DE3427871C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuervorrichtung für einen bürstenlosen Elektromotor nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.

Aus der EP 00 73 503 ist eine derartige Steuervorrich­ tung bekannt, bei der die Statorwicklungen mit sinus­ förmigen Erregerströmen gespeist werden. Zur Erzeugung eines Erregerstroms von gewünschter Phasenlage und Größe werden ein von der jeweiligen Rotorposition, ein von der Geschwindigkeit des Rotors sowie ein von der Last des Motors abhängiges Signal erzeugt. In einem Speicher sind Drehmomentwinkel-Faktoren gespeichert und eine Vorrichtung wählt einen gespeicherten Dreh­ momentwinkel-Faktor in Abhängigkeit der Rotorgeschwindig­ keit aus. Dieser ausgewählte Drehmomentwinkel-Faktor wird zum Rotorpositionssignal addiert. Das hierdurch gebildete Signal steuert eine Stromversorgungsein­ richtung. Bei dieser Steuervorrichtung hat sich als Nachteil herausgestellt, daß der Drehmomentwinkel nur als Funktion zweier Parameter, nämlich der Rotor­ position relativ zum Stator und der Soll-Geschwindig­ keit gesteuert wird. Der Drehmomentwinkel ändert sich nicht als Funktion der Last, so daß kein optimaler Wirkungsgrad erzielt wird.

Aus der Veröffentlichung "IEEE Trans. on Ind. Appl. Vol. IA-9, No. 2, March/April 1973, Seiten 216-219" ist eine Steuerung für einen Synchronmotor mit Wechselrichtern bekannt, bei der die Eigenschaften für einen stabilen Zustand analysiert werden. Dabei werden mathematische Überlegungen dahingehend angestellt, welchen Wert der Lastwinkel bei einem maximalen Drehmoment annehmen muß, wobei dargelegt wird, daß das Drehmoment eines Synchron­ motors von der Spannung des Stators, dem Feldstrom und dem Lastwinkel abhängt. Weiterhin werden theoretische Erörterungen über Steuerstrategien offenbart. Ebenfalls theoretische Überlegungen werden in der Veröffentlichung "Control Engineering May 1970, Seiten 66-71" über einen Synchronmotor angestellt, der über modulierte Wechsel­ richter versorgt wird. Dabei wird die Geschwindigkeit und die Motorstellung erfaßt und das Drehmoment ge­ steuert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Steuer­ vorrichtung für einen Bürstenlosen Elektromotor gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruchs dahingehend weiterzu­ bilden, daß der Motor auch bei unterschiedlichen Motor­ bedingungen mit optimalen Wirkungsgrad arbeitet.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kenn­ zeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Dadurch, daß der bürstenlose Elektromotor hin­ sichtlich seines Drehmomentwinkels abhängig von der Rotorposition, der Geschwindigkeit und der Last ge­ steuert wird, wird eine maximale Ausnützung des Motors erzielt.

Durch die in den Unteransprüchen angegebenen Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen möglich.

Die Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird in der nachfolgenden Beschreibung näher erläu­ tert. Es zeigt

Fig. 1A, 1B und 1C die schaltungsgemäße Ausgestaltung eines Aus­ führungsbeispiels der vor­ liegenden Erfindung,

Fig. 2 den zeitlichen Ablauf der Impulsbreiten-Modulation entsprechend Fig. 1C und

Fig. 3 eine graphische Darstellung eines Teils des programmier­ baren ROM aus Fig. 1B.

Die Fig. 1A bis 1C geben eine Gesamtübersicht über die Steuervorrichtung entsprechend der Erfindung. Der Motor weist drei Statorwicklungen 11 A, 11 B und 11 C auf, die in einer Y-Schaltung untereinander verbunden sind, und einen Sechs-Pol-Permanentmagnet-Rotor 12. Der gleiche Rotor ist ebenfalls in den Fig. 1A und 1B dargestellt und ist mechanisch mit dem Gleichstrom-Tachometer 14 und einem Resolver 15 verbunden. Der Gleichstromtachometer 14 kann von üblicher Bauart sein, um eine Gleichspannung, die proportional der Drehgeschwindigkeit des Rotors ist, zu erzeugen, mit einer Polarität, welche die Drehrichtung an­ gibt. Der Resolver 15 sendet Signale aus, die die Rotor­ position angeben.

