die Winkelgeschwindigkeit Φ hat, lassen sich Φ_άτ und Φ_ν durch die folgende Gleichung wiedergeben:

αΦ*.	D ■
" di	Kr'ld
άΦα, dt	■iqr

Φ_ο

Aus den Gleichungen (1), (2) und (3) lassen sich die Ströme i_ds und i_qs durch die folgenden Gleichungen ableiten:

wobei

φ =

Φο

άΦ

d/

(Φ-Θ)Φ₀· cos Φ

Da die Gleichungen (3) aus den Gleichungen (4), (1) und (2) abgeleitet werden können, wenn die Ströme i_ds und i_qs nach Gleichung (4) durch die Statorwicklungen fließen, werden Flußkomponenten Φ_άΓ und Φ_ν in der rf-Achse und der g-Achse erzeugt, die einen konstanten Wert Φ_ο haben und der Gleichung (3) gehorchen.

Andererseits kann das Drehmoment T_e, das von dem Induktionsmotor erzeugt werden soll, di-rch die folgende Gleichung ausgedrückt werden:

T_e - (Φ,, ■ /*. - Φ_ύΓ ■ V> (5)

Aus den Gleichungen (2), (3) und (5) erhält man:

■ (Φ - Θ)

Durch Einsetzen der Gleichung (6) in die Glei-

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chung (4) erhält man:

(7)

Wenn man beide Seiten der Gleichung (6) integriert, ίο erhält man:

Φ =

Jr,

άί+θ

(8)

^— ■ T_t ■ cos Φ

ΜΦ₀

ΜΦ_η

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Wenn ein gewünschter Drehmomentbefehl T, für den Induktionsmotor aufgrund der oben angegebenen Berechnungen gegeben wird, kann dieser Drehmomentbefehl T, in die Gleichungen (7) und (8) eingesetzt werden, um Statorströme i_ds und i_qs zu erhalten. Wenn diese Ströme durch die Statorwicklungen geleitet werden, erzeugt der Induktionsmotor ein Ausgangsdrehmoment, das dem Befehlswert T_e entspricht.

Wenn der gewünschte Drehmomentbefehl T_e, der durch die Gleichungen (7) und (8) gegeben ist, in seinem Augenblickswert verändert wird, dann erzeugt der Motor ein Ausgangsdrehmoment, das in seinen Augenblickswerten genau damit übereinstimmt. Diese Beziehung gilt für eine beliebige Drehzahl oder Winkelgeschwindigkeit θ des Motors, so daß eine schnell ansprechende Drehmomentsteuerung eines Induktionsmotors erhalten wird, die ähnlich ist wie die eines Gleichstrommotors.

Wenn der Drehmomentbefehl T₁ nach den Gleichungen (7) und (8) negativ ist, dann würde der Motor ein negatives Drehmoment erzeugen.

Wenn die beschriebenen Prinzipien auf einen Dreiphasen-Induktionsmotor angewendet werden, dann müssen die Ströme i, „, i, _b und /, _o die durch den Stator des Motors fließen; den folgenden Beziehungen gehörchen:

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(9)

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Nachdem das erfindungsgemäße Prinzip der Drehmomentsteuerung eines Induktionsmotors beschrieben worden ist, wird nachstehend eine bevorzugte Ausführungsform der Drehmomentsteuerungsschaltungsanordnung anhand der Fig. 3 und 4 näher erläutert

Die Drehmoment-Steuerschaltungsanordnung nach F i g. 3 a und 3 b enthält einen Impulsgenerator 6, der an die Welle eines zweipoligen Dreiphasen-Induktionsmotors 5 angeschlossen ist und elektrische Impulse 6 α erzeugt, deren Folgefrequenz proportional zur Drehzahl des Motors ist. Es sei nun angenommen, daß der Impulsgenerator 6 pro Umdrehung des Motors 1024 Impulse 6 a und ein die Drehrichtung darstellendes Signal 6b des Motors erzeugt. Die Signale 6 a und 6 ft werden einem Vorwärts-Rückwärts-Zähler 7, der als binärer 10-Bit-Zähler ausgebildet ist, zugeführt, der die Impulse 6 a vorwärts zählt, wenn der Motor vorwärts läuft, der sie jedoch rückwärts zählt, wenn die Drehrichtung umgekehrt wird. Wenn man den Drehwinkel des Motors 5, der kleiner als eine vollständige Umdrehung ist, mit Θ bezeichnet, kann der Zählwert des Zählers 7 einen Wert von 0 bis 2047 annehmen, ausgedrückt durch 1024 θ/2 π, wenn ©eine Größe ist, die der Größe Θ in Gleichung (8) entspricht.