Jede Wicklung hat ein getrenntes Versorgungsglied (Fig. 1C), das diese mit einer sinus-förmigen Antriebserregerspannung von bestimmter Amplitude, Phase und Frequenz versorgt. Die Amplitude des Erregerstromes wird durch die Servo-Schleife gesteuert, in welcher die Geschwindigkeitsangabe des Tacho­ meters 14 mit der Geschwindigkeit des Steuersignals am Aus­ gang 18 verglichen wird (Fig. 1A), um so ein Geschwindig­ keits-Fehlersignal zu erzeugen. Die Frequenz des sinus­ förmigen Erregerstromes wird durch die Rotorposition über den Resolver 15 (Fig. 1B) gesteuert, um den Erregerstrom synchron zur Motorrotation zu halten. Die elektrische Phasenposition des Sinus-Erregerstromes wird zusätzlich von einem elektrischen Signal gesteuert, das die relativen Phasen zwischen Rotor- und Statorfeld als Funktion der Geschwindigkeit und der Last variieren kann (Fig. 1A). Wie nachstehend noch genauer beschrieben, bewirkt diese Phasen­ steuerung eine Änderung des Kommutationspunktes und er­ reicht damit eine Steuerung der Drehmomentkonstante K _t (Drehmoment/Ampere) und der Gegen-EMK-Konstante K _e (Gegen- EMK/U/Min.).

Der Stromkreis zur Erzeugung des Geschwindigkeits-Fehler­ signals enthält den Arbeitsverstärker 27 (Fig. 1A), der ein Integrator mit hoher Verstärkung ist. Eine Bürste des Gleichstromtachometers 14 ist mit der Erde verbunden, wäh­ rend die andere mit dem Eingangsverstärker 27 über den Widerstand 20 am Summieranschluß 24 verbunden ist. Der Aus­ gang 18 erhält ein Geschwindigkeitssignal in der Form einer Analog-Spannung, deren Amplitude die gewünschte Motor­ geschwindigkeit angibt und deren Polarität die gewünschte Rotationsrichtung angibt. Der Ausgang 18 ist mit dem Ein­ gang des Verstärkers 27 über den Widerstand 23 und den Summieranschluß 24 verbunden.

Eine Schaltung bestehend aus dem Widerstand 25 in Serie mit der Kapazität 26 liegt parallel zum Verstärker 27. Diese Schaltung verringert das Überschießen bei schnellem Wechseln der Rückkopplungsschaltung. Unter konstanten Ar­ beitsbedingungen wird der Ausgangsstrom des Verstärkers 27 in der Höhe gehalten, die dem zur Zeit gewünschten Arbeitspunkt entspricht.

Der Tachometer 14 arbeitet als Rückkopplungselement und macht fortlaufend Angaben über Drehgeschwindigkeit und Dreh­ richtung. Der Verstärker 27 und die benachbarten Bauteile bilden eine Summierschaltung, die das vom Tachometer 14 übermittelte Signal über die tatsächliche Drehgeschwindig­ keit und -richtung mit der vom Ausgang 18 übermittelten gewünschten Geschwindigkeit und Richtung vergleicht und ein Differenz-Signal bewirkt, welches als "Geschwindigkeits- Fehlersignal" bezeichnet wird und die Amplitude des Er­ regerstromes und damit die Geschwindigkeit des Motors steu­ ert.

Die Geschwindigkeit des Motors wird nach Art der Servo­ schleifenmethode automatisch gesteuert, so daß die tatsäch­ liche Motorgeschwindigkeit weitgehend der gewünschten Motor­ geschwindigkeit angenähert ist, wie diese durch das Ge­ schwindigkeits-Kontrollsignal angegeben wird.

Sowohl das Geschwindigkeits-Fehlersignal als auch die Tacho­ meterspannung werden absolut bewertet durch die Bewertungs­ schaltungen 21 und 22 (Fig. 1A) und dann den A/D Umwandlern 28 und 29 zugeführt. Die Ausgangssignale der A/D Umwandler 28 und 29 sowie die Richtungsangabe vom Resolver-Digital- Umwandler 31 werden auf den Drehmomentwinkel PROM 38 ge­ geben (Fig. 1B). Wie in Fig. 3 dargestellt, wird durch die Zeile 3 das Drehmoment dargestellt, während die Zeile 7 die Geschwindigkeit und Zeile 1 die Richtung darstellen. So wird der Drehmomentwinkel als Funktion der Last, der Ge­ schwindigkeit und der Drehrichtung eingestellt.