Ein Taktimpulsgenerator 8 erzeugt Taktimpulse SP mit einer Taktperiode T = 1/1000 s, und diese Impulse werden einem Digitalrechner 10 zugeführt, so daß er ein Programm ausführt, das notwendig ist, um die Statorströme /, „, 1, _b und /, _c nach Gleichung (9) alle T Sekunden zu berechnen. Die Taktimpulse SP werden auch einem Anschluß 9 α eines binären 10-Bit-Speicherregisters 9 zugeführt, um den Zählerwert des Zählers 7 bei jedem Impuls SP in das Speicherregister 9 zu übertragen. Auf diese Weise wird der Inhalt des Speicherregisters 9 alle T Sekunden neu auf die Größe 1024 Θ/2 ;r, je nach Größe des Drehwinkels Θ des Motors, eingestellt.

Die durch eine gestrichelte Linie zusammengefaßten Schaltelemente bilden einen Digitalrechner 10. Diese Elemente sind Koeffizientenschaltungen 101,102,183, 104 und 105, ein Akkumulator-Register 106, Addierer 107,108 und 109, ein trigonometrischer Funktionsgenerator 110, Multiplizierer 111 und 112 und ein Schalter 113. Diese Bauelemente sind nicht einzeln vorgesehen, sondern bestehen aus der üblichen Hardware, die auf einer Zeitmultiplex-Basis unter Steuerung durch die Programmsteuereinheit 100 in dem Rechner betrieben wird. Wenn die Erfindung als Hardware ausgeführt ist, dann sind die verschiedenen Bauelemente als digitale Schaltungen ausgebildet und nach F i g. 3 verbunden. Es ist jedoch auch möglich, einen Teil der Bauteile als Analogschaltungen auszubilden.

Die Taktimpulse SP werden einem Auslöseanschluß 50 einer Programmsteuereinheit 100 zugeführt, um der Reihe nach die Programmschritte 1 bis 6 auszuführen.

Diese Schritte werden in weniger als T = 1 /1000 s ausgeführt, so daß die Programmsteuereinheit 100 den Betrieb des Rechners unterbricht oder ein anderes Programm ausführt, das nicht mit dieser Erfindung zusammenhängt, bis der nächste Impuls SP erzeugt wird.

Wenn ein Impuls SP erzeugt wird und die Programmsteuereinheit 100 den Programmschritt 1 einleitet, wird ein digitaler Drehmomentbefehl T_e durch einen Drehmomentbefehisgeber Il erzeugt und der KoefRziente-nschaltung 101 über einen Eingang 51 zugeführt und mit einem vorbestimmten Koeffizienten R_r · ΤΙΦ\multipliziert, so daß ein Signal T_e ■ /ί,77Φο entsteht Dieses Signal bzw. diese Daten werden zum Inhalt X* (i - T) des Akkumulator-Registers 106 von der vorhergehenden Taktperiode addiert, um einen Inhalt X* (?) im vorliegenden Takt zu erzeugen.

X*(t)

^r-T_e+x*(t-

Der Inhalt des Akkumulator-Registers 106 läßt sich ausdrücken durch:

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auf der rechten Seite der Gleichung (8) entspricht.

Wenn die Programmsteuereinheit 100 den Programmschritt 2 einleitet, wird der Inhalt des Speicherregisters 9 der Koeffizientenschaltung 102 über eine Eingangsklemme 52 zugeführt und mit dem Koeffizienten 2 ^/1024 multipliziert, um Daten zu erzeugen, die dem Wert Θ in Gleichung (8) entsprechen.

Dieses Θ und der im Schritt 1 gebildete Wert X*(t) werden in einem Addierer 107 addiert, um den Flußwinkel Φ nach Gleichung (8) zu ermitteln.

Dann wird der Programmschritt 3 ausgeführt, und der Funktionsgenerator 110 berechnet sin Φ, cos Φ, sin (φ - j · ff] und cos (φ- y π) mit dem im Schritt 2 berechneten Flußwinkel.

Im Programmschritt 4 wird die Größe ^-^ · ^gebildet, indem das Signal T_e des DrehmomentbefehJsgebers 11 in der Koeffizientenschaltung 103 mit einem Koeffizienten -jjfo multipliziert wird.

Dann wird der Programmschritt 5 zur Berechnung der Gleichung (9) ausgeführt:

= A sin Φ
M

MΦ_α

T_e · cos Φ,

mit Hilfe einer Koeffizientenschaltung 104, eines Multiplizierers 111 und eines Addierers 108.

Das Signal /, „ wird über den Schalter 113, der auf dem oberen Kontakt α steht, wenn der Programmschritt 5 ausgeführt wird, und über einen Eingang 53 einem Digital-Analog-Umsetzer 12 zugeführt, um eine analoge Größe zu bilden, die einem Haltekreis 13 zugeführt wird, um dessen Ausgangsgröße /, „* auf einen Wert einzustellen, der dem Wert /", _a entspricht, der am Ende des Schrittes 5 berechnet ist. Danach wird die Ausgangsgröße ι, „* des Haltekreises 13 auf diesem Wert I₁ „ gehalten, bis ein neuer Wert im Schritt 5 der nächsten Taktperiode berechnet ist.

Dann wird der Programmschritt 6 ausgeführt, um die folgende Gleichung (9) zu berechnen:

dauer von T = 1/1000 s die Ausgangsgröße der Haltekreise geändert, so daß sich analoge Spannungen ergeben, die den Statorströmen ;, „ und Z₁,, des Induktionsmotors entsprechen, die notwendig sind, um das gewünschte Drehmoment zu erzeugen.

Bei einer Anwendung, bei der die Ansprechzeit der Drehmcir.ent-teuerung so groß ist, daß sie länger ist als die Taktperiode T = 1/lOOü s, treten keine Schwierigkeiten auf, daß das Ansprechen der Drehmomentsteue-

rung zu lange verzögert wird, wenn die Ströme Z₁ „ und /, _b je einmal in jedem Takt berechnet werden.

Die Ausgangsspannung i, „* des Haltekreises 13 wird als Bezugsbefehlsspannung für den Strom /„ benutzt, der durch die Statorwicklung 5_a der Phase α fließt. Dieser Phasenstrom /„ wird in eine Spannung /„* umgewandelt, die dem Strom /„ entspricht, und zwar mit Hilfe eines Stromdetektors 18. Die Differenz zwischen dem Befehlswert I₁ „* und der rückgekoppelten Größe von /„* wird durch einen Leistungsverstärker 15 verstärkt,

und seine Ausgangsspannung V_a wird der Statorwicklung 5„ der Phase a des Motors zugeführt.

Der Leistungsverstärker 15 steuert seine Ausgangsspannung V₀ so, daß die Differenz zwischen ι, ₀* und /„* stets gleich null, also I₀ = i\ «,* ist.

In ähnlicher Weise wird die Ausgangsspannung V_b eines Leistungsverstärkers 16 der Statorwicklung 5_b der Phase b des Motors zugeführt, um eine Rückkopplungssteuerung durchzuführen, so daß die Differenz zwischen dem Bezugsbefehlsstrom i, „* der Phase b und der

Ausgangsspannung I_b* des Stromdetektors 19 des Phasenstroms V₄ stets gleich null ist.

Wie schon erwähnt, haben die Statorströme /„ und /,, der Phasen α und b solche Werte, daß sie dem Drehmomentbefehl T_e der Gleichungen (8) und (9) entsprechen.

Die Ausgangsspannung V_c eines Leistungsverstärker 17 wird der Statorwicklung S_c der Phase c zugeführt, so daß ein Phasenstrom I_c fließt. Die Summe der Ströme, die durch die drei Statorwicklungen 5₀,5_b und

5,- fließen, ist null, so daß die folgende Gleichung gilt:

I_a+I_b+I_c = 0.

Solange daher die Statorströme /„ und I_b so gesteuert werden, daß sie gleich den Befehlswerten /, „* und Z_{1 b}* sind, unabhängig von dem Wert von V_c, dann erfüllt der Strom I_c automatisch die Beziehung:

50 I_c = - (I_n + /»).
Da die Gleichung (9)

ΜΦ₀

T_c ■ cos I Φ - — π ist, ist der Wert I_c gleich dem Wert /, _c in Gleichung (9). Es ist vorteilhaft, die Ausgangsspannung V_c des Leistungsverstärkers 17 so zu steuern, daß die Gleichung

und zwar mit Hilfe der Koeffizientenschaltung 105, des Multiplizierers 112 und des Addierers 109. Die i_Xb-Signale werden dem Digital-Analog-Umsetzer 12 über den Schalter 113 zugeführt, der auf den unteren Kontakt b eingestellt ist, während der Programmschritt 6 ausgeführt wird, um die analoge Größe zu erzeugen. Die Ausgangsspannung i_Xh* des Haltekreises 14 wird auf einen Wert geändert, der dem gerade berechneten Wert /,, cntsprichVsodaßderProgramrnschrittobeendetist. Wie erwähnt, wird in jedem Takt, mit der Penoden-