Selbstverständlich hängen Anzahl und Bewertung der Adressen des Drehmomentwinkel PROM 38 von den tatsäch­ lichen Erfordernissen der kompletten Vorrichtung ab; nur eine Konfiguration ist hier im einzelnen dargestellt. So kann beispielsweise, wenn eine 10 Bit Auflösung nicht er­ forderlich ist, auf einfache Weise diese in eine 8 Bit Vor­ richtung umgewandelt werden. Ebenfalls, wenn es besser ist, die Steuerung als Funktion des Drehmomentes zu steu­ ern, können 5 Adressen-Leitungen zur Darstellung des Drehmomentes verwendet werden, und die übrigen 5 stellen die Rotationsgeschwindigkeit dar. Wie in Fig. 3 dargestellt, ergeben die in PROM 38 gespeicherten Drehmomentwinkel­ faktoren ein Quadratur-Phasenverhältnis zwischen dem Rotor­ feld und dem rotierenden magnetischen Statorfeld bei niedriger Geschwindigkeit und Last. Mit zunehmender Ge­ schwindigkeit und/oder Last wird die Abhängigkeit ent­ weder zu- oder abnehmen, je nach Rotationsrichtung, die durch den Richtungs-Bit vom R/D Umwandler 31 bestimmt wird. Die Phase kann bei maximaler Geschwindigkeit und Last re­ lativ zur 0 Geschwindigkeit bis zu 90° verschoben werden. Da jeder gewünschte Drehmomentwinkelfaktor im PROM 38 pro­ grammiert werden kann, braucht die Abhängigkeit zwischen Phase, Geschwindigkeit und Last nicht linear zu sein, son­ dern kann jede erwünschte Funktion sein. So enthält der Drehmomentwinkel PROM 38 eine Information, die, wenn sie mit der Rotorpositionsinformation vom R/D Konverter 31 verbun­ den wird, die optimale Position des magnetischen Stator­ vektors für jede gegebene Last und jede Geschwindigkeit bestimmt.

Der Resolver 15 ist von üblicher Bauart einschließlich einer Rotorwicklung und zwei Statorwicklungen in Quadra­ tur. Die Rotorwicklung wird mit dem passenden Wechselsi­ gnal sin ω, beispielsweise von 2500 Hertz, versorgt. Wenn Φ den Winkel zwischen Rotor und Stator des Resolvers be­ deutet, dann wird die Quadratur der Wicklungen ein Signal sin Φ sin ω und cos Φ cos ω aussenden.

Die Funktion des Resolvers und R/D Konverters 31 ist, in jedem Zeitpunkt ein Digitalwort zu ergeben, das der je­ weiligen Winkelposition des Rotors entspricht. Unter Be­ nutzung dieser Information wird dynamisch der magnetische Statorvektor bestimmt. Der Resolver 15 ist auf der Motor­ welle montiert und wird von der Stromquelle 30 mit einem Sinus-förmigen Strom von 2500 Hz erregt. Die Ausgangs­ leistung des Resolvers 15 wird dem Digitalkonverter 31 zugeführt und ein 12 Bit Digitalwort erhalten, von dem in der vorliegenden Darstellung 10 Bit verwendet werden. Diese 10 Bit stellen 2¹⁰ einzelne Inkremente dar, so daß die Rotorposition mit einer Genauigkeit von 360/1024 oder 0,35 mechanischen Grad angegeben werden kann.

Die 8 Bits höherer Ordnung des Konverters 31 werden mit 8 Bit des Drehmomentwinkel PROM 38 addiert unter Benutzung eines 8 Bit Digital-Addierers 32. Das 8 Bit Resultat des Addierers 32 gemeinsam mit den zwei am wenigsten bedeutungs­ vollen Bits des R/D Konverters 31 stellen die genaue ma­ gnetische Vektorposition für jede beliebige Rotorposition, -geschwindigkeit oder -drehmoment dar.

Die 10 Adreßleitungen für die drei Sinuswellen PROMs 41, 42 und 43 sind mit den Werten von drei vollständigen Zyklen eines Sinuswelle programmiert. Drei Zyklen sind erforder­ lich für einen 6-Pol Motor, da für jede vollständige Um­ drehung drei elektrische Zyklen erforderlich sind. Um eine Dreiphasenabhängigkeit herzustellen, werden die Sinus­ wellen-Werte in der B-Phase von PROM 42 und 120 elektrische Grad hinter der A-Phase von PROM 41 sein, und ähnlich wird die C-Phase 240 elektrische Grad hinter der A-Phase sein. Das Ausgangssignal jeder Sinuswelle von dem PROMs 41, 42 und 43 wird den multiplizierenden Digital-Analog-Konvertern 44, 45 und 46 zugeführt. Als Bezugsgröße für jeden der D/A- Konverter 44, 45 und 46 wird das Geschwindigkeits-Fehler­ signal vom Verstärker 27 benutzt. Jeder D/A Konverter 44, 45 und 46 multipliziert das Bezugssignal mit den Digital­ werten der Sinuswellen von jedem PROM 41, 42 und 43 und er­ zeugt eine Analog-Ausgangsspannung, die beiden proportinal ist.

Die Arbeitsweise der Vorrichtung nach der Erfindung wird nachstehend kurz zusammengefaßt.

Wenn der Resolver 15 eine vollständige Umdrehung macht, wird eine Folge von Adressen hergestellt, die den drei Sinuswellen PROMS 41, 42 und 43 zugeführt werden. Das er­ gibt eine sinusförmige Spannung am Ausgang von jedem D/A Konverter 44, 45 und 46. Diese drei sinusförmigen Spannun­ gen sind jeweils um 120° verschoben und ihre Frequenz entspricht der dreifachen Motorfrequenz. Die Amplituden der Sinusschwingungen sind alle gleich und variieren pro­ portional zum Geschwindigkeits-Ausgangssignal. Das Sinus­ wellen-Ausgangssignal eines jeden D/A Konverters 44, 45 und 46 wird als Steuerstrom für den Stromkreis benutzt. (Fig. 1C).

Das sinusförmige Ausgangssignal vom DAC 44 wird auf einen Impulsbreite-Modulator 51 gegeben, der einen impulsbreiten­ modulierten Strom der Wicklung 11 A des Motors zuführt. Die Amplitude des Erregerstromes wird durch den Stromkreis 52 gesteuert.

Das Ausgangssignal vom DAC 44 ist mit dem Eingang des Ar­ beitsverstärkers 53 über den Widerstand 54 und die Summier­ verbindung 55 verbunden. Eine Schaltung bestehend aus dem in Reihe geschalteten Widerstand 56 mit der Kapazität 57 parallel mit dem Widerstand 58 ist parallel zum Arbeits­ verstärker 53 verbunden. Der Verstärker-Ausgang ist mit dem negativen Eingang des Komparators 63 und mit dem positiven Eingang des Komparators 60 verbunden. Der Ausgang des Kom­ parators 60 ist mit der Basis des Transistors 62 über den Basisverstärker 61 verbunden. Der Ausgang von Komparator 63 ist mit der Basis des Transistors 65 über die Basis des Antriebsverstärkers 64 verbunden.

Die Transistoren 62 und 65 sind beide NPN Transistoren, aus­ gewählt für die Stromsteuerung des zu steuernden Motors. Der Kollektor von Transistor 62 ist mit einer +360 V Ver­ sorgungsquelle verbunden, während der Emitter hiervon durch den Induktor 68 mit der Wicklung 11 A verbunden ist. Der Kollektor von Transistor 65 ist ebenfalls mit der Wick­ lung 11 A durch den Induktor 68 verbunden, während der Emitter von Transistor 65 auf Erde liegt. Ist der Tran­ sistor 62 leitend, ist die Wicklung 11 A mit der positiven Stromquelle verbunden, wenn der Transistor leitend ist, liegt die Wicklung auf Erde. Der Induktor 68 in Serie mit der Motorwicklung bewirkt die Abnahme der Stromwellig­ keit und die damit verbundene Aufheizung des Motors. Der gemeinsame Leiter von Transistor 62 und 65 zum In­ duktor 68 geht durch einen Ferritkern 66 mit einem einge­ betteten, linearen Halleffekt-Detektor. Dieser ist so an­ geordnet, daß er den magnetischen Fluß im Kern feststellt. Der Halldetektor ist mit einem Stromtastverstärker 67 ver­ bunden. Wenn der Strom durch den Leiter geht, bewirkt er einen magnetischen Fluß im Kern 66, der vom Halldetektor aufgefaßt wird, und der Verstärker produziert ein dem Strom entsprechendes Ausgangssignal.