F. + V_t + V_c = 0

stets erfüllt ist

Die Steueranordnung hat folgende Vorteile. Wenn die Statorwicklungen 5_e, 5_b und S_e in Stern geschaltet sind, wie Fig. 4 zeigt, dann kann die Impedanz jeder Wicklung mit Z bezeichnet werden, wobei angenommen wird daß der Rotorstrom null ist Die betreffenden Statorströme können durch die folgende Gleichung angegeben werden, in der VN die Spannung am (neutralen)

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9

Sternpunkt bezeichnet:

V₀-VN = ZIA

K₆ - VN = Zi. I (10)

V_c - VN = ZI_c J ,

Wenn die Bedingung

_{a b c}

f; und

/„ + 4 + /_c = 0

in der Gleichung (10) eingesetzt wird, so ist die Spannung VN = 0. so daß

Der Strom /₀ wird daher zu einer Funktion der Spannung K₀ allein und hängt nicht von V_b und V_c ab. Infolgedessen kann der Strom I_a, der durch den Leistungsverstärker 15 verstärkt wird, stabil durch eine Stromrückkopplungsschleife gesteuert werden, ohne daß eine Störung durch die Spannungen V_b und V_c eintritt.

Wenn die Bedingung V_tt + V_b + V_c = 0 nicht eingehalten wird, wird die Steuerung des Stromes I₀ unstabil, in^folge der Störungen durch die Spannungen V_b und V_c.

Um eine Steuerung von V_e = -(V„ + V_b) durchzuführen, werden die Spannungen V„ und V_b den beiden Additionseingängen eines Operationsverstärkers 20 in Fig. 3 zugeführt, so daß die Ausgangsspannung V* durch die Gleichung wiedergegeben wird:

V* = - (F₀ + V_b).

Diese Ausgangsspannung V* wird mit der Ausgangsspannung V_c des Leistungsverstärkers 17 verglichen und die Differenz durch den Leistungsverstärker 17 verstärkt, der rückgekoppelt ist, so daß V_c gleich V_c* wird.

Aus dieser Beschreibung geht hervor, daß der Motor sofort ein Drehmoment erzeugen kann, das mit dem Drehmomentbefehl in jedem Fall übereinstimmt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen ^4S

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Claims (1)

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   Patentanspruch:

   Schaltungsanordnung zum Steuern des Drehmoments eines Dreiphasen-Induktionsmotors mit einem Impulsgenerator zum Feststellen des Drehwinkels θ der Welle des Induktionsmotors,
   einem Taktimpulsgenerator, der Taktimpulse mit einer definierten Periode erzeugt, während der drei Statorströme gebildet werden, die in der nächsten Taktperiode jeder der Statorwicklungen des Motors zugeführt werden,

   einem Drehmomentbefehlsgeber, der einen Drehmomentbefehl T_t erzeugt,

   einem Digitalrechner, der in Abhängigkeit von dem Drehmomentbefehl und dem Drehwinkel zwei Strombefehle i_le und i_lb berechnet, die jeweils dem ersten und dem zweiten Phasenstatorstrom entsprechen, der durch die erste bzw. zweite Phasenstaiorwicklung des Motors Hießt,
   einem Digital/Analog-Umsetzer, der die Strombefehle /,, und /u in analoge Strombefehle i_la* bzw. I₁₄* umsetzt,

   einem ersten Leistungsverstärker zum Verstärken einer Differenz zwischen dem analogen Strombefehl Zi₀* und einer durch eine Rückkopplungsschleife zugeführten Spannung /„*, die einem durch die erste Statorphasenwicklung des Motors fließenden Strom entspricht, um eine Ausgangsspannung V₀ für die erste Statorphasenwicklung zu erhalten,
   einem zweiten Leistungsverstärker zum Verstärken einer Differenz zwischen dem analogen Strombefehl /,(,* und einer durch eine Rückkopplungsschleife zugeführten Spannung /,,*, die einem Stromfluß durch die zweite Statorphasenwicklung des Motors entspricht, um eine Ausgangsspannung V_b für die zweite Statorphasenwicklung zu erhalten,
   einem dritten Leistungsverstärker zum Erzeugen einer Ausgangsspannung V_c, die gleich der negativen Summe -(V₀ + V_b) der Spannung V₀, V_b ist und die der dritten Statorphasenwicklung des Motors zugeführt wird, dadurch ge kennzeichnet, daß der Digitalrechner (10) aufweist:
   eine erste Berechnungseinheit (101, 106), die entsprechend dem Drehmomentbefehl einen Schlupfwinkel X*(t) des Motors berechnet, wobei die erste Berechnungseinheit ein Akkumulator-Register (106) zum Aufsummieren aufeinanderfolgender Produkte aus dem Drehmomentbefehl (T_e) und einer ersten die Größe (Φ_ο) des Drehfeldes auf- so