Der Ausgangsverstärker 67 bewirkt die Rückkopplung zur Summierverbindung 55 und schließt so den Stromkreis. Ge­ nauer gesagt, ist der Ausgang des Verstärkers mit der Summierverbindung 55 über eine Schaltung verbunden, die in Serie geschaltet den Widerstand 70 und die Kapazität 71 und parallel den Widerstand 72 enthält.

Diese Schaltung sieht in gewissem Umfang schnelle Wechsel vorher und reduziert das Überschießen und Klingeln in der Steuerschleife.

Der Impulsbreite-Modulator (PWM) 51 mit den Komparatoren 60 und 63, erhält ein Dreieck-Signal vom Dreiecks-Wellen- Generator 80, der eine entsprechend hohe Wiederholungs­ rate, wie beispielsweise 2 kHz und einen Bereich von Spitze zu Spitze +5 V bis -5 V hat. Die dreieckige Wellenform wird um 1 V verschoben von einer Verschiebungsschaltung 81, um eine Dreieckswellenform herzustellen, welche von Spitze zu Spitze +6 V bis -4 V aufweist, die auf den negativen Eingang des Komparators 60 gelegt wird. Die Dreiecks-Wellenform des Generators 80 geht ebenfalls durch die -1 V Verschiebungs­ schaltung 82, um eine Dreieckswellenform mit +4 V bis -6 V von Spitze zu Spitze zu erzeugen, die dem positiven Eingang des Komparators 63 zugeführt wird.

Die Arbeitsweise des Impulsbreite-Modulators wird in Fig. 2 dargestellt, die die zwei versetzten Dreiecks­ wellen zeigt, die auf den Komparator 60 und 63 gegeben sind.

Hat das verwendete Signal (Ausgangssignal des Verstärkers 53, Fig. 1C) einen Wert von +2 V, wie beispielsweise links in Fig. 2 dargestellt, so stellt der Komparator 63 ein Logic 1 Ausgangssignal für das Intervall t ₁ her, in welchem das angewendete Signal negativer ist als die Dreiecks­ welle. Während dieses Intervalls t ₁ leitet der Transistor 65 (Fig. 1C). Während des verbleibenden Zeitraumes des Dreieckswellen-Zyklus gibt der Komparator ein Ausgangs­ signal Logic 0, und der Transistor 65 ist nicht leitend. Der Komparator 60 andererseits gibt ein Signal Logic 1 während des Intervalls t ₂, wenn das verwendete Signal positiver ist als die Dreieckswelle und der Transistor 62 wird leitend. Während des übrigen Zeitraumes bis zur Be­ endigung des Zyklus ist der Transistor 62 nicht leitend, da das angewendete Signal positiver ist als das Dreiecks­ wellensignal.

Ein weiteres Beispiel ist rechts in Fig. 2 dargestellt. Hier hat das angewendete Signal den Wert von -3 V. Unter die­ sen Umständen gibt der Komparator 63 ein Logic 1 Ausgangs­ signal, um den Transistor 65 während des Intervalls t ₃ leitfähig zu machen, während der Komparator 60 ein Logic 1 Signal während des Intervalls t ₄ produziert; während des Intervalls t ₄ ist der Transistor 62 leitend.

Danach kann leicht ersehen werden, daß, je positiver das Signal ist, das dem Transistor 62 zugeführt wird, welcher die Wicklung mit der positiven Stromquelle verbindet, um so länger die Verbindung bestehen bleibt; hingegen der Tran­ sistor 65, der die Wicklung mit der Erde verbindet, um so kürzer leitfähig ist. Entsprechend bewirken positivere Spannungen stärkere Wicklungsströme, und andererseits, wenn das angewendete Signal mehr negativ wird, nimmt die leitfähige Phase des Transistors 65 zu und die leitfähige Phase des Transistors 62 nimmt entsprechend ab. Demgemäß wird die Wicklung für entsprechend längerer Zeit an Erde gelegt, und der Wicklungsstrom nimmt entsprechend ab.

Bei der Fig. 2 sollte beachtet werden, daß zwischen den Zeiten, in denen zwei Transistoren in der leitfähigen Phase sind, immer ein gewisser zeitlicher Zwischenraum besteht. Dieses Intervall kommt durch die Spannungsver­ schiebungen zustande, wie sie durch die Schaltkreise 81 und 82 bedingt werden. Dieses kurze Intervall stellt sicher, daß die beiden Transistoren niemals gleichzeitig leitfähig werden, was einen Kurzschluß der Stromversorgungsquelle bewirken würde.

So wird die Stromversorgung der Wicklungen durch den Strom­ kreis 52 so gesteuert, daß der Strom stets proportional dem am DAC 44 erscheinenden Ausgangssignal ist. Nimmt das Ausgangssignal am DAC 44 zu, so nimmt auch das Ausgangs­ signal am Verstärker 53 zu und verlängert somit das Leit­ fähigkeits-Intervall des Transistors 62 und damit den Wicklungsstrom. Die Stromzunahme wird vom Verstärker 67 aufgefaßt, der ein verstärktes Rückkopplungssignal dem Ver­ stärker 53 zuführt, um die Zunahme auf den Wert zu begren­ zen, der dem angelegten Potential entspricht.

Ähnlich bilden die Komponenten 91 bis 112 einen Steuer­ kreis, der die Wicklung 11 B mit der proportional synthe­ tisierten Spannung versorgt, welche am Ausgang von DAC 45 aufscheint; und die Bauteile 121 bis 142 bilden einen Steuerkreis, der die Wicklung 11 C mit Strom versorgt, der proportional mit der synthetisierten Spannung am DAC 46 ist. (Fig. 1C).

Claims (5)

1. Steuervorrichtung für einen bürstenlosen Elektromotor mit einem mit Permanentmagneten ausgerüsteten Rotor und einem mit Wicklungen versehenen Stator, einer Einrich­ tung, die ein von der Rotorposition in bezug auf den Stator abhängiges Signal liefert, einer weiteren Ein­ richtung, die ein Istgeschwindigkeits-abhängiges Signal sowie einer solchen, die ein Last-abhängiges Signal liefert, einem Speicher, der aufgezeichnete Drehmoment­ winkel-Faktoren enthält, einer Vorrichtung zur Auswahl eines gespeicherten Drehmomentwinkel-Faktors als Funk­ tion der Rotor-Istgeschwindigkeits-Signale, einer Ein­ richtung zur Addition des ausgewählten Drehmomentwin­ kel-Faktors zum Rotorpositionssignal, und einer Strom­ versorgungseinrichtung zur Versorgung der Statorwick­ lungen mit sinusförmigen Erregerströmen kontrollierbarer Phasenlage und Werten, die in Inkrementen aus aufge­ zeichneten Digital-Sinus-Werten entsprechend der Lage des Erregerstrom-Vektors synthetisiert werden, dadurch gekennzeichnet, daß der gespeicherte Drehmomentwinkel-Faktor auch als Funktion der Rotorpositionssignale auswählbar ist, um den Drehmomentwinkel adaptiv als Funktion von Last und Geschwindigkeit zu kontrollieren.

2. Steuervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß diese weiterhin eine Ein­ richtung zum Erfassen des Sollgeschwindig­ keits-Befehls und Ableiten eines diesem ent­ sprechenden Signals enthält.

3. Steuervorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Ab­ leiten eines Last-abhängigen Signals eine Anordnung zum Vergleichen des Sollgeschwin­ digkeits-Befehls-Signals mit dem Ist-geschwin­ digkeits-Signal enthält, und daß das derart abgeleitete Fehlersignal als Indikator für die Last dient.

4. Steuervorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicherwert als Funktion des Absolutwertes des Last-abhängigen und des Geschwindigkeits-abhängigen Signals gewählt wird.

5. Steuervorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswahl des Speicher­ wertes weiterhin eine Funktion des vom Posi­ tions-Indikator gelieferten Richtungssignals ist.